JP4535029B2

JP4535029B2 - プリチャージ回路

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Publication number: JP4535029B2
Application number: JP2006161846A
Authority: JP
Inventors: 善信高柳; 和孝玉置
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2006-06-12
Filing date: 2006-06-12
Publication date: 2010-09-01
Anticipated expiration: 2026-06-12
Also published as: JP2007336609A

Description

本発明は、電源安定化コンデンサをプリチャージするためのプリチャージ回路に関する。

一般に、モータ駆動装置にバッテリなどの電源から電力供給を行う電源システムでは、モータに流れるリップル電流を吸収して電源電圧を安定化させるため、大容量の電源安定化コンデンサが設けられている。

また、このような電源安定化コンデンサに対して、電源投入時などに予備充電（プリチャージ）を行うという提案がなされている（例えば、特許文献１）。ところが、この電源安定化コンデンサは上記のように大容量であることから、電源投入時などには電源から過大な突入電流が流れ、電流経路上の半導体素子などが故障してしまったり、リレーなどの機械接点が溶着してしまうなどの問題があった。

そこでその解決策として、抵抗器を介して時定数を持たせるようにした予備充電方法（例えば、特許文献２，３）や、トランジスタの能動領域を利用した予備充電方法（例えば、特許文献４）などが提案されている。

国際公開第９９／１７９７７号パンフレット特開平１１−２４０４５４号公報特開平１１−２４５８２９号公報特開２００２−４４９９０号公報

ところで、電源安定化コンデンサへの予備充電はなるべく短時間に行うようにするのが望ましいが、抵抗器を介した予備充電方法を用いて短時間で行おうとすると、過大な突入電流に起因して抵抗器での電力損失が大きくなり、熱が発生してしまったり、入力電圧（電源電圧）と出力電圧（電源安定化コンデンサの充電電圧）との間の電位差が大きくなってしまうことになる。よって、発熱を抑えるために放熱器などの冷却手段を新たに設ける必要が生じたり、大きな電位差に起因して十分な予備充電を行うことが困難になってしまう。

また、トランジスタの能動領域を利用した予備充電方法においても、トランジスタにおいて大きな電力損失が生じ、抵抗器を用いた場合と同様の問題が生ずることとなる。

このように、予備充電の際に過大な電力損失が生じてしまう従来の技術では、簡易な構成で効果的な予備充電を行うのが困難であった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、簡易な構成で効果的な予備充電を行うことが可能なプリチャージ回路を提供することにある。

本発明の第１のプリチャージ回路は、電源の負荷に並列に接続された電源安定化コンデンサに適用される回路であって、電源と前記電源安定化コンデンサとの間に接続されると共に、この電源安定化コンデンサへの予備充電を行う際に、エネルギー蓄積用コイルを介して電源安定化コンデンサに充電電流を供給するスイッチング回路と、エネルギー蓄積用コイルに流れる充電電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された充電電流に応じて、スイッチング回路のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、電源と電源安定化コンデンサとの間に接続され、スイッチング回路を介して電源から電源安定化コンデンサへの予備充電を行うための第１の経路と、スイッチング回路を介さずに電源から負荷に給電するための第２の経路とを切り換える切換手段とを備えたものである。また、上記スイッチング制御手段は、第１の経路を介した電源安定化コンデンサへの予備充電の際に、電源からの電流をエネルギー蓄積用コイルへ供給することによりこのエネルギー蓄積用コイルにエネルギーを蓄積する第１の期間と、この第１の期間においてエネルギー蓄積用コイルに蓄積されたエネルギーを放出する第２の期間とが交互に繰り返されるように、スイッチング回路の動作を制御すると共に、充電電流が所定の最大値に達したときに第１の期間から第２の期間へと切り換える一方、充電電流が所定の最小値に達したときに第２の期間から第１の期間へと切り換えるようになっている。
本発明の第２のプリチャージ回路は、電源の負荷に並列に接続された電源安定化コンデンサに適用される回路であって、電源と電源安定化コンデンサとの間に接続されたチョッパ型のスイッチング回路と、電源と電源安定化コンデンサとの間に接続され、スイッチング回路を介して電源から電源安定化コンデンサへの予備充電を行うための第１の経路と、スイッチング回路を介さずに電源から負荷に給電するための第２の経路とを切り換える切換手段とを備えたものである。また、上記スイッチング回路は、一端が電源安定化コンデンサの一端側に直列接続されたエネルギー蓄積用コイルと、このエネルギー蓄積用コイルの他端と電源との間を断続する第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子に同期して、エネルギー蓄積用コイルの他端と電源安定化コンデンサの他端との間を断続する第２のスイッチング素子とを有している。

