CN109891820B - 眼图的解偏斜方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于对多级信号的眼图进行解偏斜的装置和方法，其中使用变化性测量和关联于每个信号级的相应区域的量化，首先估计出多级信号的每个信号级在相应的采样相位处的眼偏斜值。其中每个信号级的估计的眼偏斜值等于与变化性测量的相应最低值对应的时移。然后，基于估计的眼偏斜值，在相应的采样相位确定多级信号的每个量化区域的眼解偏斜值。

Description

眼图的解偏斜方法及装置

技术领域

本发明涉及一种用于为传输系统中的多级信号的眼图(eye diagram)解偏斜(deskew) 的装置和方法，该传输系统例如，但不限于，具有直接检测式光接收器的光纤传输系统。

背景技术

在光通信中，强度调制(intensity modulation，IM)是一种源的光功率输出根据调制信号的一些特征来变化的调制形式。对于调制后的光信号，其包络与调制信号的对应性在于：该包络的瞬时功率是调制信号中目标特征(characteristic of interest)的包络。调制信号的恢复，通常是通过用光检器直接检测(direct detection，DD)来实现的。

下一代超高速短距光纤链路将利用体积小巧、价格低廉且功耗较低的收发器。之所以提出这一切要求，都是因为数据中心设备的空间是有限的。这些收发器应当支持数据中心内和数据中心间的连接，分别从几百米直至几十公里不等。

数据中心是存储和分发互联网数据的设施。估计有数量超过1000亿的网页，分布在 1亿多的网站上。显然，这些数据中心应当适应于容纳巨量的数据。有着将近20亿的用户要访问这些网站，还包括不断增长的高带宽视频量，互联网上每秒在上传和下载的数据究竟有多少，这是难以想象的。数据中心，按照ANSI/TIA/EIA-942标准“数据中心的电信基础设施标准”的定义，是首要功能在于容纳机房及其支持区域的一种建筑物或建筑物的部分。数据中心的主要功能是对信息技术(information technology，IT)资源进行集约化和整合、容纳网络操作、促进电子商务、并为任务关键型数据处理操作提供无间断的服务。数据中心可以是企业网络的一部分，一种商业企业，为他人提供托管服务，或者可以是一种共位的设施(co-location facility)，其中用户可以安放自己的设备，并通过该建筑物的连接来连接到服务提供商。数据中心可以提供局域网(local area network，LAN)或广域网(wide area network，WAN)，并可包括将用户设备连接到服务器设备的交换机，以及将服务器设备连接到存储设备的其它交换机。

一种优选的技术方案可以是发送每波长100Gbit/s，在要求方案价格非常低廉时，这是非常具有挑战性的。相干光技术(coherent approach)不在考虑范围之内，因为这要求大功率和昂贵的设备。因此，优选的是IM和DD方案。为了所谓的100G应用(以每波长100Gbit/s的速度)，也已考察了成熟的、在非相干系统运用广泛的开关键控(on-off keying，OOK)调制格式。然而，这种技术方案要求昂贵的高带宽光学和电子器件。为了克服这项缺陷，已经考察了用数字信号处理(digital signal processing，DSP)支持的高级调制格式作为支持100G应用的一种替代性技术，其中最有希望的候选者是双二元4级脉冲幅度调制(duo-binary 4-level pulse amplitude modulation，DB-PAM-4)、离散多音调制(discrete multi-tone modulation，DMT)和无载波幅度和相位调制(carrier-lessamplitude and phase modulation，CAP)。然而，上述技术都要么要求昂贵的组件，要么要求增强的 DSP，要么两项都要求，故而难以被视为数据中心连接真正的候选方案。

因为必须规避DSP，图1中展示了一种简单且经济的传统的基于IM/DD的PAM-N(或N-PAM)传输系统100的示意框图。

通过前向纠错(forward error correction，FEC)块编码的数据可以数字均衡，并使用数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)转换成模拟信号。为了尽可能减少复杂性，数据均衡可以用连续时间线性均衡器(continuous-time linear equalizer，CTLE)在模拟域内进行。然后，上述信号用调制驱动器(modulator driver，MD)放大。在低成本系统中，经常使用分布反馈型激光器(distributed feedback laser，DFB)加电吸收调制器(electro- absorption modulator，EAM)，二者集成在光发送组件(transmit opticalsubassembly，TO SA)中。其它低成本技术方案可包括直接调制激光器(direct-modulatedlaser，DML)或垂直腔表面发射激光器(vertical-cavity surface-emitting laser，VCSEL)。经过调制器后的光信号可以根据距离、比特率等一些要求，在不同类型的光纤上发送。在接收器侧，光二极管(例如PN结型(positive intrinsic negative，PIN)二极管或雪崩光二极管(avalanch e photo-diode，APD))对该光信号进行检测，光二极管的输出正比于光信号的功率。然后，用跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)对光二极管的输出进行放大。光二极管和TIA可以集成在光接收组件(receive optical subassembly，ROSA)中，其可包括自动增益控制(automatic gain control，AGC)电路，用于在使用电子均衡时相对于模数转换(analog-to-digital，ADC)输入来调整电信号。

