JP2018022949A - 光送受信器、光送信集積回路及び光受信集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】光信号を符号化する場合と、復号する場合の両方に適用可能であり、安価な回路により波形劣化の影響を抑制する光送受信器、光送信集積回路及び光受信集積回路を提供する。
【解決手段】光送受信器は、光送信器と、光受信器と、を備え、前記光送信器に含まれ、入力された第１の多値デジタル信号を、前記第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路、及び前記光受信器に含まれ、入力された第２の多値デジタル信号を、前記第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路の少なくともいずれか一方を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、光送受信器、光送信集積回路及び光受信集積回路に関する。

伝送距離が１００ｍ〜１０ｋｍ程度の比較的短距離の光ファイバ伝送に関し、次世代の光通信規格として、伝送容量を従来の１００ＧｂＥから、４倍の４００ＧｂＥに増大した規格の標準化が進められている。光信号を送受信する光送受信器としては、強度変調・直接検波方式を採用し、光信号レベルを従来の２値から４値に増やすことにより、１変調時間（シンボル）に伝送できる情報量を増大する場合がある。

下記非特許文献１には、半導体レーザの直接変調によって生じる波形劣化を抑制する方法として、Volterra非線形適応等化器を光受信器に設ける方法が開示されている。

下記非特許文献２には、半導体レーザの直接変調によって生じる波形劣化を抑制する方法として、前置補償器を光送信器に設ける方法が開示されている。

C. Xia, et al., "Nonlinear Electrical Equalization for Different Modulation Formats With Optical Filtering," IEEE J. Lightwave Technol.,Vol. 29, No. 13, 2007, pp. 996-1001 A.S. Karar, et al., "Electronic Pre-Compensation for a 10.7-Gb/s System Employing a Directly Modulated Laser" IEEE J. Lightwave Technol., Vol. 25, No. 4, 2011, pp. 2069-2076

光信号レベルを４値等の多値とすると、消光比を高めた場合に大きな波形劣化が生じることが知られている。非特許文献１に開示されている技術は、直接変調される半導体レーザの詳細な特性が不明であっても適用が可能であることが利点となるが、その一方でVolterra非線形適応等化器の収束性は必ずしも保証されておらず、収束に時間がかかったり、動作が不安定になったりするおそれある。また、直接変調された半導体レーザの波形歪みは２〜３シンボル時間にわたる非線形効果であり、その補償には大規模な回路が必要となる。そのため、回路の複雑化や消費電力の増大が懸念される。また、光受信器からのフィードバックを利用してVolterra非線形適応等化器の補正係数を決定するため、Volterra非線形適応等化器を光送信器側には配置できないという制約がある。

非特許文献２に開示されている技術は、半導体レーザの動作を規定する方程式の解をあらかじめ計算し、所望の変調波形が得られるように半導体レーザに入力する変調信号波形を補正するものであり、動作中の演算量や消費電力を削減でき、良好な波形補正効果が得られる利点がある。その一方で、波形補正精度の向上には光送信器に設けられるＤＡ変換器のサンプリング速度を通常の約２倍とする必要があること、補正の計算のためあらかじめ半導体レーザの精密なモデルを用意する必要があること、といった点でコストが増大する。また、光送信器側には配置できないという制約がある。

そこで、本発明は、光信号を符号化する場合と、復号する場合の両方に適用可能であり、安価な回路により波形劣化の影響を抑制する光送受信器、光送信集積回路及び光受信集積回路を提供することを目的とする。

（１）上記課題を解決するために、本発明に係る光送受信器は、入力された第１の情報信号に応じて、第１の多値デジタル信号を出力する多値符号化回路と、前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換するＤＡ変換器と、前記第１の電気信号に応じて、光強度が変調された光信号を出力する半導体レーザと、を有する光送信器と、前記光信号を受光して第２の電気信号を出力する光検出回路と、前記第２の電気信号を第２の多値デジタル信号に変換するＡＤ変換器と、前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する多値復号回路と、を有する光受信器と、を備える光送受信器であって、前記光送信器に含まれ、入力された前記第１の多値デジタル信号を、前記第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路、及び前記光受信器に含まれ、入力された前記第２の多値デジタル信号を、前記第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路の少なくともいずれか一方をさらに備える。

（２）上記（１）に記載の光送受信器であって、前記光受信器は、前記第２の遅延回路を有し、前記多値復号回路は、前記第２の遅延回路により遅延された前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する、光送受信器。

（３）上記（２）に記載の光送受信器であって、前記光受信器は、前記多値復号回路から出力された前記第２の情報信号の誤り率を検出する誤り率検出部と、前記誤り率に基づいて、前記第２の遅延回路の遅延量を修正する遅延量修正部と、をさらに有する、光送受信器。

（４）上記（１）に記載の光送受信器であって、前記光送信器は、前記第１の遅延回路を有し、前記ＤＡ変換器は、前記第１の遅延回路により遅延された前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換する、光送受信器。

（５）上記（４）に記載の光送受信器であって、前記光送信器は、前記半導体レーザの変調条件を設定する変調条件設定部と、前記変調条件に基づいて、前記第１の遅延回路の遅延量を修正する遅延量修正部と、をさらに有する、光送受信器。

（６）上記（１）に記載の光送受信器であって、前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させ、前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させる、光送受信器。