本発明のプリチャージ回路では、電源から電源安定化コンデンサへの予備充電（プリチャージ）の際には、第１の経路（プリチャージ経路）を介して行われる。一方、このようなプリチャージが完了した後は、第２の経路（給電経路）を介して電源から負荷への給電が行われる。そして第１の経路と第２の経路との切換は、切換手段によってなされる。ここで、上記予備充電はスイッチング回路のスイッチング動作によってなされるため、従来と比べてプリチャージ回路での電力損失が抑えられる。
特に、本発明の第１のプリチャージ回路では、第１の経路を介した電源安定化コンデンサへの予備充電の際に、電源からの電流をエネルギー蓄積用コイルへ供給することによりこのエネルギー蓄積用コイルにエネルギーを蓄積する第１の期間と、この第１の期間においてエネルギー蓄積用コイルに蓄積されたエネルギーを放出する第２の期間とが交互に繰り返されるように、スイッチング回路の動作が制御される。そして、充電電流が所定の最大値に達したときに第１の期間から第２の期間へと切り換えられる一方、充電電流が所定の最小値に達したときに第２の期間から第１の期間へと切り換えられる。
また、本発明の第２のプリチャージ回路では、上記スイッチング回路が、上記エネルギー蓄積用コイルと、上記第１のスイッチング素子と、上記第２のスイッチング素子とを有していることにより、第１のスイッチング素子がオン状態となると共に第２のスイッチング素子がオフ状態となったときに、電源から第１のスイッチング素子を介して、エネルギー蓄積用コイルに電荷が蓄積される。また、逆に第１のスイッチング素子がオフ状態となると共に第２のスイッチング素子がオン状態となったときには、エネルギー蓄積用コイルから第２のスイッチング素子を介して、蓄積された電荷が放出される。

本発明の第１のプリチャージ回路では、上記スイッチング回路が、上記エネルギー蓄積用コイルと、第１の期間にオン状態となることにより、エネルギー蓄積用コイルにエネルギーを蓄積する第１のスイッチング素子と、第２の期間にオン状態となることにより、エネルギー蓄積用コイルに蓄積されたエネルギーを放出する第２のスイッチング素子とを有するように構成することが可能である。また、上記電流検出手段が、第１の期間における充電電流が上記最大値に達したこと検出する回路と、第２の期間における充電電流が上記最小値に達したこと検出する回路とを有するように構成することが可能である。

本発明の第２のプリチャージ回路では、上記エネルギー蓄積用コイルに流れる充電電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された充電電流に応じてスイッチング回路のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段とを備えるようにするのが好ましい。このように構成した場合、検出した充電電流に応じてプリチャージの開始および停止が自動的に行われる、すなわち自励方式となるため、回路構成が簡単になる。

この場合において、上記スイッチング制御手段が、充電電流に応じてスイッチング回路のスイッチング周波数およびデューティ比を変化させるように構成可能である。また、上記スイッチング制御手段が、充電電流の平均値が一定となるようにスイッチング回路を制御するのが好ましく、この場合、例えば上記電流検出手段が充電電流の最大値と最小値とを検出すると共に、スイッチング制御手段が、検出された充電電流の最大値および最小値がそれぞれ一定となるようにスイッチング回路を制御することによって、充電電流の平均値を一定化するように構成可能である。このように充電電流の平均値が一定となるように制御した場合、従来のような充電電流の制限処理が不要となり、回路構成がより簡単になる。

本発明のプリチャージ回路では、上記切換手段が第１の経路（プリチャージ経路）側に切り換えられている期間を一定期間以下に制限する制限手段をさらに備えるようにするのが好ましい。このように構成した場合、例えば何らかの不具合によって正常なプリチャージ動作ができなくなってしまったような場合でも、一定期間後には必ずプリチャージ動作が停止することから、無駄なプリチャージ動作による回路素子の破壊や熱の発生等が回避される。

本発明のプリチャージ回路では、第１の経路による予備充電の完了時に、この第１の経路上の残存エネルギーを放電させる放電手段をさらに備えるようにするのが好ましい。このように構成した場合、第１の経路（プリチャージ経路）上の残存エネルギーによる回路素子の破壊等が回避される。