在接收器侧，均衡器恢复出信号，其会经历噪音和符号间串扰(inter-symbolinterfer ence，ISI)。不过，在激活均衡器之前，必须先将本机振荡器锁定到输入信号，即锁定到负责数据时钟同步(clocking)的发射振荡器，故而这两个振荡器必须进行同步。小偏差是允许的，因为不可能理想跟踪发射器时钟源。时钟提取由定时恢复(timingrecovery，T R)块支持，该块控制着ADC采样频率和相位。这种TR块的性能受到噪音的强烈影响，这种噪音被专门的滤波器部分滤除。然而，某些非理想情况，如带宽限制和色散(chroma tic dispersion，CD)，可能导致定时功能变得非常微弱。因此，用于定时恢复的信号必须经过部分补偿，才能实现正确的ADC时钟同步。前馈式均衡器(feed-forwardequalizer， FFE)和决策反馈均衡器(decision feedback equalizer，DFE)在许多现实系统中都可以找到。另一方面，非线性均衡器(nonlinear equalizer，NLE)则较少部署，尽管它们在一些特殊的应用中可以带来显著的增益。一旦被均衡器恢复，经过均衡的信号就可用于时钟提取，以减少时钟抖动。

在得知前向纠错(FEC)块(即FEC解码器)所提供的最终决策之前，这种信号还可由最大似然率序列估算器(maximum-likelihood sequence estimator，MLSE)进一步处理以改进误码率(bit error rate，BER)。然而，在使用VCSEL、DML或外调制激光器(ex ternallymodulated laser，EML)的系统中，调制后的多级光信号可能经历偏斜效应，导致BER降级。该问题在具有多于两级的信号中较为多见。另外，在收到光电组件带宽的强烈限制的系统中，接收信号具有的级数可能多于发射信号。例如在一些快于奈奎斯特系统的系统中，PAM-4信号会被变成有7级的信号，即多PAM-4信号。

并非所有信号级都会同时到达，也即由若干子眼组成的眼图(例如PAM-4中的三眼) 在时间上会是不对齐的。这样，多级信号会被眼与眼之间的时间偏斜削弱。顺带一提，眼图在高速数字传输中是信号质量的常见指标。示波器将由主时钟驱动的长数据流的不同段的扫描叠加，从而产生眼图。将许多比特叠加即产生眼图，之所以这样称呼，是因为所得到的图像看起来像睁开的眼睛。在理想的世界中，眼图应该看起来像矩形框。而在现实中，通信是非理想的，因此过渡部分不能完美地排列在彼此之上，也就导致了出现眼形图案。各个比特之间在时间和幅度上的差异使得眼图开度缩小。

通过最简单的二元信令示例，图2示出了PAM-2信号幅度与归一化时间的关系(t/UI)，其中示出了没有眼偏斜的眼图(图2(a))和有眼偏斜的眼图(图2(b))。从图2(a)可以看出，当系统正确工作时，即没有任何眼偏斜时，对应于最低BER的最优采样点位于眼的中间，即0.5UI处，其中单位间隔(unit interval，UI)表示符号周期。另一方面，如图2(b)所示，当较高PAM-2信号级比较低PAM-2信号级到达迟时(请注意，在某些情况下也可能是到达较早)，就产生了具有表示为α的一定角度的眼偏斜，从而导致眼不对称，且最优采样点偏离0.5UI处。这种不对称性导致BER更高，且对时钟抖动的敏感度更高，因此应仔细选择最优采样相位和相应的信号级的级阈值，以最大化系统性能。在二元信令的情况下，偏斜问题可以通过采样相位和级阈值优化来部分地解决。但是，在信号级超过2个的情况下，这个问题就变得极端复杂，因为缺乏关于这种偏斜作用方式的规则。实际上，每个眼都可能具有不同的形状和偏斜值。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种用于校正多级信号的眼图的装置和方法，并藉此显著改善BER性能。

此目的通过独立权利要求的特征来实现。由从属权利要求、说明书和附图，本发明进一步的实施例是显而易见的。

根据第一方面，本发明涉及一种用于对多级信号的眼图进行解偏斜的装置，包括：偏斜估计器，其用于使用与每个信号级相关联的相应区域的变化性测量和量化，估计所述多级信号的每个信号级在相应的采样相位处的偏斜值；以及解偏斜计算器，其用于基于所述估计的偏斜值，确定所述多级信号的每个量化区域在所述相应的采样相位处的解偏斜值，其中每个信号级的估计的偏斜值等于与变化性测量的相应最低值对应的时移。

如此，可以估计每个眼的偏斜值，并且可以在对接收信号的子区域(即量化区域)进行解偏斜之后对偏斜信号进行解偏斜，这使得BER性能得到显著改善。由于多级信号(如PAM-n信号、带限PAM-n信号(例如多PAM-n信号)和相干实信号或相干复信号)的偏斜可以被估计，所提出的用于解偏斜多级信号的装置可以有利地用在多级传输系统中。在复信号的情况下，同相分量和正交分量将被独立处理。