（７）上記（１）に記載の光送受信器であって、前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させ、前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させる、光送受信器。

（８）上記（７）に記載の光送受信器であって、前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに応じて、前記半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させ、前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに応じて、前記半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させる、光送受信器。

（９）上記（１）に記載の光送受信器であって、前記第１の遅延回路は、入力される前記第１のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する第１の応答波形出力部と、前記第１の応答波形出力部から連続して出力された複数の前記第１の応答波形を、逐次遅延加算する第１の遅延加算回路と、を有し、前記第２の遅延回路は、入力される前記第２のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する第２の応答波形出力部と、前記第２の応答波形出力部から連続して出力された複数の前記第２の応答波形を、逐次遅延加算する第２の遅延加算回路と、を有する、光送受信器。

（１０）上記課題を解決するために、本発明に係る光送信集積回路は、入力された第１の情報信号に応じて、第１の多値デジタル信号を出力する多値符号化回路と、入力された前記第１の多値デジタル信号を、前記第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路と、前記第１の遅延回路により遅延された前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換し、前記第１の電気信号に応じて、光強度が変調された光信号を出力する半導体レーザに前記第１の電気信号を出力するＤＡ変換器と、を有する。

（１１）上記課題を解決するために、本発明に係る光受信集積回路は、光信号を受光した光検出回路から第２の電気信号を入力され、第２の多値デジタル信号に変換するＡＤ変換器と、入力された前記第２の多値デジタル信号を、前記第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路と、前記第２の遅延回路により遅延された前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する多値復号回路と、を有する。

本発明により、光多値変調信号を符号化する場合と、復号する場合の両方に適用可能な技術により波形劣化の影響を抑制した補正手法光送受信器、光送信集積回路及び光受信集積回路が提供される。

本発明の実施形態に係る光送受信器の上面図である。 本発明の実施形態に係る光受信器の機能ブロック図である。 第２の遅延回路による光信号の遅延例である。 第２の遅延回路による遅延がされない場合の光信号の受信例である。 本発明の実施形態に係る光受信器による光信号の受信例である。 本発明の実施形態に係る第２の遅延回路の機能ブロック図である。 応答波形ルックアップテーブルに収容される応答波形の第１の例である。 応答波形ルックアップテーブルに収容される応答波形の第２の例である。 応答波形ルックアップテーブルに収容される応答波形の第３の例である。 半導体レーザの緩和振動周波数に基づき決定された遅延量の例である。 光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示す図である。 本発明の実施形態の変形例に係る第２の遅延回路の機能ブロック図である。 本発明の実施形態の変形例に係る光受信器の機能ブロック図である。 本発明の実施形態に係る光送信器の機能ブロック図である。 光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示す図である。 本発明の実施形態の変形例に係る光送信器の機能ブロック図である。 本発明の実施形態の変形例に係る第１の遅延回路の機能ブロック図である。

以下に、図面に基づき、本発明の実施形態を具体的かつ詳細に説明する。なお、実施形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、以下に示す図は、あくまで、実施形態の実施例を説明するものであって、図の大きさと本実施例記載の縮尺は必ずしも一致するものではない。

図１は、本発明の実施形態に係る光送受信器１０の上面図である。光送受信器１０は、光送信器１００と、光受信器１２０と、光ファイバ１１０と、を備える。光送信器１００は、外部から第１の情報信号の入力を受け、第１の電気信号を出力する光送信集積回路１０１と、第１の電気信号に応じて、光強度が変調された光信号を出力する半導体レーザ１０８と、を含む。光受信器１２０は、光信号を受光して第２の電気信号を出力する光検出回路１２２と、第２の電気信号を復号して第２の情報信号を外部に出力する光受信集積回路１２１と、を含む。光ファイバ１１０は、光信号の伝送路であり、光送受信器１０の外部に接続される。

本実施形態に係る光送受信器１０は、光送信器１００に含まれ、入力された第１の多値デジタル信号を、第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路１３０、及び光受信器１２０に含まれ、入力された第２の多値デジタル信号を、第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路１３１の少なくともいずれか一方を備える。以下の説明では、はじめに、光受信器１２０が第２の遅延回路１３１を有する場合について詳細に説明する。後に、光送信器１００が第１の遅延回路１３０を有する場合について詳細に説明する。以下に説明するように、第１の遅延回路１３０と第２の遅延回路１３１は同様の構成を有し、本発明の技術思想は、光信号を符号化する場合（光送信器１００に第１の遅延回路１３０を設ける場合）と、光信号を復号する場合（光受信器１２０に第２の遅延回路１３１を設ける場合）の両方に適用可能である。

図２は、本発明の実施形態に係る光受信器１２０の機能ブロック図である。光受信器１２０は、光ファイバ１１０により伝送される光信号を受光して第２の電気信号を出力する光検出回路１２２と、光信号を受光した光検出回路１２２から第２の電気信号を入力される光受信集積回路１２１と、を有する。光受信集積回路１２１は、第２の電気信号を第２の多値デジタル信号に変換するＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１２３と、入力された第２の多値デジタル信号を、第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路１３１と、第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する多値復号回路１２５と、を有する。また、光受信集積回路１２１は、受信側線形等化回路１２４を有する。受信側線形等化回路１２４には、第２の遅延回路１３１により遅延された第２の多値デジタル信号が入力され、光検出回路１２２等の高周波部品に起因する線形劣化を補正して多値復号回路１２５に出力する。