本発明のプリチャージ回路によれば、スイッチング回路によって第１の経路（プリチャージ経路）を介した電源安定化コンデンサへの予備充電（プリチャージ）を行うと共に第２の経路（給電経路）を介して負荷への給電を行い、切換手段によって第１の経路と第２の経路との切換をするようにしたので、スイッチング回路のスイッチング動作によって従来と比べてプリチャージ回路での電力損失を抑え、電力損失に起因した発熱や入出力電圧間の電位差も抑えることができる。よって、冷却手段などを別途設ける必要がなくなると共に十分な予備充電をすることができ、簡易な構成で効果的な予備充電を行うことが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係るプリチャージ回路の構成を表すものである。このプリチャージ回路は、バッテリ１の負荷であるインバータ４１に並列接続された電源安定化コンデンサ３に対し、電源投入時などに後述する予備充電（プリチャージ）を行う回路であり、スイッチング回路２１と、切換回路２２と、放電回路２３と、カレントトランス２４，２５と、最大電流検出回路２６と、最小電流検出回路２７と、スイッチング制御回路２８と、タイマ回路２９とを備えている。

バッテリ１は、プリチャージ回路の入力端子Ｔ１，Ｔ２間に挿入配置されており、これら入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流入力電圧Ｖinを供給し、負荷であるインバータ４１およびモータ４２へ電力供給を行うための電源である。なお、入力端子Ｔ１は、高圧ラインＬＨおよび後述する切換回路２２内のスイッチング素子Ｓ４を介してプリチャージ回路の出力端子Ｔ３に接続され、入力端子Ｔ３は、低圧ラインＬＬを介してプリチャージ回路の出力端子Ｔ４に接続されている。

スイッチング回路２１は、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、コイルＬと、４つの抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２とを有している。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は例えば電界効果型トランジスタにより構成され、本実施の形態ではＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）により構成されている。スイッチング素子Ｓ１は、ゲートが抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の一端に共通接続され、ソースが接続点Ｐ３および抵抗器Ｒ１２の他端に共通接続され、ドレインが後述するカレントトランス２４を介して高圧ラインＬＨ上の接続点Ｐ１に接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、ゲートが抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２の一端に共通接続され、ソースが低圧ラインＬＬ上の接続点Ｐ２および抵抗器Ｒ２２の他端に共通接続され、ドレインが接続点Ｐ３に接続されている。なお、抵抗器Ｒ１１の他端および抵抗器Ｒ２１の他端は、後述するスイッチング制御回路２８の出力端子に接続されている。また、コイルＬの一端は接続点Ｐ３に接続され、他端は後述するカレントトランス２５内の１次側巻線２５１の一端に接続されている。このような構成によりスイッチング回路２１では、詳細は後述するが、スイッチング制御回路２８からの制御信号ＳＧ１，ＳＧ２によってスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ互いに同期してオン・オフ動作（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）動作）をすると共に、コイルＬを流れる電流（コイル電流ＩＬ）によってコイルＬにエネルギー（電荷）が蓄積されるようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、上記のように電界効果型トランジスタにより構成されるとは限らず、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などにより構成されていてもよい。

切換回路２２は、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、４つの抵抗器Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ４１，Ｒ４２とを有している。スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と同様に例えば電界効果型トランジスタにより構成され、本実施の形態ではＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子Ｓ３は、ゲートが抵抗器Ｒ３１，Ｒ３２の一端に共通接続され、ソースが接続点Ｐ６および抵抗器Ｒ３２の他端に共通接続され、ドレインが高圧ラインＬＨ上の接続点Ｐ４を介して出力端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子Ｓ４は、高圧ラインＬＨ上に挿入配置されており、ゲートが抵抗器Ｒ４１，Ｒ４２の一端に共通接続され、ソースが高圧ラインＬＨを介して抵抗器Ｒ４２の他端、接続点Ｐ４および出力端子Ｔ３に接続され、ドレインが高圧ラインＬＨを介して入力端子Ｔ１に接続されている。なお、抵抗器Ｒ３１の他端および抵抗器Ｒ４１の他端は、後述するスイッチング制御回路２８の出力端子に接続され、接続点Ｐ６は、後述するカレントトランス２５内の１次側巻線２５１の他端、および後述する放電回路２３内のスイッチング素子Ｓ５のドレインに接続されている。このような構成により切換回路２２では、詳細は後述するが、スイッチング制御回路２８からの制御信号ＳＧ３，ＳＧ４によってスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がそれぞれ互いに同期してオン・オフ状態となり、後述する経路５１（プリチャージ経路）と経路５２（給電経路）とを切り換えるようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４も、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と同様に電界効果型トランジスタにより構成されるとは限らず、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどにより構成されていてもよい。