在根据所述第一方面的所述装置的第一实施方式中，所述偏斜值的估计通过使用每符号一个或两个样本来执行。

如此，由于每个符号使用的样本非常少(一个或两个)，偏斜值的估计可以高速执行。应该注意的是，每个符号究竟使用一个样本还是两个样本并不会显著影响最终系统性能。

在根据所述第一方面或所述第一方面的所述第一实施方式的所述装置的第二实施方式中，所述变化性测量与每个信号级的标准偏差或平均绝对偏差的测量相关。

在根据所述第一方面或所述第一方面的前述任一实施方式的所述装置的第三实施方式中，所述多级信号具有M个级，M是自然整数，并且是N-脉冲幅度调制PAM信号、带限N-PAM信号、多N-PAM信号、相干实信号和相干复信号中的一种，其中N是正整数，其通过N≤M与所述M个级相联系。

在根据所述第一方面或所述第一方面的前述任一实施方式的所述装置的第四实施方式中，所述装置包括：插补器，用于使用从确定的所述解偏斜值得出的插补系数来对所述多级信号进行插补；以及决策单元，用于确定每个信号级的级阈值，并确定要选择的级阈值中使得误码率最小化的级阈值。

根据第二方面也解决了上述目的。

根据第二方面，本发明涉及一种用于对多级信号的眼图解偏斜的分法，包括：使用与每个信号级相关联的相应区域的变化性度量和量化，估计所述多级信号的每个信号级在相应的采样相位处的偏斜值；以及基于所述估计的偏斜值，确定所述多级信号的每个量化区域在所述相应的采样相位处的解偏斜值di，其中每个信号级的估计的偏斜值等于与变化性测量的相应最低值对应的时移。

在根据所述第二方面的所述方法的第一实施方式中，所述方法包括：使用从所述确定的解偏斜值得出的插补系数来对所述多级信号进行插补；以及确定每个信号级的级阈值，并确定要选择的级阈值中使得误码率BER最小化的级阈值。

在根据所述第二方面的所述方法的第二实施方式中，所述估计偏斜值(p_i)的步骤包括：定义M个等距信号级(L_i)；定义M+1个量化器极限(Q_i)，以便有量化器输出(x_q) 来验证关系：若Q_i<x≤Q_i+1，则有x_q＝L_i，其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即所述多级信号的样本；定义偏斜扫描分辨率；定义对称偏斜扫描范围；计算标准偏差作为所述M个信号级中每一个的变化性测量；以及在所述多级信号的特定相位处进行插补，直到找到所述标准偏差的最低值，所述估计的偏斜值等于所述最低值的时移。

在根据所述第二方面的所述方法的第三实施方式中，所述估计偏斜值的步骤包括：定义M个等距信号级(L_i)；定义M+1个量化器极限(Q_i)，以便有量化器输出(x_q)来验证关系：若Q_i<x≤Q_i+1，则x_q＝L_i，其中x是所述多级信号的样本，定义2M个等距信号级 (LL_i)；定义2M+1个量化器极限QQ_i，以便有量化器输出x_q来验证关系：若QQ_i<x≤QQ _i+1，则有x_q＝LL_i，其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即所述多级信号的样本；定义偏斜扫描分辨率；定义对称偏斜扫描范围；计算平均绝对偏差作为所述2M个信号级中每一个的变化性测量；以及在所述多级信号的特定相位处进行插补，直到找到所述平均绝对偏差的最低值，所述估计的偏斜值等于所述最低值的时移。

在根据所述第二方面的所述第二实施方式的所述方法的第四实施方式中，所述确定解偏斜值(d_i)的步骤包括：通过验证d_i＝-p_i，从所述估计的偏斜值(p_i)得出所述解偏斜值；将所述多级信号的每个样本与由所述M+1个量化器极限分隔的所述M个量化区域中相应的量化区域相关联，并且与所述从估计的偏斜值得出的相应的解偏斜值；以及将所述第二方面的所述第一实施方式的步骤应用于所述多级信号的每个样本。

在根据所述第二方面的所述第二实施方式的所述方法的第五实施方式中，所述确定解偏斜值(d_i)的步骤包括：在所述M+1个量化器极限之外，还定义M个量化器极限；将由2M+1个量化器极限分隔的2M个量化区域分成第一组和第二组，所述第一组对应于所述2M个量化区域的奇数编号，所述第二组对应于所述2M个量化区域的偶数编号，所述编号按升序排列；以及对于所述2M个量化区域中的所述第一组和所述第二组的每一个，从所述估计的偏斜值得出相应的解偏斜值。