図３は、第２の遅延回路１３１による光信号の遅延例である。同図の縦軸は光信号の強度を示しており、Ｌ０が４値の光信号の最低レベルを表し、Ｌ３が４値の光信号の最高レベルを表している。また、同図の横軸は時間を表している。第２の遅延回路１３１は、入力された第２のデジタル信号を、第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させる。同図では、４値の光信号のピーク位置のずれを破線で示している。

同図に示す例では、波形の遅延量を−１０％〜＋１０％としている。同図に示す例では、光信号の強度がＬ０からＬ３へ大きくなるに従って、遅延量が線形に大きくなるように遅延量を設定している。なお、波形の形状は光検出回路１２２等の特性によって変化する場合があり、その場合には遅延量を適宜変更することとしてよい。

図４は、第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合の光信号の受信例である。また、図５は、本発明の実施形態に係る光受信器１２０による光信号の受信例である。図４及び図５では、消光比が１０．８ｄＢである光信号のアイパターンを左側に示し、右側に波形中心時刻におけるヒストグラムを示している。図４に示すように、第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合、アイパターンに大きな波形歪が生じ、波形中心時刻のヒストグラムにおいても４つの光信号レベルの分離が曖昧となっている。これに対して、図５に示すように、本発明の実施形態に係る光受信器１２０により受信された光信号のアイパターンは、上下３つのアイ開口のタイミングがほぼ揃い、開口度がほぼ均等であり、波形中心時刻のヒストグラムにおいても４つの光信号レベルが良好に分離できている。

図６は、本発明の実施形態に係る第２の遅延回路１３１の機能ブロック図である。第２の遅延回路１３１は、量子化回路１３２と、第２の応答波形出力部１３３と、第２の遅延加算回路１３６と、を有する。第２の応答波形出力部１３３は、入力される第２のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する。第２の遅延加算回路１３６は、第２の応答波形出力部１３３から連続して出力された複数の第２の応答波形を、逐次遅延加算する。

量子化回路１３２は、第２の多値デジタル信号Ｘｎ（ｎ：サンプル番号）の振幅レベルをＮ値（本例では−Ｎ／２〜Ｎ／２−１のＮ個の整数値）に量子化し、信号Ｘ’ｎを出力する。信号Ｘ’ｎは、第２の応答波形出力部１３３に入力される。第２の応答波形出力部１３３は、応答波形ルックアップテーブル１３４を有する。応答波形ルックアップテーブル１３４には、それぞれ長さＭサンプルであるＮ個の応答波形（ｙ（ｉ，ｊ）、ｉ＝１〜Ｎ、ｊ＝１〜Ｍ）が記憶されており、第２の応答波形出力部１３３は、信号Ｘ’ｎの値に応じて長さＭサンプルの第２の応答波形ｙ（Ｘ’ｎ，ｊ）（ｊ＝１〜Ｍ）を出力する。第２の応答波形は、第２の遅延加算回路１３６に入力され、その内部に記憶された過去Ｍサンプル分の逐次加算波形ｕ（ｊ）（ｊ＝１〜Ｍ）に逐次加算される。逐次加算波形ｕ（ｊ）は順次右シフトされ、右端成分が出力信号Ｚｎとして出力される。すなわち、第２の遅延加算回路１３６は、ｊ＝１についてｕ（１）＝０、ｊ＝１〜Ｍ−１についてｕ（ｊ＋１）＝ｕ（ｊ）＋ｙ（Ｘ’ｎ，ｊ）、ｊ＝ＭについてＺｎ＝ｕ（Ｍ）＋ｙ（Ｘ’ｎ，Ｍ）と演算する。

なお、量子化回路１３２による量子化レベルＮは、小さい値とすることで応答波形ルックアップテーブル１３４のインデックス数を削減し、記憶容量や回路規模を縮小することができるが、その一方で波形補正精度が十分に高められないおそれがあるため、量子化レベルＮの値は両者のトレードオフによって適切な値に設計されるべきものである。量子化回路１３２は、第２の多値デジタル信号の振幅情報の下位ビットの切り捨てによっても実現可能であり、量子化回路１３２を省略することも可能である。

第２の遅延回路１３１により、入力された第２のデジタル信号Ｘｎを、第２のデジタル信号Ｘｎの振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させる場合、応答波形ルックアップテーブル１３４には、ｙ（ｉ）＝ＩＤＦＴ［ｉ×ｅｘｐ（−√−１×２π（ｉＴ））］をＭ個に時間サンプリングした波形を収容すればよい。ここで、ＩＤＦＴは離散逆フーリエ変換を表し、√−１は虚数単位である。このようにして得られる波形の遅延量は、最大振幅値でＮＴ／２−１、最小振幅値で−ＮＴ／２となる。

