JP7059140B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

出力側がＤＣバスに接続される電力変換装置では、出力側に容量の大きなコンデンサが設けられる。コンデンサが十分に充電されていない状態で、電力変換装置の入力側のスイッチをオンし、電源に接続すると、突入電流が発生する。特許文献１には、かかる突入電流の発生を抑制するために、スイッチに対して直列に電流制限用の抵抗を設けた突入電流低減回路が開示されている。

特開２０１７－１８４３３３号公報

ＤＣバスにパワーコンディショナが接続される場合がある。接続されるパワーコンディショナの数は目的に応じて変わる。パワーコンディショナにはコンデンサが内蔵されるため、ＤＣバスに接続するパワーコンディショナが増設される場合、出力側の充電容量が増加する。特許文献１に開示された突入電流低減回路では、かかる状況においては、電流制限用の抵抗の必要容量が増えるため、電流制限用の抵抗を異なる抵抗値のものへ変更しなければ、当該抵抗が損傷する虞がある。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。

本発明の一態様に係る電力変換装置は、直流電源に入力側が接続され、第１スイッチング素子を有し、前記第１スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで前記直流電源の電源電圧を降圧して出力する降圧チョッパ回路と、前記降圧チョッパ回路の出力側に入力側が接続され、ＤＣバスに出力側が接続され、第２スイッチング素子及びリアクトルを有し、前記第２スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路と、前記第１及び第２スイッチング素子にゲート電圧を印加する制御部と、を備え、前記制御部は、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記電源電圧に基づく第１目標電圧に到達するまで、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記降圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達した後、前記第１目標電圧より高い第２目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記昇圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力する。

本発明によれば、出力側の充電容量が増加しても、装置構成を変更することなく、突入電流の発生を抑制することができる。

電力変換装置を備える電力システムの構成の一例を示すブロック図である。 第１実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 第１実施形態に係る電力変換装置によるプリチャージ動作の一例を示すフローチャートである。 第１実施形態に係る降圧チョッパ回路が有するスイッチに与えられるＰＷＭ信号のデューティー比の時間変化の一例を示すグラフである。 パワーコンディショナが増設されたときの電力システムの構成の一例を示すブロック図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 第２実施形態に係る電力変換装置によるプリチャージ動作の一例を示すフローチャートである。 第１評価試験における降圧チョッパ回路が有するスイッチに印加するゲート電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１評価試験における昇圧チョッパ回路が有するスイッチに印加するゲート電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１評価試験におけるリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１評価試験におけるＤＣバス電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２実施形態の第１変形例に係る異常判定を説明するグラフである。 第２実施形態の第１変形例に係る電力変換装置による異常判定動作を示すフローチャートである。 第２実施形態の第２変形例に係る異常判定を説明するグラフである。 第２実施形態の第２変形例に係る電力変換装置による異常判定動作を示すフローチャートである。 第２評価試験における降圧チョッパ回路が有するスイッチに印加するゲート電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２評価試験における昇圧チョッパ回路が有するスイッチに印加するゲート電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２評価試験におけるリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２評価試験におけるＤＣバス電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２実施形態の第３変形例に係る異常判定を説明するグラフである。 第２実施形態の第３変形例に係る電力変換装置による異常判定動作を示すフローチャートである。

＜本発明の実施形態の概要＞
以下、本発明の実施形態の概要を列記して説明する。

（１） 本実施形態に係る電力変換装置は、直流電源に入力側が接続され、第１スイッチング素子を有し、前記第１スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで前記直流電源の電源電圧を降圧して出力する降圧チョッパ回路と、前記降圧チョッパ回路の出力側に入力側が接続され、ＤＣバスに出力側が接続され、第２スイッチング素子及びリアクトルを有し、前記第２スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路と、前記第１及び第２スイッチング素子にゲート電圧を印加する制御部と、を備え、前記制御部は、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記電源電圧に基づく第１目標電圧に到達するまで、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記降圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達した後、前記第１目標電圧より高い第２目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記昇圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力する。

かかる構成により、ＤＣバスへの出力電圧が第１目標電圧に到達するまでの期間には、降圧チョッパ回路がＰＷＭ駆動され、昇圧チョッパ回路はＰＷＭ駆動されない。よって、この期間には、降圧チョッパ回路により電源電圧が降圧されてＤＣバスに出力される。他方、ＤＣバスへの出力電圧が第１目標電圧に到達した後の期間には、降圧チョッパ回路はＰＷＭ駆動されず、昇圧チョッパ回路がＰＷＭ駆動される。よって、この期間には、昇圧チョッパ回路により電源電圧が昇圧されてＤＣバスに出力される。このような構成により、出力側に接続されるコンデンサが増加しても、装置構成を変更することなく、ＰＷＭ制御のデューティー比を調整することで、突入電流を抑制することができる。

（２） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記リアクトルへ一定電流が継続して流れるように、前記第１及び第２スイッチング素子を制御してもよい。これにより、突入電流を抑制することができる。なお、ここでいう「一定」とは、例えば制御目標値とする電流を一定にする等、一定と同視しうる状態を含む。即ち、制御応答の振動等によって電流が変化する場合も「一定」に含まれる。また、「継続して」とは、ＤＣバスへの出力電圧が電源電圧を経て目標電圧に到達するまでの期間の全部又は一部において継続することを意味する。

（３） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子へ与えるＰＷＭ信号のデューディー比を時間的に増加させてもよい。ＰＷＭ信号のデューティー比が時間的に増加することにより、突入電流を抑制することができる。

（４） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記電力変換装置は、前記リアクトルを流れる電流を検出する電流センサをさらに備え、前記制御部は、前記電流センサによる検出電流が目標電流に一致するように、前記第１及び第２スイッチング素子を制御してもよい。これにより、電流値によるフィードバック制御を行うことで、突入電流を抑制することができる。

（５） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記電力変換装置は、前記ＤＣバスへの出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、前記制御部は、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御している間に、前記電圧センサによる検出電圧が前記第１目標電圧以上になると、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御してもよい。これにより、電圧値を用いて適切なタイミングで降圧チョッパ回路から昇圧チョッパ回路へＰＷＭ制御の対象を切り替えることができる。