放電回路２３は、スイッチング素子Ｓ５と、２つの抵抗器Ｒ５１，Ｒ５２とを有している。スイッチング素子Ｓ５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同様に例えば電界効果型トランジスタにより構成され、本実施の形態ではＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子Ｓ５は、ゲートが抵抗器Ｒ５１，Ｒ５２の一端に共通接続され、ソースが低圧ラインＬＬ上の接続点Ｐ５に接続され、ドレインが接続点Ｐ６に接続されている。なお、抵抗器Ｒ５１の他端は、後述するスイッチング制御回路２８の出力端子に接続されている。このような構成により放電回路２３では、詳細は後述するが、スイッチング制御回路２８からの制御信号ＳＧ５によってスイッチング素子Ｓ５がオン状態になったときに、図中の放電電流Ｉｄによって経路５１上の（コイルＬに蓄積された）残存エネルギー（電荷）が放出されるようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ５も、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同様に電界効果型トランジスタにより構成されるとは限らず、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどにより構成されていてもよい。

カレントトランス２４は、その１次側巻線２４１が高圧ラインＬＨ上の接続点Ｐ１とスイッチング回路２１内のスイッチング素子Ｓ１との間に挿入配置され、２次側巻線２４２が最大電流検出回路２６の入力端子間に接続されている。このような構成によりカレントトランス２４では、スイッチング素子Ｓ１に流れる電流（ドレイン電流）Ｉ１の大きさに応じて２次側巻線２４２に検出電圧が発生し、その検出電圧が最大電流検出回路２６へ供給されるようになっている。

一方、カレントトランス２５は、その１次側巻線２５１がスイッチング回路２１内のコイルＬと接続点Ｐ６との間に挿入配置され、２次側巻線２５２が最小電流検出回路２７の入力端子間に接続されている。このような構成によりカレントトランス２５では、コイルＬに流れる電流（コイル電流）ＩＬの大きさに応じて２次側巻線２５２に検出電圧が発生し、その検出電圧が最小電流検出回路２７へ供給されるようになっている。

最大電流検出回路２６は、カレントトランス２４における検出電圧に基づいて、スイッチング素子Ｓ１を流れるドレイン電流Ｉ１の最大値（最大電流値）を検出し、検出したその最大電流値をスイッチング制御回路２８へ出力するものである。なお、詳細は後述するが、このドレイン電流Ｉ１の最大値は、プリチャージ時におけるプリチャージ回路からの出力電流Ｉoutの最大値に対応する。

一方、最小電流検出回路２７は、カレントトランス２５における検出電圧に基づいて、コイルＬを流れるコイル電流ＩＬにおける交流成分の負方向の最大値（最小電流値）を検出し、検出したその最小電流値をスイッチング制御回路２８へ出力するものである。なお、詳細は後述するが、このコイル電流ＩＬにおける交流成分の負方向の最大値は、プリチャージ時におけるプリチャージ回路からの出力電流Ｉoutの最小値に対応する。

スイッチング制御回路２８は、最大電流検出回路２６から供給される最大電流値および最小電流検出回路２７から供給される最小電流値に基づいて制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５を生成すると共に出力し、スイッチング回路２１におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、切換回路２２におけるスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４、および放電回路２３におけるスイッチング素子Ｓ５のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン・オフ状態を制御して互いに同期したＰＷＭ動作をさせ、そのスイッチング周波数およびデューティ比をそれぞれ変化させるようになっている。また、スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ５を制御して互いに同期したオン・オフ状態を設定するようになっている。

タイマ回路２９は、スイッチング制御回路２８に対して所定の制御信号を出力し、詳細は後述するが、電源安定化コンデンサ３へのプリチャージ期間が予め設定された一定期間以下に制限されるようにするものである。