図７は、応答波形ルックアップテーブル１３４に収容される応答波形の第１の例である。図８は、応答波形ルックアップテーブル１３４に収容される応答波形の第２の例である。図９は、応答波形ルックアップテーブル１３４に収容される応答波形の第３の例である。図７〜９に示す応答波形の例は、長さが１１サンプル（ｊ＝１〜１１）であり、量子化レベルＮは１２８（ｉ＝−６４〜６３）である。図７では、振幅レベルが大きい場合（ｉ＝４９）に出力される応答波形の例を示し、図８では、振幅レベルがやや大きい場合（ｉ＝３９）に出力される応答波形の例を示し、図９では、振幅レベルが中間程度である場合（ｉ＝１）に出力される応答波形の例を示している。図示しないが、振幅レベルが小さい場合（ｉ＝−４９）に出力される応答波形は、図７に示す波形をｊ＝６を中心に反転したものであり、振幅レベルがやや小さい場合（ｉ＝−３９）に出力される応答波形は、図８に示す波形をｊ＝６を中心に反転したものである。

図９に示すように、振幅レベルが中間程度である場合（ｉ＝１）に出力される応答波形は、高さ１のインパルス応答波形に近いものであり、遅延量がほぼ０である。一方、図７及び８に示すように、振幅レベルが大きい場合（ｉ＝４９）に出力される応答波形と、振幅レベルがやや大きい場合（ｉ＝３９）に出力される応答波形は、振幅レベルに比例した遅延量となるよう歪みを加えられたインパルス応答波形となっている。

なお本実施形態では、第２の多値デジタル信号Ｘｎの振幅レベルを、０を中心値として−Ｎ／２〜Ｎ／２−１の値域にあるものとしたが、中心値及び値域は任意の値として構わない。遅延量についても、振幅レベルが０のときにほぼ０となるように選んだが、任意の固定値を遅延量に加えてもよい。また、応答波形ルックアップテーブル１３４に収容される応答波形は、デルタ関数とその遅延に限るものではなく、任意の形状の応答関数とその遅延を利用することが可能である。例えば、光送受信器１０の部品の応答関数の逆関数を利用することによって、周波数特性の補正効果を併せもたせることもできる。

図１０は、半導体レーザの緩和振動周波数に基づき決定された遅延量の例である。同図の縦軸は遅延量を示し、横軸は半導体レーザの変調電流値Ｉを示す。第２の遅延回路１３１により、入力された第２のデジタル信号Ｘｎを、第２のデジタル信号Ｘｎの振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させる場合、同図に示す遅延量を採用することができる。この場合、第２の遅延回路１３１は、入力された第２のデジタル信号Ｘｎを、第２のデジタル信号Ｘｎの振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させる。

半導体レーザを直接変調する場合の応答速度は、レーザの変調電流値Ｉに依存して非線形に変化する。半導体レーザの応答遅延Ｔは、半導体レーザの緩和振動周波数Ｆｒの逆数を用いて、Ｔ＝１／Ｆｒ＝Ｃ／√（Ｉ／Ｉｔｈ−１）と近似的に表される。ここで、Ｃは遅延定数であり、Ｉはレーザ変調電流であり、Ｉｔｈはレーザ閾値電流である。第２の遅延回路１３１により、入力された第２のデジタル信号Ｘｎを、第２のデジタル信号Ｘｎの振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させる場合、応答波形ルックアップテーブル１３４には、図１０に示す遅延量のインパルス応答関数を収容すればよい。すなわち、バイアス電流Ｉｂ=４０ｍＡ、変調電流の振幅が±２５ｍＡの場合、最低振幅レベルＬ０では遅延量を０とし、最高振幅レベルＬ３では遅延量を−１．０程度とする。

図１１は、光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示す図である。同図の縦軸には、ビット誤り率の対数値を示し、横軸には受光した光信号の平均受信強度を示している。消光劣化により送信波形が劣化した場合、平均受信強度を増大してもビット誤り率が一定値以下に下がらないエラーフロアという現象が生じることが知られている。エラーフロアの誤り率が高く、受信器内の誤り訂正回路の訂正閾値を上回ると、誤り訂正が不可能となり、信号伝送ができなくなる。このような誤り訂正回路の訂正閾値としては、例えば高速伝送の次世代規格の代表であるＩＥＥＥの４００ギガイーサ標準規格では２×１０^−４とされている。

同図では、黒塗り四角のプロット点により、特に補正を行わない場合（第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合）の光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示している。第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合、平均受信強度が−３〜−８ｄＢｍである場合、ビット誤り率は１０^−３程度であり、平均受信強度が−９〜−１２ｄＢｍと大きくなるに従って、ビット誤り率は８×１０^−３程度に悪化している。

図１１では、比較例として、Volterra非線形適応等化器により受信波形を補正した場合の例を、白抜き三角のプロット点で示している。比較例では、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍである場合、ビット誤り率が４×１０^−３〜１０^−４程度に改善している。

図１１では、本実施形態に係る光受信器１２０により受信された光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を、第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させた場合のうち遅延量が１０％である例を十字のプロット点で示し、遅延量が１７．５％である例をクロスマークのプロット点により示している。また、第２のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させ、第２のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させた例を白抜き丸のプロット点で示している。