（６） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記電源電圧、前記ＤＣバスへの出力電流、及び前記ＤＣバスに接続されるコンデンサの容量から推定される充電完了時間に基づく異常判定時間を超えても前記検出電圧が前記目標電圧に到達しない場合、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断してもよい。これにより、異常判定時間を超えてもコンデンサの充電が完了せず、異常の発生が推定される場合に、充電動作を停止させることができる。

（７） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記電源電圧、前記ＤＣバスへの出力電流、及び前記ＤＣバスに接続されるコンデンサの容量から推定される前記コンデンサの充電電圧に基づく異常判定電圧を、時間に応じて更新し、前記検出電圧が前記異常判定電圧より低い場合、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断してもよい。これにより、異常の発生が推定される場合に、充電動作を停止させることができる。

（８） また、本実施形態に係る電力変換装置において、前記制御部は、前記検出電圧が前記第１目標電圧より高くなった後に、前記検出電圧が前記電源電圧に基づく短絡異常判定電圧より低くなると、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断してもよい。これにより、ＤＣバス側の電圧が短絡故障等により急激に低下した場合に、過大な電流が発生する前に充電動作を停止させることができる。

＜本発明の実施形態の詳細＞
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態の詳細を説明する。

［１．第１実施形態］
以下、第１実施形態に係る電力変換装置について説明する。

［１－１．電力変換装置の構成］
図１は、本実施形態に係る電力変換装置を備える電力システムの構成の一例を示すブロック図である。電力システム１０は、電力変換装置１００と、直流電源２０と、太陽光発電装置３０と、パワーコンディショナ４０と、ＤＣバス５０とを備える。太陽光発電装置３０はパワーコンディショナ４０と接続され、発電電力がパワーコンディショナ４０に供給される。直流電源２０は、電力変換装置１００に接続され、電力変換装置１００はＤＣバス５０を介してパワーコンディショナ４０に接続される。電力変換装置１００は、直流電源２０から出力される直流電力を電圧変換（昇圧）し、変換後の電力をパワーコンディショナ４０に供給する。直流電源２０は、蓄電池とすることができる。

図２は、本実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。本実施形態に係る電力変換装置１００は、ＤＣ－ＤＣコンバータである。電力変換装置１００は、降圧チョッパ回路１１０と、昇圧チョッパ回路１２０と、制御部１３０とを備える。

降圧チョッパ回路１１０は、スイッチング素子（第１スイッチング素子）であるスイッチ（ＳＷ）１と、整流素子であるダイオード１１１とを含む。ＳＷ１の一端は、直流電源２０の一端に接続される。ＳＷ１の他端は、ダイオード１１１のカソードに接続される。ダイオード１１１のアノードは直流電源２０の他端に接続される。ＳＷ１は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチによって構成される。ＳＷ１のゲート端子は、制御部１３０に接続される。制御部１３０はＳＷ１にゲート電圧を印加し、ＳＷ１をオン／オフ制御することができる。

降圧チョッパ回路１１０は、ＳＷ１がオン／オフ制御されることにより、直流電源２０からの入力電圧（電源電圧）を降圧して出力する。

昇圧チョッパ回路１２０は、スイッチング素子であるＳＷ（第２スイッチング素子）２及びＳＷ３と、リアクトル１２１とを含む。リアクトル１２１の一端は、ＳＷ１とダイオード１１１との接続点に接続される。リアクトル１２１の他端は、ＳＷ２の一端と接続される。ＳＷ２の他端は、直流電源２０とダイオードのアノードとの接続点に接続される。

リアクトル１２１とＳＷ２との接続点には、ＳＷ３の一端が接続される。ＳＷ３の他端側には、ＤＣバス５０への１つの出力ノードが設けられる。また、もう一方の出力ノードは、ＳＷ２の他端側に設けられる。

ＳＷ２及びＳＷ３のそれぞれは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチによって構成される。ＳＷ２及びＳＷ３それぞれのゲート端子は、制御部１３０に接続される。制御部１３０はＳＷ２及びＳＷ３のそれぞれにゲート電圧を印加し、ＳＷ２及びＳＷ３をオン／オフ制御することができる。

昇圧チョッパ回路１２０は、ＳＷ２及びＳＷ３をオン／オフ制御されることにより、降圧チョッパ回路１１０からの入力電圧を昇圧して出力する。

昇圧チョッパ回路１２０の一方の出力ノードには、パワーコンディショナ４０に含まれるコンデンサ４１の一方の電極が接続され、昇圧チョッパ回路１２０の他方の出力ノードには、コンデンサ４１の他方の電極が接続される。なお、図２の例では、電力変換装置１００の外部にコンデンサ４１が設けられているが、これに限定されない。電力変換装置１００が、その出力側にコンデンサを内蔵していてもよい。つまり、ＤＣバス５０に接続されるコンデンサであれば、電力変換装置１００の内部に設けられていても、外部に設けられていてもよい。

また、上記の例は、昇圧チョッパ回路１２０に２つのスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３を設ける構成であるが、これに限定されない。ＳＷ３に代えて、ダイオードを設けても、昇圧チョッパ回路を構成することができる。なお、ＳＷ３を設ける場合には、入出力を逆にして、昇圧チョッパ回路１２０を降圧チョッパ回路として機能させることができる。したがって、直流電源２０を蓄電池にすると、当該蓄電池への充電が可能となる。

制御部１３０は、ＣＰＵ及びメモリなどから構成されており、ＲＯＭ又は外部記憶装置に予め記憶されたコンピュータプログラムを実行することができる。かかるコンピュータプログラムには、後述するプリチャージ動作を実行するための制御プログラムが含まれる。具体的には、当該制御プログラムを実行した制御部１３０は、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれに対して矩形波のゲート電圧を印加し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行うことができる。

なお、制御部１３０は、ＣＰＵ及びメモリなどの複数の半導体チップ等から構成することもできるし、ＣＰＵ及びメモリ等の部分回路を内蔵する１つのＬＳＩパッケージとして構成することもできる。また、制御部１３０を、ソフトウェアを実行可能なＣＰＵにより構成するのではなく、同等の機能を実現するＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のハードウェア回路とすることもできる。