インバータ４１は、プリチャージ回路の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に挿入配置されており、４つのスイッチング素子Ｓ６１〜Ｓ６４からなるフルブリッジ型の構成のものである。具体的には、スイッチング素子Ｓ６１，Ｓ６３の一端同士は互いに接続点Ｐ７を介して出力端子Ｔ３に接続され、スイッチング素子Ｓ６２，Ｓ６４の一端同士は互いに接続点Ｐ８を介して出力端子Ｔ４に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ６１，Ｓ６２の他端同士は互いに接続点Ｐ９に接続され、スイッチング素子Ｓ６３，Ｓ６４の他端同士は互いに接続点Ｐ１０に接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｓ６１〜Ｓ６４も、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５と同様にＭＯＳ−ＦＥＴなどの電界効果型トランジスタやバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどにより構成され、図示しない制御回路によってそれぞれのスイッチング動作が制御されるようになっている。このような構成によりインバータ４１では、スイッチング素子Ｓ６１〜Ｓ６４のスイッチング動作によって、出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流出力電圧Ｖoutが交流電圧に変換され、その変換された交流電圧がモータ４２へ供給されるようになっている。

モータ４２は、インバータ４１から供給される交流電圧に基づいて所定の負荷を駆動するものであり、例えば自動車用途の場合、そのような負荷としてはパワーステアリングやパワーウィンドウなどの動作部分が挙げられる。

電源安定化コンデンサ３は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間にインバータ４１と並列して挿入配置されており、モータ４２の動作に起因して高圧ラインＬＨ上に発生するリップル電流を吸収し、電源電圧（直流出力電圧Ｖout）を安定化させるための大容量のコンデンサである。この電源安定化コンデンサ３では、例えば電源投入時などにその大容量性に起因してバッテリ１から過大な突入電流が流れるのを回避するため、そのような期間に上記したプリチャージ回路によって出力電流Ｉoutによる予備充電（プリチャージ）がなされるようになっている。

ここで、バッテリ１が本発明における「電源」の一具体例に対応し、インバータ４１およびモータ４２が本発明における「負荷」の一具体例に対応する。また、カレントトランス２４，２５、最大電流検出回路２６および最小電流検出回路２７が、本発明における「電流検出手段」の一具体例に対応する。また、コイルＬが本発明における「エネルギー蓄積用コイル」の一具体例に対応し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ本発明における「第１のスイッチング素子」および「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、タイマ回路２９が本発明における「制限手段」の一具体例に対応する。

次に、図１および図２を参照して、以上のような構成のプリチャージ回路の動作について詳細に説明する。

ここで図２は、本実施の形態のプリチャージ回路によるプリチャージ動作の一例をタイミング図で表したものであり、（Ａ）は直流出力電圧Ｖoutを、（Ｂ）はコイル電流ＩＬ（プリチャージ期間においては出力電流Ｉoutに対応する）を、（Ｃ）〜（Ｅ）は制御信号ＳＧ１〜ＳＧ３を、（Ｆ）は制御信号ＳＧ４および制御信号ＳＧ５を、それぞれ表している。

まず、タイミングｔ０においてバッテリ１の電源が投入された場合（直流入力電圧Ｖinが供給開始となった場合）、このタイミングｔ０以降は、プリチャージ回路による電源安定化コンデンサ３へのプリチャージ期間Ｔ１となる。なお、このプリチャージ期間Ｔ１においては、図示しない制御回路によってインバータ４１の動作が停止し、モータ４２の駆動動作も停止している。

すると、このタイミングｔ０において、スイッチング制御回路２８からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５のうち、制御信号ＳＧ１，ＳＧ３が「Ｈ」レベルとなってスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がそれぞれオン状態に設定されると共に（図２（Ｃ），（Ｅ））、制御信号ＳＧ２，ＳＧ４，ＳＧ５が「Ｌ」レベルとなってスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がそれぞれオフ状態に設定される（図２（Ｄ），（Ｆ））。したがって、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流Ｉ１が流れ、これによりコイル電流ＩＬも流れてコイルＬに電荷が蓄積されると共に、プリチャージ経路５１を介してその蓄積された電荷が出力電流Ｉoutとして流れ、電源安定化コンデンサ３に対するプリチャージがなされる。よって、コイル電流ＩＬ（出力電流Ｉout）が線形的に増加する（図２（Ｂ））と共に、直流出力電圧Ｖoutも０Ｖから線形的に増加する（図２（Ａ））。なお、制御信号ＳＧ３〜ＳＧ５については、プリチャージ期間Ｔ１において固定値であり（図２（Ｄ）〜（Ｆ））、後述するタイミングｔ６まで変化しない。

ここで、スイッチング制御回路２８は、出力電流Ｉoutの平均値が所定の設定値（例えば、図２中の平均電流値Ｉave）で一定となるようにするため、スイッチング素子Ｓ１のドレイン電流Ｉ１の最大値に対応する最大電流検出回路２６からの最大電流値に基づいて、出力電流Ｉmaxの最大値が所定の設定値（例えば、図２中の最大電流値Ｉmax）で一定となるように制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数およびデューティ比を制御する。