第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量を１０％として遅延させた場合（図中の十字のプロット点の場合）、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍのときに、ビット誤り率が８×１０^−４〜３×１０^−４程度に改善している。また、第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量を１７．５％として遅延させた場合（図中のクロスマークのプロット点の場合）、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍのときに、ビット誤り率が３×１０^−４〜９×１０^−５程度に改善している。同図に示されているように、本実施形態に係る光受信器１２０によれば、第２の遅延回路１３１による遅延がされることで、第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合と比較して、ビット誤り率が１桁程度改善する。また、第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量を適切に選択することで、大規模な補正回路を要するVolterra非線形適応等化器を用いた場合よりも良好なビット誤り率を得ることができる。またエラーフロアもおよそ９×１０^−５となり、前述の誤り訂正閾値を下回り正常な情報伝送が実現できる。

第２のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させた場合、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍのときに、ビット誤り率が１０^−４〜２×１０^−５程度に改善している。本実施形態に係る光受信器１２０によれば、第２の遅延回路１３１によって半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延がされることで、第２の遅延回路１３１による遅延がされない場合と比較して、ビット誤り率が２桁以上改善する。また、大規模な補正回路を要するVolterra非線形適応等化器を用いた場合と比較しても、ビット誤り率が１／４程度にまで改善する。

本実施形態に係る第２の遅延回路１３１は、半導体レーザの直接変調に起因する非線形な波形歪のうち位相方向の遅延のみをデジタル的に補正するものであり、Volterra非線形適応等化器等の従来例と比較して、収束性や安定性の問題が生じないより簡素で安価な回路構成で、より演算負荷が軽く、高精度な波形補正を行うことができる。

なお、本実施形態では、光強度多値信号としてＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）４信号の場合を示したが、多値変調の種類や符号化方法は異なってもよい。例えば、８値（ＰＡＭ８）や１６値（ＰＡＭ１６）などの高次のＰＡＭ信号や、前後の多値シンボルとの符号間干渉を許容したパーシャルレスポンス型の強度多値信号、トレリス符号化を組み合わせた高次の光強度多値信号等を採用してもよい。本実施形態に係る第２の遅延回路１３１は、光信号の振幅レベルに応じた波形遅延を行うものであり、多値信号の種類を問わず適用可能だからである。また、多値信号の一種として、帯域の狭いナイキストフィルタを用いて、多値信号の狭帯域化を図るナイキスト多値変調を採用してもよい。ナイキスト多値変調は、シンボル境界付近で多値信号の上下に大きな振幅のピーキングをもつという特徴があるが、波形のピーキングを含めて実際の変調電流に対応した波形遅延が加えられるようにすれば、他の多値信号と同様に本実施形態に係る第２の遅延回路１３１によって扱うことができる。ナイキスト多値変調と同様のピーキングをもつサブキャリア変調や、その一種であるＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉ Ｔｏｎｅ）変調などについても同様である。

図１２は、本発明の実施形態の変形例に係る第２の遅延回路１３１の機能ブロック図である。変形例に係る第２の遅延回路１３１は、図６に示す第２の遅延回路１３１と比較して、アップサンプリング回路１４０と、振幅セレクタ回路１４１と、個別遅延回路１４２と、加算回路１４３と、ダウンダンプリング回路１４４と、を有する点で異なる。変形例に係る第２の遅延回路１３１は、図６に示す第２の遅延回路１３１と比較して、量子化回路１３２を有する点で同様の構成を有する。

量子化回路１３２は、第２の多値デジタル信号Ｘｎ（ｎ：サンプル番号）の振幅レベルをＮ値（本例では−Ｎ／２〜Ｎ／２−１のＮ個の整数値）に量子化し、信号Ｘ’ｎをアップサンプリング回路１４０に出力する。アップサンプリング回路１４０は、サンプル間に一定数のゼロ信号を挿入し、波形の時間分解能を高めて、信号Ｘ’’ｎを振幅セレクタ回路１４１に出力する。振幅セレクタ回路１４１は、Ｎ値の信号Ｘ’’ｎの振幅値（本例では０〜Ｎ−１）に応じて、入力信号Ｘ’’ｎを個別遅延回路１４２に出力する。個別遅延回路１４２は、入力信号の振幅レベルに応じた遅延量を与えて、加算回路１４３に出力する。加算回路１４３は、個別遅延回路１４２により遅延された信号を加算して、ダウンダンプリング回路１４４に信号Ｚ’ｎを出力する。ダウンダンプリング回路１４４は、信号Ｚ’ｎを元のサンプリング速度の波形に戻して、信号Ｚｎを出力する。

個別遅延回路１４２は、入力された信号を、信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させてもよいし、入力された信号を、信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させてもよい。また、個別遅延回路１４２は、入力された信号を、信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させてもよい。このような構成を採用する場合であっても、図１１に示す良好な平均受信強度とビット誤り率の関係を得ることができる。

変形例に係る個別遅延回路１４２は、単純なデータ遅延のみを行う回路であり、シフトレジスタ等の簡易な回路で実装可能である利点がある。アップサンプリング回路１４０によって処理すべきデータ量は、量子化レベルＮに応じて増大するものの、ほとんどはゼロ値であるため、非ゼロサンプル値についてのみ処理を行うことによって実質的な回路規模の増加はない。

図１３は、本発明の実施形態の変形例に係る光受信器１２０の機能ブロック図である。変形例に係る光受信器１２０は、図２に示す光受信器１２０の構成に加えて、誤り率検出部１２８と、遅延量修正部１２９と、を有する。誤り率検出部１２８は、多値復号回路１２５から出力された第２の情報信号の誤り率を検出する。遅延量修正部１２９は、誤り率検出部１２８により検出された誤り率に基づいて、第２の遅延回路１３１の遅延量を修正する。誤り率検出部１２８は、受信側線形等化回路１２４から出力された第２の多値デジタル信号の波形誤差を検出してもよい。