［１－２．電力変換装置の動作］
本実施形態に係る電力変換装置１００は、ＤＣバス５０に接続されるコンデンサ４１の充電電圧（ＤＣバス電圧）が、電源電圧よりも低い場合に、プリチャージ動作を実行し、コンデンサ４１を充電する。以下、本実施形態に係る電力変換装置１００のプリチャージ動作について説明する。

図３は、本実施形態に係る電力変換装置１００によるプリチャージ動作の一例を示すフローチャートである。

制御部１３０は、プリチャージ動作を開始すると、ＳＷ１に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_１、ＳＷ２に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_２、及びＳＷ３に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_３それぞれを初期値に設定する（ステップＳ１０１）。

デューティー比Ｄ_１の初期値は、電源電圧Ｖ_ｉに比べて十分に低い出力電圧Ｖ_ｏに対応する。つまり、Ｄ_１が初期値に設定される場合、降圧チョッパ回路１１０は、電源電圧Ｖ_ｉに比べて十分に低い出力電圧Ｖ_ｏを出力する。なお、具体的には、Ｄ_１の初期値を０にすることができる。ただし、Ｄ_１の初期値は０に限られず、１未満の他の値とすることもできる。

デューティー比Ｄ_２及びＤ_３の初期値は、電源電圧Ｖ_ｉに等しい、又はその近傍の出力電圧に対応する。つまり、Ｄ_２及びＤ_３が初期値に設定される場合、昇圧チョッパ回路１２０は、電源電圧Ｖ_ｉと等しい又はその近傍の入力電圧が与えられる状況において、電源電圧Ｖ_ｉに等しい又はその近傍の電圧を出力する。Ｄ_３は、Ｄ_２に対する基数１の補数である。即ち、Ｄ_２が０．１であれば、Ｄ_３は０．９であり、Ｄ_２が０．２であれば、Ｄ_３は０．８である。これは、昇圧チョッパ回路１２０が昇圧動作を行う場合、ＳＷ２とＳＷ３とが交互にオン／オフ制御されるためである。つまり、ＳＷ２のオン期間は、ＳＷ３のオフ期間と同一であり、ＳＷ２のオフ期間は、ＳＷ３のオン期間と同一である。なお、具体的には、Ｄ_２の初期値を０に、Ｄ_３の初期値を１にすることができる。ただし、Ｄ_２の初期値は０に限られず、１未満の他の値とすることもできる。Ｄ_３の初期値は、Ｄ_２の初期値に対する基数１の補数として決定される。

制御部１３０は、ＳＷ２をオフにし、ＳＷ３をオンにする（ステップＳ１０２）。制御部１３０は、設定されたデューティー比Ｄ_１によりＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によってＳＷ１をＰＷＭ制御する（ステップＳ１０３）。これにより、デューティー比Ｄ_１により定まる間隔でＳＷ１がオン／オフされ、電源電圧Ｖ_ｉが降圧されて出力される。

次に制御部１３０は、Ｄ_１が１であるか否かを判定する（ステップＳ１０４）。Ｄ_１が１ではない場合（ステップＳ１０４においてＮＯ）、制御部１３０は、Ｄ_１を規定量インクリメントする（ステップＳ１０５）。その後、制御部１３０は、ステップＳ１０３へ処理を戻す。

上記のようなステップＳ１０３～Ｓ１０５の処理が繰り返されることで、デューティー比Ｄ_１が時間的に増加する。図４は、デューティー比Ｄ_１の時間変化の一例を示すグラフである。図４において、横軸は時間を示し、縦軸はデューティー比を示す。図４に示される例では、Ｄ_１が時間に対して線形に増加する。この時間変化は、リアクトル１２１を流れる電流（リアクトル電流）Ｉを継続して一定に保たせるように設定される。つまり、Ｄ_１の時間変化は、コンデンサ４１の容量に応じて予め規定される。コンデンサ４１の容量が小さければ、図４における時間変化の直線の傾きが大きくなり、コンデンサ４１の容量が大きければ、時間変化の直線の傾きが小さくなる。リアクトル電流Ｉが一定に保たれることで、突入電流を抑制することができる。

この例では、デューティー比Ｄ_１は、微少なステップ状に変化する。つまり、微少時間ｄｔに対し、デューティー比Ｄ_１は変化量ｄＤ_ｏｎだけ増加する。時間ｄｔは、ステップＳ１０３～Ｓ１０５の１サイクルに要する時間であり、ｄＤ_ｏｎは、ステップＳ１０５におけるＤ_１の増加量である。

なお、図４におけるＤ_１の時間変化は一例であり、時間に応じてＤ_１が単調増加すれば、２次曲線的な時間変化等、他の時間変化でもよい。

Ｄ_１が増加するにしたがい、ＳＷ１のオフ期間に対してオン期間が長くなり、降圧チョッパ回路１１０の出力電圧が高くなる。図４の例のように、Ｄ_１は１まで増加される。Ｄ_１が１に達すると、ＳＷ１が継続してオンとなり、降圧チョッパ回路１１０の出力電圧（つまり、電力変換装置１００の出力電圧Ｖ_ｏ）が電源電圧Ｖ_ｉと実質的に（つまり、回路の抵抗成分による降圧等の影響を除いて）等しくなる。本実施形態では、降圧チョッパ回路１１０における降圧動作による出力電圧Ｖ_ｏの目標値を、電源電圧Ｖ_ｉより僅かに小さい第１目標電圧Ｖ_Ｔ１とする。つまり、Ｄ_１が１に達すると、出力電圧Ｖ_ｏは第１目標電圧Ｖ_Ｔ１に到達する。

降圧チョッパ回路１１０は、電源電圧Ｖ_ｉ以上の電圧を出力できない。したがって、Ｄ_１が１に達すると、それ以上出力電圧は上がらない。このため、制御部１３０は、降圧チョッパ回路１１０による充電から、昇圧チョッパ回路１２０による充電動作に切り替える。