在根据所述第二方面的所述第五实施方式的所述方法的第六实施方式中，所述相应的解偏斜值由如下关系定义：d_i＝a×p_i+b×p_i+1，其中a≤0且b≤0，其中a和b是其值取决于所述2M个量化区域的所述第一组和所述第二组中的组的系数。

在根据所述第二方面的所述第六实施方式的所述方法的第七实施方式中，对于所述2 M个量化区域的所述第一组，a＝-1和b＝0，对于所述2M个量化区域的所述第二组，a＝b＝-0.5。

在根据所述第二方面的所述第二和第三实施方式中任一个的所述方法的第八实施方式中，所述确定解偏斜值(d_0,i)的步骤包括：通过验证以下关系，从所述估计的偏斜值得出所述解偏斜值：

若x≤L₀，则d₀＝-p₀，若x>L_M-1，则d_M-1＝-p_M-1，以及

若x>L_i且x≤L_i+1(1≤i≤M-2)，则

其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即所述多级信号的样本，并且Δ＝L_i+1–L_i(i＝0,1,…,M-1)。

根据第三方面也解决了上述目的。

根据第三方面，本发明涉及一种计算机程序，包括程序代码，当所述计算机程序在计算机上运行时，用于执行根据所述第二方面或所述第二方面的任何一个实施方式的方法。

如此，所述方法可以自动和可重复的方式执行。

所述计算机程序可以由上述装置执行。所述装置可被可编程地设置为运行所述计算机程序。

更具体地，应该注意，上述装置可以基于具有分立硬件组件的分立硬件电路、集成芯片或芯片模块的配置、或者基于由存储在存储器中、写在计算机可读介质上、或者从诸如因特网的网络下载的软件例程或程序控制的信号处理设备或芯片来实现。可以在没有信号传输或接收能力的情况下实现上述装置，仅仅是控制相应的发射器设备或接收器设备的发送或接收功能。

还应该理解，本发明的优选实施例也可以是从属权利要求或上述实施例与相应独立权利要求的任何组合。

参考下文描述的实施例，本发明的这些和其他方面将是显而易见的并且将被阐明。

附图说明

在本公开的以下详述部分中，将参考附图中示出的示例性实施例更详细地解释本发明，在附图中：

图1示出了简单且经济的传统基于IM/DD的PAM-N传输系统100的示意性框图，本发明可以在该传输系统100中实现；

图2示出了PAM-2信号幅度与归一化时间(t/UI)的关系，描绘了眼图(a)：没有眼偏斜和(b)：有眼偏斜；

图3示出了根据本发明实施例的具有有限带宽(bandwidth，BW)的仿真112 Gbit/sPAM-4传输系统200的示意性框图；

图4根据本发明的实施例显示了(a)：DAC输出信号和被考察的背靠背(back-to-back，B2B)传输和接收输入功率(Pin)为-4dBm的所有信号的归一化频谱；(b)：信号幅度与归一化时间(t/UI)对比图，描绘了DB-PAM-4信号的眼图；以及(c)：信号幅度与归一化时间(t/UI)对比图，描绘了PAM-4信号的眼图；

图5根据本发明的一个实施例，示出了信号幅度与归一化时间(t/UI)的关系，其描绘了(a)：DB-PAM-4信号的非平均眼图和(b)：DB-PAM-4信号的平均眼图；

图6根据本发明的一个实施例，示出了使用(a)：每个符号一个样本(1sps)和(b)：每个符号两个样本(2sps)的每个级的标准偏差与归一化时间(t/UI)的关系；

图7根据本发明的一个实施例，示出了信号幅度与归一化时间(t/UI)的关系，其描绘了(a)：解偏斜前的DB-PAM-4信号的眼图和(b)：通过第一解偏斜方法(DA1)解偏斜后的DB-PAM-4信号的眼图；

图8根据本发明的一个实施例，示出了在光纤链路长度等于(a)：0km(B2B)和(b)：20km的情况下，通过第二解偏斜方法(DA2)解偏斜之前和之后的BER值与Pin值的关系；

图9示出了根据本发明实施例的用于为多级信号解偏斜而提出的装置300的示意性框图。

相同的附图标记用于相同或至少功能上等同的特征。

具体实施方式

传输系统非线性可能产生信号的眼解偏斜。根据以下实施例，提供了一种新的眼解偏斜方法，用于在多级信号传输系统中对M级信号(例如PAM-N信号、带限PAM-N信号、多PAM-N信号和相干实信号或复信号，其中N是正整数，M是满足N≤M的自然整数) 的眼图进行解偏斜。通过对接收信号的子区域进行解偏斜来对偏斜信号进行解偏斜。通过每个符号一个或两个样本来实现眼解偏斜。使用一个还是两个样本并不会显著影响最终系统性能。描述了两个眼解偏斜过程，并且它们可以组合，得到对于特定传输场景(如使用直接调制激光的场景)更方便的新过程。在找到眼解偏斜值之后，可以在发射器侧(即在 DAC中)执行眼解偏斜过程。关于在接收器侧的定位，信号噪声较小，插补引入的噪声会较少，并且FFE均衡器的某些部分将能够在DAC中制作。当眼偏斜取决于信号模式和信号级时，可以通过引入信号模式依赖性来细调眼解偏斜值。