遅延量修正部１２９は、誤り率検出部１２８で検出される誤り率が小さくなるように、第２の遅延回路１３１の遅延量を修正する。遅延量修正部１２９は、応答波形ルックアップテーブル１３４の応答波形を修正したり、個別遅延回路１４２の遅延量を修正したりすることで、第２の遅延回路１３１の遅延量を修正する。誤り率検出部１２８及び遅延量修正部１２９を有することで、常に最適の遅延量が設定され、誤り率が小さく保たれる。

図１４は、本発明の実施形態に係る光送信器１００の機能ブロック図である。光送信器１００は、入力された第１の情報信号に応じて、第１の電気信号を出力する光送信集積回路１０１と、レーザ電流駆動回路１０５と、バイアス電流加算回路１０６と、バイアス電流源１０７と、光強度が変調された光信号を光ファイバ１１０に出力する半導体レーザ１０８と、備える。レーザ電流駆動回路１０５は、光送信集積回路１０１から出力される第１の電気信号に基づいて、変調電流を出力する。バイアス電流加算回路１０６は、バイアス電流源１０７から出力されるバイアス電流を変調電流に加算する。バイアス電流は、例えば４０ｍＡであり、変調電流は±２５ｍＡとしてよい。

光送信集積回路１０１は、入力された第１の情報信号に応じて、第１の多値デジタル信号を出力する多値符号化回路１０２と、入力された第１の多値デジタル信号を、第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路１３０と、第１の遅延回路１３０により遅延された第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換するＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換器１０４と、を有する。また、光送信集積回路１０１は、送信側線形等化回路１０３を有する。送信側線形等化回路１０３は、第１の遅延回路１３０により遅延された第１の多値デジタル信号について、高周波部品に起因する線形劣化を補正し、ＤＡ変換器１０４に出力する。

第１の遅延回路１３０の構成として、図６に示した第２の遅延回路１３１の構成をそのまま適用できる。すなわち、第１の遅延回路１３０は、入力される第１のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する第１の応答波形出力部（図６の第２の応答波形出力部１３３に相当）と、第１の応答波形出力部から連続して出力された複数の第１の応答波形を、逐次遅延加算する第１の遅延加算回路（図６の第２の遅延加算回路１３６に相当）と、を有してよい。また、第１の遅延回路１３０の他の構成として、図１２に示した変形例に係る第２の遅延回路１３１の構成をそのまま適用することとしてもよい。

第１の遅延回路１３０において、入力信号Ｘｎは第１の多値デジタル信号であり、出力信号Ｚｎは送信側線形等化回路１０３に入力される。第１の遅延回路１３０は、入力された第１のデジタル信号を、第１のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させることとしてよい。また、第１の遅延回路１３０は、入力された第１のデジタル信号を、第１のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させてもよく、入力された第１のデジタル信号を、第１のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザ１０８の緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させてもよい。

本実施形態に係る光送信集積回路１０１は、第１の遅延回路１３０を有することで、第２の遅延回路１３１を有する光受信集積回路１２１と比較して、入力信号Ｘｎのレベル数が大きく削減されるため、回路規模を小さくすることができる。ＰＡＭ４信号のレベル数は、１サンプル／シンボルの信号処理の場合には４であり、２サンプル／シンボルの場合には７であるため、応答波形ルックアップテーブル１３４のメモリ数を４又は７に削減することができる（入力信号の振幅レベルをＮ＝４又は７にできる）。これにより、光送信集積回路１０１に含まれる応答波形ルックアップテーブル１３４の回路規模は、光受信集積回路１２１の場合と比較して１／１０〜１／１００となり、回路規模と消費電力を低減することができる。また、光送信集積回路１０１では、第１の遅延回路１３０が半導体レーザ１０８に近接して配置されるため、個々のレーザの特性や消光比などの特性に合わせて、第１の遅延回路１３０についてより正確な遅延特性を設定することも可能となり、補正精度の向上により、損失耐力の向上や伝送距離の延長が行える。

図１５は、光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示す図である。同図の縦軸には、ビット誤り率の対数値を示し、横軸には光信号の平均受信強度を示している。同図では、黒塗り四角のプロット点により、特に補正を行わない場合（第１の遅延回路１３０による遅延がされない場合）の光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を示している。第１の遅延回路１３０による遅延がされない場合、平均受信強度が−３〜−８ｄＢｍである場合、ビット誤り率は１×１０^−３〜３×１０^−３程度に悪化している。

図１５では、比較例として、Volterra非線形適応等化器により光受信器側で受信波形を補正した場合の例を、白抜き三角のプロット点で示している。比較例では、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍである場合、ビット誤り率が４×１０^−３〜１０^−４程度に改善している。

図１５では、本実施形態に係る光送信器１００により送信された光信号のビット誤り率と平均受信強度の関係を、第２のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させ、第２のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザ１０８の緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させた例を白抜きの丸のプロット点で示している。

