JP2018148722A

JP2018148722A - モータ駆動装置

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Publication number: JP2018148722A
Application number: JP2017042784A
Authority: JP
Inventors: 淳一瀬戸; Junichi Seto
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2017-03-07
Filing date: 2017-03-07
Publication date: 2018-09-20
Anticipated expiration: 2037-03-07
Also published as: JP6733579B2

Abstract

【課題】騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータの制御を切り換える。【解決手段】電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、電圧の変調度が第１閾値を超えているときには、インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、モータを過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令とインバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、推定変調度が第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、インバータの制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える。【選択図】図４

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、詳しくは、インバータと、制御装置と、を備えるモータ駆動装置に関する。

従来、この種のモータ駆動装置としては、インバータを備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。インバータは、モータを駆動している。この装置では、電圧の変調度が第１閾値未満であるときにはインバータの制御としてＰＷＭ制御（正弦波制御）を実行し、電圧の変調度が第１閾値より大きく且つ第２閾値未満であるときには、過変調制御を実行し、電圧の変調度が第２閾値以上であるときには矩形波制御を実行している。

特開２０１４−８２８５５号公報

上述のモータ駆動装置では、過変調制御を実行すると、三角波（搬送波）の周波数であるキャリア周波数によっては、インバータのスイッチングによる電磁騒音が大きくなることが知られている。騒音を回避する手法として、過変調制御に代えて、ＰＷＭ制御と共に弱め界磁制御を行なうことが考えられる。しかしながら、この手法では、電圧の変調度が一定となるため、矩形波制御に切り換えるタイミングを把握することができない。

本発明のモータ駆動装置は、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータの制御を切り換えることを主目的とする。

本発明のモータ駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明のモータ駆動装置は、
モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御する制御装置と、を備えるモータ駆動装置であって、
前記制御装置は、
電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、前記インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、
前記電圧の変調度が前記第１閾値を超えているときには、前記インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し、
前記弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、前記モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、前記モータを前記過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、前記推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令と前記インバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、前記推定変調度が前記第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、前記インバータの制御を前記弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える、
ことを要旨とする。

この本発明のモータ駆動装置では、電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、電圧の変調度が第１閾値を超えているときには、インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、モータを過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令とインバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、推定変調度が第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、インバータの制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える。これにより、過変調制御を実行しないから、騒音の発生を抑制することができる。また、推定した電圧の変調度が第２閾値以上であるときには、インバータの制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換えるから、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り換えを、変調度に基づいて切り換えるものに比してより適正なタイミングで行なうことができる。この結果、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータの制御を切り換えることができる。

こうした本発明のモータ駆動装置において、前記弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している場合において、前記推定変調度が前記第１閾値以下となったときには、前記インバータの制御を前記弱め界磁ＰＷＭ制御から前記ＰＷＭ制御へ切り換えてもよい。こうすれば、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御への切り換えを、より適正なタイミングで行なうことができる。

また、本発明のモータ駆動装置において、前記矩形波制御を実行している場合において、前記推定変調度が前記第２閾値未満となったときには、前記インバータの制御を前記矩形波制御から前記弱め界磁ＰＷＭ制御へ切り換えてもよい。こうすれば、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御への切り換えを、より適正なタイミングで行なうことができる。

本発明の一実施例としてのモータ駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円の一例を示す説明図である。インバータ２４の制御とｄ軸，ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓとの関係の一例を示す説明図である。弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御しているときにＣＰＵにより実行される所定時制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。変調度Ｒｍが増加しているときの、インバータ２４の制御と変調度Ｒｍと推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としてのモータ駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。モータ駆動装置２０は、モータＭＧを駆動する装置として構成されており、図示するように、インバータ２４と、バッテリ２６と、制御装置５０と、を備える。なお、モータＭＧは、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。

インバータ２４は、モータＭＧに接続されると共に電力ライン３０を介してバッテリ２６に接続されている。このインバータ２４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ電力ライン３０の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータＭＧの三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ２４に電圧が作用しているときに、制御装置５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータＭＧが回転駆動される。電力ライン３０の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ３２が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されている。

制御装置５０は、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポートを備える。

制御装置５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。制御装置５０に入力される信号としては、例えば、コンデンサ３２の電圧（電力ライン３０の電圧）を検出する電圧センサ３２ａからの電圧ＶＨや、モータＭＧの回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）４３からのモータＭＧの回転子の回転位置θｍ、モータＭＧの各相に流れる電流を検出する電流センサ４５Ｖ，４５ＷからのモータＭＧに流れる相電流Ｉｖ，Ｉｗを挙げることができる。また、バッテリ２６の端子間に取り付けられた電圧センサからの電圧Ｖｂや、バッテリ２６の出力端子に取り付けられた電流センサからの電流Ｉｂも挙げることができる。

制御装置５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。制御装置５０から出力される信号としては、例えば、インバータ２４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