参考图1的传统的基于IM/DD的PAM-N传输系统100，现在将基于如图3所示的具有有限带宽(bandwidth，BW)的仿真112Gbit/s PAM-4传输系统200来描述本发明的各种实施例。

在图3中，在MATLAB中生成了43008个符号的伪随机非归零(non-return-to-zero，NRZ)PAM-4数据序列，并加载到具有8位分辨率的数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)。注意到没有进行基于DAC的预补偿(即，在发送器侧没有DSP)，从而降低了全局系统的复杂性。相应的电PAM-4信号通过仅使用以84GS/s运行的2位DAC和偏置输出调制器驱动器(modulator driver，MD)生成。光链路由TOSA、单模光纤(single -mode opticalfiber，SMF)和ROSA组成。ROSA输入光功率由可变光衰减器(variable opticalattenuator，VOA)控制。数据由运行在80GS/s的实时示波器捕捉，并使用DSP 进行离线处理。在DSP部分中，首先通过AGC对信号进行重新采样和调整，然后执行定时恢复(timingrecovery，TR)。TR基于Mueller和Müller相位检测器(Mueller and Mü ller phasedetector，M&M PD)，同时使用FFE输出来补偿DAC产生的抖动。多模FFE 和M&M PD每个符号使用一个样本，而整个DSP在盲模式下执行均衡。

这样，就使用每符号两个样本生成了112Gbit/s NRZ PAM-4信号，下采样到84GS/s，并加载到DAC，同时接收的输入功率(Pin)等于-4dBm。DAC输出信号的频谱和所考察的所有信号的频谱如图4(a)所示。DAC传递函数(transfer function，TF)(表示为DA C输出)在20GHz之后平滑下降，而总TF(表示为Rx信号频谱)在15GHz以上的频率下严重降级。FFE均衡器被强迫在训练模式下工作，以再生DB-PAM-4(双二元或多元) 和PAM-4信号。实际上，FFE均衡器能够将总TF重新形成为DB-PAM-4TF(表示为FF E DB-PAM-4)，而在图4(b)中示出的眼图清楚地指示了7个DB-PAM-4级。相反，如在图4(c)所观察到的，PAM-4均衡完全失败。实际上，如图4(a)所示，由于噪声放大较强，PAM-4均衡频谱(表示为FFE PAM-4)与Rx信号频谱相当远，从而解释了为什么在图4(c)中没有观察到眼。另一方面，由于FFE抽头无法收敛，在所有被考察的情况中，盲PAM-4均衡全部失败，而盲DB-PAM-4FFE获取始终成功。因此，DB-PAM-4 FFE均衡提供比PAM-4均衡更好的BER。通过仔细查看图4(b)的DB-PAM-4眼图，可以注意到所描绘的眼睛具有不同的形状，并且其中一些在采样阶段周围不对称。这种不对称性将导致BER降级，这在较低的BER下影响可能更关键。

在下文中，使用输入功率Pin＝-4dBm的信号，并通过FFE均衡器均衡，以获得DB-PAM-4眼，如图5(a)所示。这个眼公开了等于-3、-2、-1、+1、+2和+3的七个等级，但是眼图中噪音过高，如果没有额外的求平均过程，很难估计每个等级的偏斜。因此，如图 5(b)所示，对于特定数据模式，信号已在三个UI上被平均，而眼图在指示偏斜临界水平时也变得噪声较小。应该注意的是，七个级之间的转换并非全部都是允许的。如图5(b) 所示，级-2、-1和+2略有偏斜，而级+3最为偏斜。如果FFE均衡器之后的信号在级+2和 +3之间，则最优采样点显然不是+1，而是位于右侧的比特，但最优阈值位置不清楚。

对于七个等级-3、-2、-1、+1、+2和+3中的每一个，标准偏差(σ)可以被认为是角度测量α的替代，已经在不同的采样位置进行了估计。但是，由于FFE每个符号只能传送一个或两个样本，因此必须使用每个符号一个和两个样本(即1sps和2sps)估算与标准差估计相关的插补精度，因为插补操作必须在FFE均衡器之后进行。相应的结果分别表示在图6(a)和图6(b)中，其中所考虑的级的偏斜值可以从对应于每个级的最小标准偏差(σ_min)的最小位置得出。例如，级+3具有的σ_min在1.1U处，因此相对于1UI的最优采样点，有大约0.1UI的时移ΔUI(即，偏斜值)偏斜，这与通过观察图5可以在视觉上估计的非常接近。因此，本发明允许非常准确地估计所有级的偏斜值，下一步是知道如何使用这些偏斜值，以及哪些应该解偏斜。

更详细地，本发明的偏斜估计可以应用于多级信号，例如具有M级的PAM-N信号(也表示为N-PAM信号)，其中M是满足N≤M的自然整数，并根据第一种方法(表示为S EA1)或第二种方法(表示为SEA2)进行。