したがって、例えばタイミングｔ１で出力電流Ｉoutの最大値が最大電流値Ｉmaxになると（図２（Ｂ））、スイッチング制御回路２８は、制御信号ＳＧ１を「Ｌ」レベルにする（図２（Ｃ））と共に制御信号ＳＧ２を「Ｈ」レベルにし（図２（Ｄ））、これによりスイッチング素子Ｓ１がオフ状態になると共にスイッチング素子Ｓ２がオン状態になる。

すると、ドレイン電流Ｉ１の代わりにスイッチング素子Ｓ２のドレイン電流Ｉ２が流れ、これによりコイル電流ＩＬおよび出力電流Ｉoutが線形的に減少する（図２（Ｂ））。なお、このときも出力電流Ｉout自体は流れているので、引き続き直流出力電圧Ｖoutは線形的に増加する（図２（Ａ））。

ここで、スイッチング制御回路２８は、上記のように出力電流Ｉoutの平均値が一定に保たれるようにするため、出力電流Ｉoutの最大値に加え、コイル電流ＩＬの最小値に対応する最小電流検出回路２７からの最小電流値に基づいて、出力電流Ｉmaxの最小値も所定の設定値（例えば、図２中の最小電流値Ｉmin）で一定となるように制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数およびデューティ比を制御する。

したがって、例えばタイミングｔ２で出力電流Ｉoutの最小値が最小電流値Ｉminになると（図２（Ｂ））、スイッチング制御回路２８は、制御信号ＳＧ１を「Ｈ」レベルにする（図２（Ｃ））と共に制御信号ＳＧ２を「Ｌ」レベルにし（図２（Ｄ））、これによりタイミングｔ０〜ｔ１の期間と同様に、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態になると共にスイッチング素子Ｓ２がオン状態になる。よって、ドレイン電流Ｉ２の代わりにドレイン電流Ｉ１が流れることによって、コイル電流ＩＬおよび出力電流Ｉoutが線形的に増加し（図２（Ｂ））、直流出力電圧Ｖoutも線形的に増加する（図２（Ａ））。

このようにしてタイミングｔ２以降も、タイミングｔ２〜ｔ３においてコイル電流ＩＬおよび出力電流Ｉoutが線形的に増加し、タイミングｔ３〜ｔ４においてコイル電流ＩＬおよび出力電流Ｉoutが線形的に減少し、タイミングｔ４〜ｔ５においてコイル電流ＩＬおよび出力電流Ｉoutが線形的に増加し（図２（Ｂ））、…という動作を繰り返し、直流出力電圧Ｖoutが線形的に増加していくことになる（図２（Ａ））。

そして例えばタイミングｔ６において、直流出力電圧Ｖoutがバッテリ１からの供給電圧である直流入力電圧Ｖinに等しくなると、すなわち電源安定化コンデンサ３に対して十分なプリチャージがなされると、スイッチング制御回路２８は、制御信号ＳＧ１，ＳＧ３を「Ｌ」レベルにする（図２（Ｃ），（Ｅ））と共に制御信号ＳＧ２，ＳＧ４，ＳＧ５を「Ｈ」レベルにし（図２（Ｄ），（Ｆ））、これによりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がそれぞれオフ状態に設定される（図２（Ｃ），（Ｅ））と共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がそれぞれオン状態に設定される（図２（Ｄ），（Ｆ））。

すると、切換回路２２によってプリチャージ経路５１から給電経路５２への経路切換がなされ、この給電経路５２を介してバッテリ１からインバータ４１へ直流出力電圧Ｖoutが供給され、このインバータ回路４１によって変換された交流電圧に基づいてモータ４２が駆動動作を開始することとなる。すなわち、タイミングｔ０〜ｔ６までのプリチャージ期間Ｔ１が完了し、タイミングｔ６以降はバッテリ１による通常の給電期間Ｔ２となる（図２）。なお、この給電期間Ｔ２においては、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５は固定信号となり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５の状態も固定される。

また、スイッチング素子Ｓ５がオン状態になることから（図２（Ｆ））、放電回路２３内でスイッチング素子Ｓ５のドレイン電流（放電電流Ｉｄ）が流れ、これによりコイルＬの経路上の残存エネルギー（電荷）が低圧ラインＬＬ上へ放出され、回路素子の破壊等につながるエネルギーが残ることはない。