制御装置５０は、回転位置検出センサ４３からのモータＭＧの回転子の回転位置θｍに基づいてモータＭＧの電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、制御装置５０は、電流センサからのバッテリ２６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ２６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ２６の全容量に対するバッテリ２６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例のモータ駆動装置２０では、モータＭＧがトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ２４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。

次に、こうして構成された実施例のモータ駆動装置２０の動作、特に、インバータ２４を制御する際に動作について説明する。

実施例では、インバータ２４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御（以下、「ＰＷＭ制御」という），弱め界磁ＰＷＭ制御，矩形波制御のいずれかを切り換えて実行する。ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータＭＧに印加（供給）されるようにインバータ２４を制御する制御である。弱め界磁ＰＷＭ制御は、ＰＷＭ制御を実行すると共に、界磁の力を弱める方向の電流（弱め界磁電流）がモータＭＧに流れるようにインバータ２４を制御する制御である。矩形波制御は、矩形波電圧がモータＭＧに印加されるようにインバータ２４を制御する制御である。

ＰＷＭ制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、モータＭＧのトルク指令Ｔｍ＊に応じてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定し、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊となるようにするためのフィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する。そして、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてモータＭＧのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ２４の複数のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。なお、実施例では、ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としている。

矩形波制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに応じてモータＭＧから出力されると推定される推定トルクＴｍｅｓｔを求め、モータＭＧの推定トルクＴｍｅｓｔがトルク指令Ｔｍ＊となるようにするためのトルクフィードバック制御によって電圧位相指令θｐ＊を計算する。そして、計算した電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータＭＧに印加されるよう矩形波信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。

弱め界磁ＰＷＭ制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、トルク指令Ｔｍ＊に応じて弱め界磁のためのｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定し、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊となるようにするためのフィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する。そして、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてモータＭＧのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ２４の複数のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。

弱め界磁ＰＷＭ制御では、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をｄ軸，ｑ軸成分とする電圧ベクトルが、ＰＷＭ制御を実行したときに電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円上となるように、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。図２は、電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円の一例を示す説明図である。図中、「Ｃ１」は、ＰＷＭ制御を実行したときに電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円を示している。「Ｃ２」は、矩形波制御を実行したときの電圧ベクトルの大きさを示す電圧円を示している。「Ｖ１」は、ＰＷＭ制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ２」は、ＰＷＭ制御で電圧ベクトルの大きさが最大となるときの電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ３」は、弱め界磁ＰＷＭ制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ４」は、矩形波制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖｓ」は、後述する推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓをｄ軸，ｑ軸の成分とする電圧ベクトルの一例を示している。過変調制御を実行すると、三角波（搬送波）の周波数であるキャリア周波数によっては、インバータのスイッチングによる電磁騒音が大きくなることが知られている。実施例では、過変調制御を実行せずに、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行するから、騒音の発生を抑制することができる。

ところで、ＰＷＭ制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０〜０．７０７となる。変調度Ｒｍは、インバータ２４の入力電圧（電力ライン３０の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の実効値Ｖｅｆｆの割合であって、次式（１）により演算される。出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の実効値Ｖｅｆｆは、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とを用いて次式（２）により演算される。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０．７０７となる。矩形波制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調度Ｒｍまたは後述する推定変調度Ｒｍｓに基づいて、インバータ３４の制御としてＰＷＭ制御，弱め界磁制御，矩形波制御のいずれかを実行する。

Rm=Veff/VH ・・・(1)
Veff=√（Vd*²+Vq*²）・・・(2)

具体的には、システムが起動されて、インバータ２４の制御を開始する際には、ＰＷＭ制御によってインバータ２４を制御する。そして、ＰＷＭ制御によってインバータ２４を制御している最中に、変調度Ｒｍが値Ｒ１（０．７０７）を超えたときに、ＰＷＭ制御から弱め界磁ＰＷＭ制御に切り換える。

弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御している最中は、変調度Ｒｍが一定であることから、変調度Ｒｍに基づいて制御を切り換えることができない。そのため、推定変調度Ｒｍｓに基づいて制御の切り換えを行なう。推定変調度Ｒｍｓは、インバータ２４の入力電圧（電力ライン３０の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の推定実効値Ｖｅｆｆｓの割合であり、次式（３）により演算される。推定実効値Ｖｅｆｆｓは、推定電圧指令Ｖｄｓ＊，Ｖｑｓ＊とを用いて次式（４）により演算される。推定電圧指令Ｖｄｓ＊，Ｖｑｓ＊は、過変調制御によってインバータ２４を制御したと推定したときの推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓを演算し、演算した推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓと現在のｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御での電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とモータＭＧの固定子のｄ軸，ｑ軸の自己インダクタンスＬｄ，ＬｑとモータＭＧの電気角速度ωとを用いて次式（５），（６）により演算する。推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓは、モータＭＧのトルク指令Ｔｍ＊に応じて上述のＰＷＭ制御でのｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と同様に設定される。ｄ軸，ｑ軸の自己インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、予め計測してＲＯＭに記憶していたものを用いている。図３は、インバータ２４の制御とｄ軸，ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓとの関係の一例を示す説明図である。図中、「Ｉ１」，「Ｉ２」，「Ｉ３」，「Ｉ４」，「Ｉｓ」は、図２における「Ｖ１」，「Ｖ２」，「Ｖ３」，「Ｖ４」，「Ｖｓ」を演算する際に用いる電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊，推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓを示している。推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓは、ＰＷＭ制御における電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と滑らかにつながる曲線（図における一点鎖線）となる。