再び図３を参照する。Ｄ_１が１である場合（ステップＳ１０４においてＹＥＳ）、制御部１３０はＳＷ１をオンにする（ステップＳ１０６）。制御部１３０は、設定されたデューティー比Ｄ_２，Ｄ_３のそれぞれにより２つのＰＷＭ信号を生成し、これらのＰＷＭ信号によってＳＷ２及びＳＷ３をＰＷＭ制御する（ステップＳ１０７）。これにより、デューティー比Ｄ_２により定まる間隔でＳＷ２がオン／オフされ、Ｄ_３により定まる間隔でＳＷ３がオン／オフされる。

上述したように、ＳＷ２がオンの間は、ＳＷ３がオフであり、ＳＷ２がオフの間は、ＳＷ３がオンである。ＳＷ２がオンであり、ＳＷ３がオフである間に、リアクトル１２１に電力が蓄えられる。ＳＷ２がオフであり、ＳＷ３がオンである間に、リアクトル１２１の電力が出力される。これにより、電源電圧Ｖ_ｉが昇圧されて出力される。

次に制御部１３０は、所定の充電完了条件が成立したか否か判定する（ステップＳ１０８）。充電完了条件は、例えばＤＣバス電圧Ｖ_ｏが所定の目標電圧（第２目標電圧Ｖ_Ｔ２）に到達すること、またはデューティー比Ｄ_２が所定値に達すること等とすることができる。充電完了条件が成立しない場合（ステップＳ１０８においてＮＯ）、制御部１３０は、Ｄ_２を規定量インクリメントし（ステップＳ１０９）、Ｄ_３を規定量デクリメントする（ステップＳ１１０）。その後、制御部１３０は、ステップＳ１０７へ処理を戻す。

上記のようなステップＳ１０７～Ｓ１１０の処理が繰り返されることで、デューティー比Ｄ_２が時間的に増加し、Ｄ_３が時間的に減少する。Ｄ_２の時間変化は、Ｄ_１の時間変化と同様に、線形とすることができる。またこの場合、Ｄ_３の時間変化も線形となる。この時間変化は、リアクトル電流Ｉを継続して一定に保たせるように設定される。つまり、Ｄ_２及びＤ_３の時間変化は、コンデンサ４１の容量に応じて予め規定される。

なお、上記のＤ_２の時間変化は一例であり、時間に応じてＤ_２が単調増加すれば、２次曲線的な時間変化等、他の時間変化でもよい。また、Ｄ_２の時間変化によって、Ｄ_３の時間変化は決定される。

Ｄ_２が増加し、Ｄ_３が減少するにしたがい、ＳＷ２のオフ期間に対してオン期間が長くなり、ＳＷ３のオフ期間に対してオン期間が短くなる。このため、昇圧チョッパ回路１２０の出力電圧が時間経過と共に高くなる。Ｄ_２は１まで増加され、Ｄ_３は０まで減少される。昇圧チョッパ回路１２０の出力電圧（つまり、電力変換装置１００の出力電圧Ｖ_ｏ）は、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１より大きい第２目標電圧Ｖ_Ｔ２に近づく。充電完了条件が成立すると（ステップＳ１０８においてＹＥＳ）、コンデンサ４１の電圧が第２目標電圧Ｖ_Ｔ２に達し、充電が完了する。以上で、プリチャージ動作が終了する。

上記のように、本実施形態に係る電力変換装置１００において、制御部１３０は、ＤＣバス５０への出力電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１に到達するまで、ＳＷ２をオフにし、且つ、ＳＷ１をＰＷＭ制御する。また制御部１３０は、出力電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１に到達した後、第２目標電圧Ｖ_Ｔ２に到達するまで、ＳＷ１をオンにし、且つ、ＳＷ２をＰＷＭ制御する。これにより、出力電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１に到達するまでは、降圧チョッパ回路１１０がＰＷＭ制御されて過大な出力電流が抑制され、出力電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１に到達した後、第２目標電圧Ｖ_Ｔ２に到達するまでは、昇圧チョッパ回路１２０がＰＷＭ制御され、電源電圧より高い電圧がＤＣバス５０に出力される。

図５は、パワーコンディショナ４０が増設されたときの電力システム１０の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、ＤＣバス５０にパワーコンディショナ４０が増設される場合がある。各パワーコンディショナ４０にはコンデンサが内蔵されているため、ＤＣバス５０に接続されるパワーコンディショナ４０の数が増加すると、ＤＣバス５０に接続されるコンデンサ全体の容量が増加する。このような場合には、コンデンサの容量に応じて、一定電流が継続して出力されるようにデューティー比Ｄ_１～Ｄ_３の時間変化を変更することができる。つまり、ＤＣバス５０に接続されるコンデンサ４１が増加しても、装置構成を変更することなく、ＰＷＭ制御のデューティー比Ｄ_１～Ｄ_３を調整することで、突入電流を抑制することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１００では、ＳＷ１に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_１が時間的に増加するような時間変化が設定される。これにより、出力電流の変化が緩やかになり、突入電流を抑制することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置１００では、ＳＷ２に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_２が時間的に増加するような時間変化が設定され、ＳＷ３に与えるＰＷＭ信号のデューティー比Ｄ_３が時間的に減少するような時間変化が設定される。これにより、降圧チョッパ回路１１０のＰＷＭ制御から昇圧チョッパ回路１２０のＰＷＭ制御に切り替わっても、電力変換装置１００の出力電圧を緩やかに増加させることができる。

［２．第２実施形態］
以下、第２実施形態に係る電力変換装置について説明する。

［２－１－１．電力変換装置の構成］
図６は、本実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。本実施形態に係る電力変換装置１００は、降圧チョッパ回路１１０において電圧センサ１１２を有し、昇圧チョッパ回路１２０において電圧センサ１２２及び電流センサ１２３を有する。

電圧センサ１１２は、直流電源２０と並列接続され、電源電圧Ｖ_ｉを検出する。電圧センサ１２２は、両端子のそれぞれが昇圧チョッパ回路１２０の出力ノードに接続され、ＤＣバス電圧（コンデンサ電圧）Ｖ_ｏを検出する。電流センサ１２３は、リアクトル１２１に直列接続され、リアクトルに流れる電流（リアクトル電流）Ｉを検出する。電圧センサ１１２，１２２及び電流センサ１２３のそれぞれは、制御部１３０に接続され、制御部１３０に検出信号を出力する。