在第一种方法(SEA1)中，定义M个等距信号级(L_i)，其中i＝0,1,…,M-1，并定义了M+1个量化器极限(Q_i)，使得如果有Q_i<x≤Q_i+1，则量化器输出为L_i，其中x是F FE均衡器输出处的插补样本的样本，即多级信号的样本。还定义了偏斜扫描分辨率R(例如，R＝UI/32)和对称偏斜扫描范围(symmetrical skew scanning range，SSR)(例如，S SR＝UI/2，其意味着SSR的范围是从-UI/4到UI/4)。对于M个信号级中的每一个，计算标准偏差(σ_i,0)，其中i＝0,1,…,M-1。然后在相位-UI/R处对多级信号进行插补，以便找出相应的标准偏差σ_i,-1。如果σ_i,-1<σ_i,0，则继续插补，直至得到σ_i,k<σ_i,k-1且σ_i,k<σ_i,k+1，其中σ_i,k在此时表示标准偏差(σ)的最小或最低值(σ_min)。选择σ_i,k中的k来表示第i级的插补相位，而左侧插补相位的最大数由0.5*SSR/R给出。不过，如果左侧并未找到最小值(σ_min)，则会在对侧进行搜索，即在右侧，以便找出最小标准偏差值(σ_min)的位置。在找到最小σ值的位置之后，即可得出每个信号级(L_i)的估计偏斜值(p_i)(其中i＝0,1,…,M-1)，分别等于各最小σ值对应的时移(ΔUI)。

第二种方法(SEA2)类似于眼对称偏斜估计，可以提供比第一种方法(SEA1)更好的性能，但代价是更高的复杂性。在第二种方法(SEA2)中，定义M个等距信号级(L_i)，其中i＝0,1,…,M-1，并定义了M+1个量化器极限(Q_i)，其中i＝0,1,…,M，使得如果 Q_i<x≤Q_i+1，则量化器输出为L_i，其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即多级信号的样本。此外，定义2M个等距信号级(LL_i)，其中i＝0,1,…,2M-1，并定义了2 M+1个量化器极限(QQ_i)，其中i＝0,1,…,2M，使得如果QQ_i<x≤QQ_i+1，则量化器输出为LL_i。因此，可以得出2M个信号组。还定义了偏斜扫描分辨率R(例如，R＝UI/32) 和对称偏斜扫描范围(symmetrical skewscanning range，SSR)(例如，SSR＝UI/2，其意味着SSR的范围是从-UI/4到UI/4)。针对2M个信号组中的每一个，计算最接近的输出级 Q_i的平均绝对偏差或距离(m_i,0)，其中i＝0,1,…,2M-1。然后在相位-UI/R处对多级信号进行插补，以便找出相应的平均绝对偏差m_i,-1。如果有m_i,-1<m_i,0，则继续插补，直至得到 m_i,k<m_i,k-1且m_i,k<m_i,k+1，其中m_i,k在此时表示平均绝对偏差(σ)的最小或最低值(m_min)。选择 m_i,k中的上标k来表示第i个信号组的插补相位，而左侧插补相位的最大数由0.5*SSR/R 给出。不过，如果左侧并未找到最小值(m_min)，则会在对侧进行搜索，即在右侧，以便找出最小平均绝对偏差值(m_min)的位置。在找到最小m值的位置之后，即可得出每个信号级 (L_i)的估计偏斜值(p_i)(其中i＝0,1,…,2M-1)，分别等于各最小m值对应的时移(Δ UI)。

一旦估计了偏斜值(p_i)，之后就可以计算解偏斜值(d_i)。为此目的，本发明提出了第一、第二和第三解偏斜方法(DA1-DA3)。

在第一个解偏斜方法(表示为DA1)中通过验证d_i＝-p_i，从通过SEA1估计的偏斜值(p_i)得出解偏斜值(d_i)，其中i＝0,1,…,M-1。然后，将M个信号级的多级信号的每个样本与由M+1个量化器极限(Q_i)分隔的M个量化区域中相应的量化区域(或区)相关联，并且与从估计的偏斜值得出的相应的解偏斜值相关联。然后，使用从解偏斜值(d_i) 得出的插补系数，通过插补器插补多级信号的每个样本。对于每个信号级(L_i)，找到级阈值，并由决策单元做出决定，以选择使误码率(bit error rate，BER)最小化的级阈值。

图7根据本发明的一个实施例，示出了信号幅度与归一化时间(t/UI)的关系，其描绘了(a)：解偏斜前的多PAM-4信号的眼图和(b)：通过DA1解偏斜后的多PAM-4信号的眼图。Pin＝-4dBm处的多PAM-4信号拥有：M(即7)个信号级，其M(即7)个等距信号级值L_i(i＝0,1,...,6)为：-3,-2,-1,0,+1,+2,+3；M+1(即8)个量化器极限Q _i(i＝0,1,...,7)，其值为：-∞,-2.5,-1.5,-0.5,0.5,1.5,2.5,+∞；以及M(即7)个解偏斜值p_i(i＝0,1，...，6)。通过比较图7(a)和图7(b)的眼图，可以观察到，采样点周围的眼在解偏斜之后比解偏斜之前更加对称。