このようにして本実施の形態のプリチャージ回路では、プリチャージ期間Ｔ１において、スイッチング回路２１におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作によって、バッテリ１からプリチャージ経路５１を介して電源安定化コンデンサ３へ出力電流Ｉoutが流れ、プリチャージがなされる。よって、抵抗器による時定数やトランジスタの能動領域を利用してプリチャージを行っている従来と比べ、プリチャージ回路での電力損失が抑えられる。

以上のように、本実施の形態では、スイッチング回路２１によってプリチャージ経路５１を介した電源安定化コンデンサ３へのプリチャージを行うと共に、給電経路５２を介してインバータ４１およびモータ４２への給電を行い、切換回路２２によってプリチャージ経路５１と給電経路５２との切換をするようにしたので、スイッチング回路２１のスイッチング動作によって従来と比べてプリチャージ回路での電力損失を抑え、電力損失に起因した発熱や入出力電圧間の電位差も抑えることができる。よって、冷却手段などを別途設ける必要がなくなると共に十分な予備充電をすることができ、簡易な構成で効果的な予備充電を行うことが可能となる。

また、簡易な構成で実現することができるので、回路の実装面積や実装体積を従来と比べて小さくすることができ、装置の軽量化や低コスト化を図ることが可能となる。

また、切換回路２２によって経路の切換を行うようにしたので、プリチャージ完了後には確実に給電経路を確保することができる。

また、カレントトランス２４，２５、最大電流検出回路２６および最小電流検出回路２７によって出力電流Ｉoutの最大値および最小値を検出し、その検出結果に基づいてスイッチング制御回路２８がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のオン・オフ状態やスイッチング周波数、デューティ比を制御する自励式の構成としたので、他励式の構成と比べてスイッチング制御回路を簡単な構成で実現することが可能となる。

また、出力電流Ｉoutを一定に保つ、具体的には出力電流Ｉoutの最大電流値と最小電流値を一定に保って平均電流値を一定に保つようにし、定電流制御でプリチャージするようにしたので、従来のように出力電流値を制限する必要がなくなり、回路構成をより簡素化することが可能となる。

また、放電回路２３を設けてプリチャージ完了後にプリチャージ経路５１（コイルＬ上の経路）上の残存エネルギーを放電するようにしたので、この残存エネルギーによる回路素子の破壊等を回避することができ、回路の信頼性を向上させることが可能となる。

また、タイマ回路２９によってプリチャージ期間Ｔ１を一定期間以下に制限するようにしたので、例えば何らかの不具合（回路の故障等）によって正常なプリチャージ動作ができなくなってしまったような場合でも、一定期間後には必ずプリチャージ動作を停止させることができ、無駄なプリチャージ動作による回路素子の破壊や熱の発生等を回避することができる。よって、回路の信頼性をより向上させることが可能となる。

さらに、上記のように定電流制御によってプリチャージを行うようにしたので、このタイマ回路２９で設定される期間とその定電流値との乗算によって、プリチャージ時のチャージ量を見積もることができ、例えばプリチャージに要する時間なども見積もることが可能となる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態ではスイッチング回路２１内のスイッチング素子Ｓ２を電界効果型トランジスタやバイポーラトンジスタ、ＩＧＢＴなどのトランジスタ素子によって構成する場合について説明したが、このスイッチング素子Ｓ２については、トランジスタ素子以外にも例えばダイオードなどの整流素子によって構成するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、検出された出力電流Ｉoutの値に基づいてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の動作を制御する自励式の構成で説明したが、例えばユーザの設定によってスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の動作を制御する他励式の構成としてもよい。

また、上記実施の形態では、出力電流Ｉoutの平均値を一定に保つ定電流制御によってプリチャージを行う場合で説明したが、定電流制御でなくともよい。

また、上記実施の形態では、スイッチング回路２１が、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を有するいわゆるチョッパ型の構成の場合で説明したが、スイッチング回路２１の構成はこれには限られず、他のスイッチング回路構成としてもよい。

さらに、上記実施の形態では、プリチャージ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、プリチャージ回路の構成はこれには限られず、例えば上記したような残存エネルギーや長時間のプリチャージ動作が問題とならない程度なのであれば、放電回路２３やタイマ回路２９を設けないようにしてもよい。