本実施形態に係る電力変換装置１００のその他の構成は、実施形態１に係る電力変換装置１００の構成と同様であるので、同一構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。

［２－１－２．電力変換装置の動作］
本実施形態に係る電力変換装置１００は、ＤＣバス５０に接続されるコンデンサ４１の充電電圧が、電源電圧よりも低い場合に、プリチャージ動作を実行し、コンデンサ４１を充電する。以下、本実施形態に係る電力変換装置１００のプリチャージ動作について説明する。

図７は、本実施形態に係る電力変換装置１００によるプリチャージ動作の一例を示すフローチャートである。

制御部１３０は、プリチャージ動作を開始すると、ＳＷ２をオフにし、ＳＷ３をオンにする（ステップＳ２０１）。制御部１３０は、電流センサ１２３から出力される検出信号を受信し、リアクトル電流Ｉの現在値を取得する（ステップＳ２０２）。

制御部１３０は、リアクトル電流Ｉを目標電流Ｉ_Ｔに一致させるよう、ＳＷ１をＰＷＭ制御する（ステップＳ２０３）。この処理では、制御部１３０は、目標電流Ｉ_Ｔとリアクトル電流Ｉとの差分値を算出し、当該差分値に応じたデューティー比Ｄ_１を決定し、決定されたデューティー比Ｄ_１のＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＩＤ制御、ＰＩ制御、又は比例制御によってデューティー比Ｄ_１を決定してもよいし、他のフィードバック制御によってデューティー比Ｄ_１を決定してもよい。

制御部１３０は、電圧センサ１１２及び１２２のそれぞれから出力される検出信号を受信し、電源電圧Ｖ_ｉ及びＤＣバス電圧Ｖ_ｏの現在値を取得する（ステップＳ２０４）。制御部１３０は、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏと、電源電圧Ｖ_ｉから定まる第１目標電圧Ｖ_Ｔ１とを比較し、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１以上であるか否かを判定する（ステップＳ２０５）。ここで、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１は、電源電圧Ｖ_ｉよりも僅かに小さい値とすることができる。ただし、これは一例であり、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１を他の値に設定することもできる。例えば、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１を電源電圧Ｖ_ｉと同一値とすることもできる。

Ｖ_ｏがＶ_Ｔ１未満である場合（ステップＳ２０５においてＮＯ）、制御部１３０はステップＳ２０２に処理を戻す。これによりリアクトル電流Ｉに基づくＳＷ１のフィードバック制御が継続して実行される。プリチャージ動作の初期は、コンデンサ４１の充電率が低く、Ｖ_ｏが低い。ＳＷ１のフィードバック制御が継続して実行されることで、リアクトル電流Ｉが目標電流Ｉ_Ｔに近づくように制御された状態でコンデンサ４１の充電が進む。このため、時間経過にしたがってＶ_ｏが増加する。つまり、かかるＳＷ１のフィードバック制御によっても、デューティー比Ｄ_１は時間に応じて増加する。フィードバック制御により、リアクトル電流Ｉが積極的に目標電流Ｉ_Ｔに近づけられ、結果として突入電流が抑制される。

降圧チョッパ回路１１０は、電源電圧Ｖ_ｉ以上の電圧を出力できない。したがって、Ｖ_ｏがＶ_Ｔ１に達すると、それ以上出力電圧は上がらない。このため、制御部１３０は、降圧チョッパ回路１１０による充電から、昇圧チョッパ回路１２０による充電動作に切り替える。このように、電圧値を用いることで、適切なタイミングで降圧チョッパ回路１１０から昇圧チョッパ回路１２０へＰＷＭ制御の対象を切り替えることができる。

Ｖ_ｏがＶ_Ｔ１以上である場合（ステップＳ２０５においてＹＥＳ）、制御部１３０はＳＷ１をオンにする（ステップＳ２０６）。制御部１３０は、電流センサ１２３から出力される検出信号を受信し、リアクトル電流Ｉの現在値を取得する（ステップＳ２０７）。

制御部１３０は、リアクトル電流Ｉを目標電流Ｉ_Ｔに一致させるよう、ＳＷ２及びＳＷ３をＰＷＭ制御する（ステップＳ２０８）。この処理では、制御部１３０は、目標電流Ｉ_Ｔとリアクトル電流Ｉとの差分値を算出し、当該差分値に応じたデューティー比Ｄ_２及びＤ_３を決定し、決定されたデューティー比Ｄ_２及びＤ_３のＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ここで、ＰＩＤ制御、ＰＩ制御、又は比例制御によってデューティー比Ｄ_２及びＤ_３を決定してもよいし、他のフィードバック制御によってデューティー比Ｄ_２及びＤ_３を決定してもよい。

制御部１３０は、電圧センサ１２２から出力される検出信号を受信し、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏの現在値を取得する（ステップＳ２０９）。制御部１３０は、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏと、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１より大きい第２目標電圧Ｖ_Ｔ２とを比較し、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏが第２目標電圧Ｖ_Ｔ２以上であるか否かを判定する（ステップＳ２１０）。

Ｖ_ｏがＶ_Ｔ２未満である場合（ステップＳ２１０においてＮＯ）、制御部１３０はステップＳ２０７に処理を戻す。これによりリアクトル電流Ｉに基づくＳＷ２及びＳＷ３のフィードバック制御が継続して実行される。昇圧チョッパ回路１２０による充電が開始された直後は、Ｖ_ｏがＶ_Ｔ１と同程度であり、Ｖ_Ｔ２より低い。ＳＷ２及びＳＷ３のフィードバック制御が継続して実行されることで、リアクトル電流Ｉが目標電流Ｉ_Ｔに近づくように制御された状態でコンデンサ４１の充電が進む。このため、時間経過にしたがってＶ_ｏが増加する。つまり、かかるＳＷ２及びＳＷ３のフィードバック制御によっても、デューティー比Ｄ_２は時間に応じて増加し、Ｄ_３は時間的に減少する。フィードバック制御により、リアクトル電流Ｉが積極的に目標電流Ｉ_Ｔに近づけられ、結果として突入電流が低減される。