第１のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザ１０８の緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させた場合（図中の白抜きの丸のプロット点の場合）、平均受信強度が−３〜−１０ｄＢｍのときに、ビット誤り率が４×１０^−４〜１０^−５程度に改善している。本実施形態に係る光受信器１２０によれば、第１の遅延回路１３０によって半導体レーザ１０８の緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延がされることで、第１の遅延回路１３０による遅延がされない場合と比較して、ビット誤り率が２桁以上改善する。また、大規模な補正回路を要するVolterra非線形適応等化器を用いた場合と比較しても、ビット誤り率が１／４程度に改善する。また、第１のデジタル信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザ１０８の緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させた場合のエラーフロアは、１×１０^−５程度であり、前述の誤り訂正閾値を十分下回り、正常な情報伝送が実現できる。

本実施形態に係る第１の遅延回路１３０は、半導体レーザ１０８の直接変調に起因する非線形な波形歪のうち位相方向の遅延のみをデジタル的に補正するものであり、Volterra非線形適応等化器等の従来例と比較して、収束性や安定性の問題が生じないより簡素で安価な回路構成で、より演算負荷が軽く、高精度な波形補正を行うことができる。また、本実施形態に係る第１の遅延回路１３０は、光送信器１００に設けられるものであり、Volterra非線形適応等化器のように光受信器のみに適用可能なものではない。

図１６は、本発明の実施形態の変形例に係る光送信器１００の機能ブロック図である。変形例に係る光送信器１００は、図１４に示す光送信器１００の構成に加えて、半導体レーザ１０８の変調条件を設定する変調条件設定部１１２と、変調条件に基づいて、第１の遅延回路１３０の遅延量を修正する遅延量修正部１１３と、をさらに有する。

半導体レーザ１０８の変調条件を変更すると、光信号の波形が変化するため、遅延量修正部１１３は、半導体レーザ１０８の変調条件に基づいて、常に精密な波形補正を行うように調整する。半導体レーザ１０８の変調条件は、バイアス電流値と、変調振幅により定められ、遅延量修正部１１３は、これらに加えて半導体レーザ１０８の閾値電流や消光比等のパラメータを利用してもよい。また、半導体レーザ１０８の温度による緩和振動周波数の変化を考慮して、半導体レーザ１０８のチップ温度に基づいて、第１の遅延回路１３０の遅延量を修正してもよい。

図１７は、本発明の実施形態の変形例に係る第１の遅延回路１３０の機能ブロック図である。変形例に係る第１の遅延回路１３０は、量子化回路１３２と、アップサンプリング回路１４０と、振幅セレクタ回路１４１と、個別遅延回路１４２と、加算回路１４３と、ダウンダンプリング回路１４４と、を有し、個別遅延回路１４２に遅延量修正部１１３からの信号が入力される。

量子化回路１３２は、第１の多値デジタル信号Ｘｎ（ｎ：サンプル番号）の振幅レベルをＮ値（本例では−Ｎ／２〜Ｎ／２−１のＮ個の整数値）に量子化し、信号Ｘ’ｎをアップサンプリング回路１４０に出力する。アップサンプリング回路１４０は、サンプル間に一定数のゼロ信号を挿入し、波形の時間分解能を高めて、信号Ｘ’’ｎを振幅セレクタ回路１４１に出力する。振幅セレクタ回路１４１は、Ｎ値の信号Ｘ’’ｎの振幅値（本例では０〜Ｎ−１）に応じて、入力信号Ｘ’’ｎを個別遅延回路１４２に出力する。個別遅延回路１４２は、入力信号の振幅レベルに応じた遅延量を与えて、加算回路１４３に出力する。加算回路１４３は、個別遅延回路１４２により遅延された信号を加算して、ダウンダンプリング回路１４４に信号Ｚ’ｎを出力する。ダウンダンプリング回路１４４は、信号Ｚ’ｎを元のサンプリング速度の波形に戻して、信号Ｚｎを出力する。

個別遅延回路１４２は、入力された信号を、信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させてもよいし、入力された信号を、信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させてもよい。また、個別遅延回路１４２は、入力された信号を、信号の振幅レベルに応じて、半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させてもよい。また、個別遅延回路１４２は、遅延量修正部１１３から入力される信号に基づいて、遅延量を修正する。

変形例の個別遅延回路１４２は、単純なデータ遅延のみを行う回路であり、シフトレジスタ等の簡易な回路で実装可能である利点がある。アップサンプリング回路１４０によって処理すべきデータ量は量子化レベルＮに応じて増大するものの、ほとんどはゼロ値であるため、非ゼロサンプル値についてのみ処理を行うことによって実質的な回路規模の増加はない。また、遅延量修正部１１３によって常に遅延量が最適に保たれ、光信号の誤り率が小さく保たれる。

以上、本発明に係る実施形態について説明したが、この実施形態に示した具体的な構成は一例として示したものであり、本発明の技術的範囲をこれに限定することは意図されていない。例えば、本実施形態では、強度変調された光信号を電気信号に変換する光検出回路１２２を例示した。光検出回路１２２としては、他の方式のものを採用することも可能であり、例えば、半導体や希土類添加光ファイバ型の光増幅器を光検出回路１２２の前に配置した前置光増幅型光受信機、ＡＰＤ（Ａｖａｌａｎｃｈｅ ＰｈｏｔｏＤｉｏｄｅ）を用いた光増倍型光受信器、光遅延干渉を用いた光遅延検波型受信器、受信器内部に局発レーザを配置するコヒーレント光受信器等を採用することもできる。