尽管第一个解偏斜方法(DA1)改善了BER性能，但是通过第二个解偏斜方法(表示为DA2)可以获得更好的结果，这是使用更精细量化的更复杂的方法。在DA2中，具有M个信号级的多级信号拥有：M个等距信号级值(L_i)，以及由2M+1个量化器极限(Q _i)分隔成2M个量化区域(或区)，且定义如下：-∞,L₀+Δ/4,L₀+3Δ/4,L₁+Δ/4,L₁+3 Δ/4,…,L_M-2+Δ/4,L_M-2+3Δ/4,+∞，其中Δ＝L_i+1–L_i。2M个量化区域被分成对应于2M 个量化区域的奇数编号的第一组和对应于2M个量化区域的偶数编号的第二组，编号按升序排列。对于2M个量化区域的每个第一组和第二组，其解偏斜值(d_0,i)通过验证以下关系，从通过SEA1估计的偏斜值(p_i,p_i+1)得出：

d_i＝a×p_i+b×p_i+1，其中a≤0且b≤0 (1)

其中a和b是由下式定义的系数：对于2M个量化区域的第一组，a＝-1和b＝0，对于2M个量化区域的第二组，a＝b＝-0.5。

在具有七个信号级的多PAM-4信号的情况下，七个等距信号级值L_i(i＝0,1,...,6) 可以是：-3,-2,-1,0,+1,+2,+3，同时十四个量化区域的值可以定义为：-∞,-2.75,-2.25,-1.75,-1.25,-0.75,-0.25,0.25,0.75,1.25,1.75,2.25,2.75,+∞，其中Δ＝1。

图8根据本发明的一个实施例，示出了在光纤链路长度等于(a)：0km(B2B)和(b)：20km的情况下，通过DA2解偏斜之前和之后的BER值与Pin值的关系。可以观察到，D A2改善了所有Pin值的BER，特别是较低的Pin值。

在对应于线性解偏斜方法的第三解偏斜方法(表示为DA3)中，其解偏斜值(d_0,i)从通过SEA1或SEA2估计的偏斜值(p_i)出发，通过验证以下关系得出：

若x≤L₀，则d₀＝-p₀ (2)

若x>L_M-1，则d_M-1＝-p_M-1 (3)

若x>L_i且x≤L_i+1(1≤i≤M-2)，则

其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即具有M个信号级和M个等距信号级值(L_i)，且Δ＝L_i+1–L_i(i＝0,1,…,M-1)的多级信号的样本。

在多PAM-4信号在FFE输出处具有七个信号级、并且其眼图的解偏斜值(d_i)从通过SEA2估计的偏斜值(p_i)得出的示例性情况下，该多PAM-4信号将拥有七个等距信号级值L_i(定义为L_i＝-3+i，其中i＝0,1,…,6)、十四个估计的偏斜值p_i(i＝0,1，...，13) 用于十四个量化区域(A_i，其中i＝0,1,...,13)由十五个量化器极限Q_i(i＝0,1,...,1 4)分隔，例如：-∞,-3,-2.5,-2,-1.5,-1,-0.5,0,0.5,1,1.5,2,2.5,3,+∞。然后，估计的十四个偏斜值p_i将用于根据下式计算十四个解偏斜值d_i：

若x≤A₁，则d＝p₀ (5)

若x>A₁₃，则d＝p₁₃ (6)

若x>L_i且x≤L_i+1(i＝1,…,6)，则d_i＝-[(p_2i+1-p_2i)(x-L_i)+p_i] (7)

其中x是FFE均衡器输出处的插补样本的样本，即多PAM-4信号的样本。

图9示出了根据本发明实施例的用于为多级信号解偏斜而提出的装置300的示意性框图。

偏斜估计单元302从FFE 301接收多级信号的样本，并估计不同采样相位的标准偏差 (σ)(或者平均绝对偏差(m))。通过FFE样本的插补获得不同采样相位处的数据。找到多级信号的每个信号级的最小标准偏差(σ_min)(或者最小平均绝对偏差值(m_min))，并且对应于该值(σ_min)(或者m_min)的时移(ΔUI)即为偏斜值(p_i)。然后可以通过解偏斜值单元303，从估计的偏斜值(p_i)得出每个信号级的解偏斜值(d_i)。这些解偏斜值(d_i) 被提供给插补器304，该插补器304使用从得到的偏斜值(d_i)得出的插补系数来插补该多级信号。为了最小化误码率(BER)，决策单元305确定每个信号级的级阈值，并确定使得BER最小的最优级阈值。仍然以最小化BER为目的，如果提供有MLSE 306，则不需要找到最优级阈值，因为MLSE 306已经包括专用于分支度量计算(branch metric cal culation，BMC)的单元。但是，应该注意的是，相比于不具有MLSE的情况，具有MLS E的情况通常需要BER性能更好的FFE均衡器。