ステップＳ２０７～Ｓ２１０の処理がくり返し実行されると、Ｖ_ｏはＶ_Ｔ２に近づく。Ｖ_ｏがＶ_Ｔ２以上になると（ステップＳ２１０においてＹＥＳ）、充電が完了する。以上で、プリチャージ動作が終了する。

［２－１－３．第１評価試験］
発明者は、本実施形態に係る電流変換装置１００の回路構成をコンピュータで仮想的に構成し、電流変換装置１００の動作を模擬するシミュレーションシステムを作成し、当該シミュレーションシステムによる評価試験を実施した。当該シミュレーションシステムでは、目標電流Ｉ_Ｔとリアクトル電流Ｉとの差分からＰＩＤ制御によってフィードバック値を算出し、フィードバック値とフィードフォワード値とを加算した結果を基準電圧で除し、これをＰＷＭ参照値とした。ただし、Ｄ_１とＤ_２とでフィードフォワード値及び基準電圧は異なるものとした。また、ＳＷ３はダイオードに置換した。本評価試験では、第２目標電圧Ｖ_Ｔ２とＤＣバス電圧Ｖｏとが一致すると、ＳＷ１及びＳＷ２のゲートをブロックした。また、目標電流Ｉ_Ｔは５Ａとし、第１目標電圧Ｖ_Ｔ１は２００Ｖとし、第２目標電圧Ｖ_Ｔ２は３５０Ｖとし、リアクトル１２１のインダクタンスを１ｍＨとし、コンデンサ４１の静電容量を４ｍＦとし、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数は２０ｋＨｚとした。

図８Ａ～図８Ｄに、第１評価試験の結果を示す。図８Ａは、ＳＷ１に印加するゲート電圧を示すグラフであり、図８Ｂは、ＳＷ２に印加するゲート電圧を示すグラフであり、図８Ｃは、リアクトル電流Ｉを示すグラフであり、図８Ｄは、ＤＣバス電圧を示すグラフである。図８Ａ～図８Ｄのそれぞれにおいて、横軸は時間を示す。図８Ａ及び図８Ｂにおいて、縦軸はゲート電圧を示す。図８Ｃにおいて、縦軸はリアクトル電流Ｉを示す。図８Ｄにおいて、縦軸はＤＣバス電圧Ｖ_ｏを示す。

図８Ａ、図８Ｂ、及び図８Ｄに示すように、ＤＣバス電圧Ｖｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１である２００Ｖに到達した時間Ｔ_１において、ＳＷ１からＳＷ２へＰＷＭ制御の対象がシームレスに切り替わっている。また、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏが第２目標電圧Ｖ_Ｔ２に到達した時間Ｔ_２において、ＳＷ１及びＳＷ２がゲートブロックされている。Ｔ_１は約１７０ｍｓ、Ｔ_２は約３２０ｍｓであった。

図８Ｃに示すように、プリチャージの開始から時間Ｔ_２に至る期間において、リアクトル電流Ｉはスイッチングによるリプルを除くと、概ね５Ａを維持している。また、図８Ｄに示すように、この期間において、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏは０Ｖから３５０Ｖまでほぼ一定の割合で増加している。このように、本実施形態に係る電力変換装置１００により、突入電流の発生が抑制されつつ、コンデンサ４１の充電を行うことができることがわかる。

［２－２．第１変形例］
本変形例に係る電力変換装置１００は、コンデンサ４１の充電における異常を判定する。図９は、本変形例に係る異常判定を説明するグラフである。図９において、横軸は時間を、縦軸はＤＣバス電圧を示す。電源電圧Ｖ_ｉ、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏ、及びコンデンサ容量から、コンデンサ４１の充電完了時間の推定値Ｔ_０を算出することができる。そこで、本変形例では、充電完了時間の推定値Ｔ_０に基づき、異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}を決定し、この異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}を用いて異常判定を行う。

図９に示す異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}は、充電完了時間の推定値Ｔ_０よりも所定値遅い時間とされる。例えば、充電完了時間の推定誤差を考慮して、異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}を設定することができる。また、異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}を、充電完了時間の推定値とすることもできる。

図１０は、本変形例に係る電力変換装置１００による異常判定動作を示すフローチャートである。異常判定動作は、プリチャージ動作と平行して実行される。制御部１３０は、異常判定動作を開始すると、プリチャージの開始からの経過時間であるプリチャージ時間Ｔ_Ｐと異常判定時間Ｔ_{Ｌｉｍｉｔ}とを比較し、Ｔ_ＰがＴ_{Ｌｉｍｉｔ}を超過したか否かを判定する（ステップＳ３０１）。Ｔ_ＰがＴ_{Ｌｉｍｉｔ}を超過していなければ（ステップＳ３０１においてＮＯ）、制御部１３０はステップＳ３０１の処理を繰り返す。

他方、Ｔ_ＰがＴ_{Ｌｉｍｉｔ}を超過した場合（ステップＳ３０１においてＹＥＳ）、コンデンサ４１の故障、ＤＣバス５０の経路短絡等によりコンデンサ４１の充電に異常が発生していることが考えられる。このため、制御部１３０は、かかる場合に異常が発生したと判定し、ＳＷ１～ＳＷ３をオフにする（ステップＳ３０２）。これにより、異常の発生が推定される場合に、ＤＣバス５０への電流の出力が停止され、プリチャージ動作を停止させることができる。なお、プリチャージ動作を停止するために、ＳＷ１～ＳＷ３の全てをオフにしなくてもよく、ＳＷ１及びＳＷ３の少なくとも一方をオフにすればよい。

［２－３－１．第２変形例］
本変形例に係る電力変換装置１００は、コンデンサ４１の充電における異常を判定する。図１１は、本変形例に係る異常判定を説明するグラフである。図１１において、横軸は時間を、縦軸はＤＣバス電圧を示す。電源電圧Ｖ_ｉ、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏ、及びコンデンサ容量から、時間的に変化するＤＣバス電圧Ｖ_ｏ（ｔ）を推定することができる。そこで、本変形例では、推定されたＤＣバス電圧Ｖ_ｏ（ｔ）に基づき、時間毎の異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）を決定し、この異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）を用いて異常判定を行う。なお、ｔは時間を示す。