Rms=Veffs/VH ・・・(3)
Veffs=√（Vds*²+Vqs*²）・・・(4)
Vds*=Vd*-(Iqs-Iq)・ωLq ・・・(5)
Vds*=Vq*-(Iqs-Id)・ωLd ・・・(6)

図４は、弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御しているときにＣＰＵにより実行される所定時制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。本ルーチンは、弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御している際に所定時間毎（例えば、数ｍｓｅｃ毎）に実行される。

本ルーチンが実行されると、ＣＰＵは、推定変調度Ｒｍｓを入力する処理を実行し（ステップＳ１００）、推定変調度Ｒｍｓを値Ｒ１，値Ｒ２と比較する（ステップＳ１１０）。値Ｒ１は、ＰＷＭ制御によりインバータ２４を制御しているときの変調度Ｒｍの上限値であり、値０．７０７に設定される。値Ｒ２は、矩形波制御によりインバータ２４を制御しているときの変調度Ｒｍであり、値０．７８に設定される。

ステップＳ１１０の処理で、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１以下であると判定されたときには、ＰＷＭ制御を実行し（ステップＳ１２０）、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１より大きく値Ｒ２より小さいと判定されたときには、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し（ステップＳ１３０）、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上であると判定されたときには、矩形波制御を実行して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。これにより、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している最中に推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上となったときには、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へインバータ２４の制御が切り換えられる。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している最中に推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１未満となったときには、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御へインバータ２４の制御が切り換えられる。矩形波制御を実行している最中に、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２未満となったときには、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御にインバータ２４の制御が切り換えられる。

図５は、変調度Ｒｍが増加しているときの、インバータ２４の制御と変調度Ｒｍと推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示す説明図である。図中、実線はインバータ２４の制御と変調度Ｒｍとの関係の一例を示しており、破線は、インバータ２４の制御と推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示している。図示するように、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、変調度Ｒｍが一定であるから、変調度Ｒｍに基づいて矩形波制御へ切り換えようとしても、切り換えタイミングを適正に把握することができない。実施例では、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、推定変調度Ｒｍｓに基づいて矩形波制御へ切り換えるから、変調度Ｒｍに基づいて切り換えるものに比して、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へより適正なタイミングで切り換えることができる。また、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御へ、矩形波制御から弱め界磁制御へも、より適正なタイミングで切り換えることができる。したがって、より適正なタイミングでインバータ２４の制御を切り換えることができる。

以上説明した実施例のモータ駆動装置２０では、変調度Ｒｍが値Ｒ１以下であるときには、インバータ２４の制御としてＰＷＭ制御を実行し、変調度Ｒｍが値Ｒ１を超えているときには、インバータ２４の制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する。そして、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、推定電流指令Ｉｑｓとｑ軸の自己インダクタンスＬｑとｑ軸の電流Ｉｑとを用いて推定電圧指令Ｖｄｓを演算し、推定電流指令Ｉｄｓとｄ軸の自己インダクタンスＬｄとｄ軸の電流Ｉｄとを用いて推定電圧指令Ｖｑｓを演算し、推定電圧指令Ｖｄｓ，Ｖｑｓと電力ライン３０の電圧（インバータ２４の入力電圧）とを用いて推定変調度Ｒｍｓを演算し、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上となったときには、インバータ２４の制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える。この結果、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータ２４の制御を切り換えることができる。

実施例のモータ駆動装置２０では、ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としている。しかしながら、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としてもよい。この場合、変調度Ｒｍは値０〜０．６１となることから、値Ｒ１を値０．６１に設定すればよい。

実施例のモータ駆動装置２０では、矩形波制御を実行している最中に、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２未満となったときには、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御にインバータ２４の制御を切り換えている。しかしながら、矩形波制御を実行している最中に、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが所定のラインを下回ったときに、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御へインバータ２４の制御を切り換えてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータＭＧが「モータ」に相当し、インバータ２４が「インバータ」に相当し、制御装置５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、モータ駆動装置の製造産業などに利用可能である。

２０モータ駆動装置、２４インバータ、２６バッテリ、３０電力ライン、３２コンデンサ、３２ａ電圧センサ、４３回転位置検出センサ、４５Ｖ，４５Ｗ電流センサ、５０制御装置、Ｔ１１〜Ｔ１６トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード。

Claims

モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御する制御装置と、を備えるモータ駆動装置であって、
前記制御装置は、
電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、前記インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、
前記電圧の変調度が前記第１閾値を超えているときには、前記インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し、
前記弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、前記モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、前記モータを前記過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、前記推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令と前記インバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、前記推定変調度が前記第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、前記インバータの制御を前記弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える、
モータ駆動装置。