本発明の一実施の形態に係るプリチャージ回路の構成を表す回路図である。プリチャージ回路の動作を説明するためのタイミング図である。

符号の説明

１…バッテリ、２１…スイッチング回路、２２…切換回路、２３…放電回路、２４，２５…カレントトランス、２６…最大電流検出回路、２７…最小電流検出回路、２８…スイッチング制御回路、２９…タイマ回路、３…電源安定化コンデンサ、４１…インバータ、４２…モータ、５１…プリチャージ経路、５２…給電経路、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、ＬＨ…高圧ライン、ＬＬ…低圧ライン、Ｐ１〜Ｐ１０…接続点、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｉ１，Ｉ２，ＩＬ…電流、Ｉｄ…放電電流、Ｉmax，Ｉmin，Ｉave…設定電流値、Ｓ１〜Ｓ５，Ｓ６１〜Ｓ６４…スイッチング素子、Ｌ…コイル、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ５１，Ｒ５２…抵抗器、ＳＧ１〜ＳＧ５…制御信号、ｔ１〜ｔ６…タイミング、Ｔ１…プリチャージ期間、Ｔ２…給電期間。

Claims

電源の負荷に並列に接続された電源安定化コンデンサに適用される回路であって、
前記電源と前記電源安定化コンデンサとの間に接続されると共に、この電源安定化コンデンサへの予備充電を行う際に、エネルギー蓄積用コイルを介して前記電源安定化コンデンサに充電電流を供給するスイッチング回路と、
前記エネルギー蓄積用コイルに流れる前記充電電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された前記充電電流に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記電源と前記電源安定化コンデンサとの間に接続され、前記スイッチング回路を介して前記電源から前記電源安定化コンデンサへの予備充電を行うための第１の経路と、前記スイッチング回路を介さずに前記電源から前記負荷に給電するための第２の経路とを切り換える切換手段と
を備え、
前記スイッチング制御手段は、
前記第１の経路を介した前記電源安定化コンデンサへの予備充電の際に、
前記電源からの電流を前記エネルギー蓄積用コイルへ供給することによりこのエネルギー蓄積用コイルにエネルギーを蓄積する第１の期間と、この第１の期間において前記エネルギー蓄積用コイルに蓄積されたエネルギーを放出する第２の期間とが交互に繰り返されるように、前記スイッチング回路の動作を制御すると共に、
前記充電電流が所定の最大値に達したときに前記第１の期間から前記第２の期間へと切り換える一方、前記充電電流が所定の最小値に達したときに前記第２の期間から前記第１の期間へと切り換える
ことを特徴とするプリチャージ回路。
前記スイッチング回路は、
前記エネルギー蓄積用コイルと、
前記第１の期間にオン状態となることにより、前記エネルギー蓄積用コイルにエネルギーを蓄積する第１のスイッチング素子と、
前記第２の期間にオン状態となることにより、前記エネルギー蓄積用コイルに蓄積されたエネルギーを放出する第２のスイッチング素子とを有する
ことを特徴とする請求項１に記載のプリチャージ回路。
前記電流検出手段は、
前記第１の期間における前記充電電流が前記最大値に達したこと検出する回路と、
前記第２の期間における前記充電電流が前記最小値に達したこと検出する回路とを有する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のプリチャージ回路。
電源の負荷に並列に接続された電源安定化コンデンサに適用される回路であって、
前記電源と前記電源安定化コンデンサとの間に接続されたチョッパ型のスイッチング回路と、
前記電源と前記電源安定化コンデンサとの間に接続され、前記スイッチング回路を介して前記電源から前記電源安定化コンデンサへの予備充電を行うための第１の経路と、前記スイッチング回路を介さずに前記電源から前記負荷に給電するための第２の経路とを切り換える切換手段と
を備え、
前記スイッチング回路は、
一端が前記電源安定化コンデンサの一端側に直列接続されたエネルギー蓄積用コイルと、
前記エネルギー蓄積用コイルの他端と前記電源との間を断続する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に同期して、前記エネルギー蓄積用コイルの他端と前記電源安定化コンデンサの他端との間を断続する第２のスイッチング素子とを有する
ことを特徴とするプリチャージ回路。
前記エネルギー蓄積用コイルに流れる充電電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された充電電流に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段とを備えた
ことを特徴とする請求項４に記載のプリチャージ回路。
前記スイッチング制御手段は、前記充電電流の平均値が一定となるように、前記スイッチング回路を制御する
ことを特徴とする請求項５に記載のプリチャージ回路。
前記第１の経路による予備充電の完了時に、前記第１の経路上の残存エネルギーを放電させる放電手段をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のプリチャージ回路。