図１１に示す異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）は、ＤＣバス電圧の推定値Ｖ_ｏ（ｔ）を電圧が低い方向へ所定量シフトして得られる。つまり、異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）は、各時間においてＤＣバス電圧の推定値Ｖ_ｏ（ｔ）より所定量小さい。このシフト量は、例えばコンデンサの容量のばらつきを考慮して決定することができる。また、異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）を、推定されたＤＣバス電圧Ｖ_ｏ（ｔ）とすることもできる。

例えば、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏ（ｔ）は次式により推定される。

ここで、Ｉ（ｔ）はリアクトル電流を、Ｃはコンデンサ容量を示す。上記（１）式より、異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）は、ｄＶを定数として、（２）式のように定義されてもよい。

図１２は、本変形例に係る電力変換装置１００による異常判定動作を示すフローチャートである。異常判定動作は、プリチャージ動作と平行して実行される。制御部１３０は、異常判定動作を開始すると、プリチャージ時間Ｔ_Ｐに応じた異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）を算出し、前回の値から更新する（ステップＳ４０１）。制御部１３０は、電圧センサ１２２から出力される検出信号を受信し、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏの現在値を取得する（ステップＳ４０２）。

制御部１３０は、異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）とＤＣバス電圧Ｖ_ｏを比較し、Ｖ_ｏがＶ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）より低いか否かを判定する（ステップＳ４０３）。Ｖ_ｏがＶ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）以上である場合（ステップＳ４０３においてＮＯ）、制御部１３０はステップＳ４０１へ処理を戻す。これにより、Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）が更新され、再度Ｖ_ｏとＶ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）との比較が行われる。

Ｖ_ｏがＶ_{Ｌｉｍｉｔ}（Ｔ_Ｐ）より低い場合（ステップＳ４０３においてＹＥＳ）、コンデンサ４１の故障、ＤＣバス５０の経路短絡等によりコンデンサ４１の充電に異常が発生していることが考えられる。このため、制御部１３０は、かかる場合に異常が発生したと判定し、ＳＷ１～ＳＷ３をオフにする（ステップＳ４０４）。これにより、異常の発生が推定される場合に、ＤＣバス５０への電流の出力が停止され、プリチャージ動作を停止させることができる。なお、プリチャージ動作を停止するために、ＳＷ１～ＳＷ３の全てをオフにしなくてもよく、ＳＷ１及びＳＷ３の少なくとも一方をオフにすればよい。

［２－３－２．第２評価試験］
発明者は、第１評価試験において用いたシミュレーションシステムにより、第１評価試験と同じ回路定数及び制御条件で、コンデンサ４１が抵抗値１００Ωで短絡故障したケースを想定し、プリチャージ動作の評価試験を実施した。

図１３Ａ～図１３Ｄに、第２評価試験の結果を示す。図１３Ａは、ＳＷ１に印加するゲート電圧を示すグラフであり、図１３Ｂは、ＳＷ２に印加するゲート電圧を示すグラフであり、図１３Ｃは、リアクトル電流Ｉを示すグラフであり、図１３Ｄは、ＤＣバス電圧を示すグラフである。図１３Ａ～図１３Ｄのそれぞれにおいて、横軸は時間を示す。図１３Ａ及び図１３Ｂにおいて、縦軸はゲート電圧を示す。図１３Ｃにおいて、縦軸はリアクトル電流Ｉを示す。図１３Ｄにおいて、縦軸はＤＣバス電圧Ｖ_ｏを示す。

図８Ｄに示した正常状態においては、Ｔ_２＝約３２０ｍｓでＤＣバス電圧Ｖ_ｏが０Ｖから３５０Ｖまで上昇しているのに対して、図１３Ｄに示すように、第２評価試験では、プリチャージ開始から４００ｍｓ経過後のＤＣバス電圧は約２７０Ｖとなっており、第２目標電圧Ｖ_Ｔ２まで到達していない。また、図１３Ａ～図１３Ｂに示すように、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏが第１目標電圧Ｖ_Ｔ１である２００Ｖに到達する時間Ｔ_１’は、第１評価試験においてＶ_ｏがＶ_Ｔ１に到達した時間Ｔ_１よりも遅い。具体的にはＴ_１’は約２１０ｍｓであった。

第２評価試験の各パラメータから、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏ＝１．２５×１０^３ｔと推定される。ｄＶ＝１００Ｖとすると、異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）は、１．２５×１０^３ｔ－１００となる。図１３Ｄに示すように、コンデンサ４１の抵抗１００Ωで短絡したことにより、プリチャージ動作の途中の時間Ｔ_{ＥＲＲＯＲ}でＤＣバス電圧Ｖ_ｏが異常判定電圧Ｖ_{Ｌｉｍｉｔ}（ｔ）を下回っている。この閾値超過のタイミングＴ_{ＥＲＲＯＲ}は、第１評価試験におけるプリチャージ完了時間Ｔ_２よりも早い。つまり、正常状態におけるプリチャージ完了時間よりも早く、異常を判定できることがわかる。

［２－４．第３変形例］
プリチャージ完了後の定常運転中に、ＤＣバス５０に短絡故障が発生したり、日射量の低下による太陽光発電装置３０の出力電圧低下が発生したりすると、ＤＣバス５０の電圧が急激に低下する。ＤＣバス電圧が電源電圧よりも低くなると、過大な電流がＤＣバス５０へと流れる。本変形例に係る電力変換装置１００は、かかる以上を判定する。

図１４は、本変形例に係る異常判定を説明するグラフである。図１４において、横軸は時間を、縦軸はＤＣバス電圧を示す。ＤＣバス５０における短絡故障等の異常が発生すると、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏが急激に低下する。かかる異常を事前に検出するために、電源電圧Ｖ_ｉに基づき短絡異常判定電圧Ｖ_{ＥＲＲＯＲ}が予め決定される。本変形例に係る電力変換装置１００は、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏを監視し、Ｖ_ｏが短絡異常判定電圧Ｖ_{ＥＲＲＯＲ}より低くなると、異常が発生したと判定する。