１０ 光送受信器、１００ 光送信器、１０１ 光送信集積回路、１０２ 多値符号化回路、１０３ 送信側線形等化回路、１０４ ＤＡ変換器、１０５ レーザ電流駆動回路、１０６ バイアス電流加算回路、１０７ バイアス電流源、１０８ 半導体レーザ、１１０ 光ファイバ、１１２ 変調条件設定部、１１３ 遅延量修正部、１２０ 光受信器、１２１ 光受信集積回路、１２２ 光検出回路、１２３ ＡＤ変換器、１２４ 受信側線形等化回路、１２５ 多値復号回路、１２８ 誤り率検出部、１２９ 遅延量修正部、１３０ 第１の遅延回路、１３１ 第２の遅延回路、１３２ 量子化回路、１３３ 第２の応答波形出力部、１３４ 応答波形ルックアップテーブル、１３５ 第２の応答波形、１３６ 第２の遅延加算回路、１４０ アップサンプリング回路、１４１ 振幅セレクタ回路、１４２ 個別遅延回路、１４３ 加算回路、１４４ ダウンサンプリング回路。

Claims (11)

1. 入力された第１の情報信号に応じて、第１の多値デジタル信号を出力する多値符号化回路と、
   前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換するＤＡ変換器と、
   前記第１の電気信号に応じて、光強度が変調された光信号を出力する半導体レーザと、を有する光送信器と、
   前記光信号を受光して第２の電気信号を出力する光検出回路と、
   前記第２の電気信号を第２の多値デジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
   前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する多値復号回路と、を有する光受信器と、
   を備える光送受信器であって、
   前記光送信器に含まれ、入力された前記第１の多値デジタル信号を、前記第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路、及び前記光受信器に含まれ、入力された前記第２の多値デジタル信号を、前記第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路の少なくともいずれか一方をさらに備える、
   光送受信器。
2. 請求項１に記載の光送受信器であって、
   前記光受信器は、前記第２の遅延回路を有し、
   前記多値復号回路は、前記第２の遅延回路により遅延された前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する、
   光送受信器。
3. 請求項２に記載の光送受信器であって、
   前記光受信器は、
   前記多値復号回路から出力された前記第２の情報信号の誤り率を検出する誤り率検出部と、
   前記誤り率に基づいて、前記第２の遅延回路の遅延量を修正する遅延量修正部と、をさらに有する、
   光送受信器。
4. 請求項１に記載の光送受信器であって、
   前記光送信器は、前記第１の遅延回路を有し、
   前記ＤＡ変換器は、前記第１の遅延回路により遅延された前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換する、
   光送受信器。
5. 請求項４に記載の光送受信器であって、
   前記光送信器は、
   前記半導体レーザの変調条件を設定する変調条件設定部と、
   前記変調条件に基づいて、前記第１の遅延回路の遅延量を修正する遅延量修正部と、をさらに有する、
   光送受信器。
6. 請求項１に記載の光送受信器であって、
   前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させ、
   前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに線形に依存する遅延量だけ遅延させる、
   光送受信器。
7. 請求項１に記載の光送受信器であって、
   前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させ、
   前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに非線形に依存する遅延量だけ遅延させる、
   光送受信器。
8. 請求項７に記載の光送受信器であって、
   前記第１の遅延回路は、入力された前記第１のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号の振幅レベルに応じて、前記半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させ、
   前記第２の遅延回路は、入力された前記第２のデジタル信号を、前記第２のデジタル信号の振幅レベルに応じて、前記半導体レーザの緩和振動周波数の逆数に比例する遅延量だけ遅延させる、
   光送受信器。
9. 請求項１に記載の光送受信器であって、
   前記第１の遅延回路は、
   入力される前記第１のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する第１の応答波形出力部と、
   前記第１の応答波形出力部から連続して出力された複数の前記第１の応答波形を、逐次遅延加算する第１の遅延加算回路と、を有し、
   前記第２の遅延回路は、
   入力される前記第２のデジタル信号の振幅レベルに応じた波形で応答波形を出力する第２の応答波形出力部と、
   前記第２の応答波形出力部から連続して出力された複数の前記第２の応答波形を、逐次遅延加算する第２の遅延加算回路と、を有する、
   光送受信器。
10. 入力された第１の情報信号に応じて、第１の多値デジタル信号を出力する多値符号化回路と、
    入力された前記第１の多値デジタル信号を、前記第１の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第１の遅延回路と、
    前記第１の遅延回路により遅延された前記第１の多値デジタル信号を第１の電気信号に変換し、前記第１の電気信号に応じて、光強度が変調された光信号を出力する半導体レーザに前記第１の電気信号を出力するＤＡ変換器と、
    を有する光送信集積回路。
11. 光信号を受光した光検出回路から第２の電気信号を入力され、第２の多値デジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
    入力された前記第２の多値デジタル信号を、前記第２の多値デジタル信号の振幅レベルに応じた遅延量だけ遅延させる第２の遅延回路と、
    前記第２の遅延回路により遅延された前記第２の多値デジタル信号を復号して、第２の情報信号を出力する多値復号回路と、
    を有する光受信集積回路。

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