図１５は、本変形例に係る電力変換装置１００による異常判定動作を示すフローチャートである。異常判定動作は、プリチャージ動作の完了後、定常運転中に実行される。制御部１３０は、異常判定動作を開始すると、電圧センサ１２２から出力される検出信号を受信し、ＤＣバス電圧Ｖ_ｏの現在値を取得する（ステップＳ５０１）。

制御部１３０は、短絡異常判定電圧Ｖ_{ＥＲＲＯＲ}とＤＣバス電圧Ｖ_ｏを比較し、Ｖ_ｏがＶ_{ＥＲＲＯＲ}より低いか否かを判定する（ステップＳ５０２）。Ｖ_ｏがＶ_{ＥＲＲＯＲ}以上である場合（ステップＳ５０２においてＮＯ）、制御部１３０は異常が発生していないと判定し、ステップＳ５０１へ処理を戻す。

Ｖ_ｏがＬ_{ＥＲＲＯＲ}より低い場合（ステップＳ５０２においてＹＥＳ）、制御部１３０は異常が発生したと判定し、ＳＷ１～ＳＷ３をオフにする（ステップＳ５０３）。これにより、過大な電流が発生する前に定常運転動作を停止させることができる。なお、定常運転動作を停止するために、ＳＷ１～ＳＷ３の全てをオフにしなくてもよく、ＳＷ１及びＳＷ３の少なくとも一方をオフにすればよい。

［３．補記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１０ 電力システム
１００ 電力変換装置
２０ 直流電源
３０ 太陽光発電装置
４０ パワーコンディショナ
４１ コンデンサ
５０ ＤＣバス
１１０ 降圧チョッパ回路
１１１ ダイオード
１１２ 電圧センサ
１２０ 昇圧チョッパ回路
１２１ リアクトル
１２２ 電圧センサ
１２３ 電流センサ
１３０ 制御部
ＳＷ１～ＳＷ３ スイッチング素子

Claims (7)

1. 直流電源に入力側が接続され、第１スイッチング素子を有し、前記第１スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで前記直流電源の電源電圧を降圧して出力する降圧チョッパ回路と、
   前記降圧チョッパ回路の出力側に入力側が接続され、ＤＣバスに出力側が接続され、第２スイッチング素子及びリアクトルを有し、前記第２スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路と、
   前記第１及び第２スイッチング素子にゲート電圧を印加する制御部と、
   前記リアクトルを流れる電流を検出する電流センサと、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記電源電圧に基づく第１目標電圧に到達するまで、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記降圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達した後、前記第１目標電圧より高い第２目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記昇圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記制御部は、前記リアクトルに一定電流が継続して流れ、前記電流センサによる検出電流が目標電流に一致するように、前記第１及び第２スイッチング素子を制御する、
   電力変換装置。
2. 直流電源に入力側が接続され、第１スイッチング素子を有し、前記第１スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで前記直流電源の電源電圧を降圧して出力する降圧チョッパ回路と、
   前記降圧チョッパ回路の出力側に入力側が接続され、ＤＣバスに出力側が接続され、第２スイッチング素子及びリアクトルを有し、前記第２スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路と、
   前記第１及び第２スイッチング素子にゲート電圧を印加する制御部と、
   前記リアクトルを流れる電流を検出する電流センサと、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記電源電圧に基づく第１目標電圧に到達するまで、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記降圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達した後、前記第１目標電圧より高い第２目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記昇圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記制御部は、前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子へ与えるＰＷＭ信号のデューディー比を時間的に増加させ、
   前記制御部は、前記電流センサによる検出電流が目標電流に一致するように、前記第１及び第２スイッチング素子を制御する、
   電力変換装置。
3. 前記ＤＣバスへの出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
   前記制御部は、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御している間に、前記電圧センサによる検出電圧が前記第１目標電圧以上になると、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御する、
   請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 直流電源に入力側が接続され、第１スイッチング素子を有し、前記第１スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで前記直流電源の電源電圧を降圧して出力する降圧チョッパ回路と、
   前記降圧チョッパ回路の出力側に入力側が接続され、ＤＣバスに出力側が接続され、第２スイッチング素子及びリアクトルを有し、前記第２スイッチング素子がＰＷＭ制御されることで入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路と、
   前記第１及び第２スイッチング素子にゲート電圧を印加する制御部と、
   前記ＤＣバスへの出力電圧を検出する電圧センサと、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記電源電圧に基づく第１目標電圧に到達するまで、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記降圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記ＤＣバスへの出力電圧が前記第１目標電圧に到達した後、前記第１目標電圧より高い第２目標電圧に到達するまで、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、前記昇圧チョッパ回路による出力電圧を前記ＤＣバスに出力し、
   前記制御部は、前記第２スイッチング素子をオフにし、且つ、前記第１スイッチング素子をＰＷＭ制御している間に、前記電圧センサによる検出電圧が前記第１目標電圧以上になると、前記第１スイッチング素子をオンにし、且つ、前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御する、
   電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記電源電圧、前記ＤＣバスへの出力電流、及び前記ＤＣバスに接続されるコンデンサの容量から推定される充電完了時間に基づく異常判定時間を超えても前記検出電圧が前記第２目標電圧に到達しない場合、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断する、
   請求項３又は請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記電源電圧、前記ＤＣバスへの出力電流、及び前記ＤＣバスに接続されるコンデンサの容量から推定される前記コンデンサの充電電圧に基づく異常判定電圧を、時間に応じて更新し、前記検出電圧が前記異常判定電圧より低い場合、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断する、
   請求項３から請求項５の何れか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記検出電圧が前記第１目標電圧より高くなった後に、前記検出電圧が前記電源電圧に基づく短絡異常判定電圧より低くなると、前記降圧チョッパ回路及び前記昇圧チョッパ回路の少なくとも一方を切断する、
   請求項３から請求項６の何れか１項に記載の電力変換装置。

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