总之，本发明涉及一种用于对多级信号的眼图解偏斜的装置和方法，其中使用变化性测量(σ,m)和与每个信号级(L_i)相关联的相应区域的量化(Q_i)，首先估计出多级信号的每个信号级(L_i)在相应的采样相位处的眼偏斜值(p_i)。其中每个信号级(L_i)的估计的眼偏斜值(p_i)等于与变化性测量(σ,m)的相应最低值(σ_min,m_min)对应的时移(Δ UI)。然后，基于估计的眼偏斜值(p_i)，在相应的采样相位确定多级信号的每个量化区域的眼解偏斜值(d_i)。

虽然已经在附图和前面的描述中详细图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述应被认为是说明性或示例性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例。通过阅读本公开，其他修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的。这些修改可以涉及本领域中已知的其他特征，并且可以代替或补充本文已经描述的特征使用。特别地，本发明可以应用于任何多级传输系统。更具体地，该传输系统不局限于光传输系统。相反，本发明可以应用于任何有线或无线的相干或非相干传输系统。所提出的系统的发射器和接收器设备可以在离散硬件中实现，或者基于用于控制发送和接收侧的信号处理器的软件例程来实现。

已经结合本文的各种实施例描述了本发明。然而，本领域技术人员在实践所要求保护的本发明时，可以通过研究附图、公开内容和所附权利要求，从而理解和实现所公开实施例的其它变型。在权利要求中，“包括”一词不排除其他要素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以满足权利要求中记载的若干项目的功能。仅仅因为某些措施被记载为互不相同的从属权利要求，并不表示不能将这些措施组合使用以得到有益效果。计算机程序可以存储或分布在合适的介质上，诸如光学存储介质或固态介质，可以是与其他硬件一起提供的，也可以是作为其他硬件的一部分提供的，但是也可以以其他形式分布，例如经由因特网或其他有线或无线电信系统。

虽然参照本发明的具体特征和实施例描述了本发明，但明显的是，在不脱离本发明的精神与范围的情况下，仍可对这些特征和实施例进行各种修改和组合。相应地，说明书和附图应被视作仅为随附权利要求所限定的本发明的示意，其意在涵盖本发明范围内的任意和全部修改、变化、组合或同等替换。

Claims (14)

1.一种用于对多级信号的眼图进行解偏斜的装置，包括：

偏斜估计器，用于使用与所述多级信号的每个信号级相关联的相应区域的变化性测量和量化，估计每个信号级在相应的采样相位处的偏斜值；以及

解偏斜计算器，用于基于所述估计的偏斜值，确定所述多级信号的每个量化区域在所述相应的采样相位处的解偏斜值，其中：

每个信号级的所述估计的偏斜值等于与所述变化性测量的相应最低值对应的时移，其中所述变化性测量与每个信号级的标准偏差或平均绝对偏差的测量相关。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述偏斜值的所述估计通过使用每符号一个或两个样本来执行。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述多级信号具有M个级，M是自然整数，并且是N-脉冲幅度调制PAM信号、带限N-PAM信号、多N-PAM信号、相干实信号和相干复信号中的一种，其中N是正整数，其通过N≤M与所述M个级相联系。

4.根据权利要求1或2所述的装置，还包括：

插补器，用于使用从确定的所述解偏斜值得出的插补系数来对所述多级信号进行插补；以及

决策单元，用于确定每个信号级的级阈值，并确定要选择的级阈值中使得误码率BER最小化的级阈值。

5.一种用于对多级信号的眼图进行解偏斜的方法，包括：

使用与所述多级信号的每个信号级相关联的相应区域的变化性测量和量化，估计每个信号级在相应的采样相位处的偏斜值；以及

基于所述估计的偏斜值，确定所述多级信号的每个量化区域在所述相应的采样相位处的解偏斜值，其中：

每个信号级的所述估计的偏斜值等于与所述变化性测量的相应最低值对应的时移，其中所述变化性测量与每个信号级的标准偏差或平均绝对偏差的测量相关。

6.根据权利要求5所述的方法，还包括：

使用从所述确定的解偏斜值得出的插补系数来对所述多级信号进行插补；

确定每个信号级的级阈值；以及

确定要选择的级阈值中使得误码率BER最小化的级阈值。

7.根据权利要求5所述的方法，其中所述估计偏斜值的步骤包括：

定义M个等距信号级；

定义M+1个量化器极限，以便有量化器输出来验证：

若Q_i<x≤Q_i+1，则x_q＝L_i

其中，i＝0,1,…,M-1，x是所述多级信号的样本，Q_i是第i个量化器极限，Q_i+1是第i+1个量化器极限，x_q是量化器输出，L_i是第i个信号级；

定义偏斜扫描分辨率；

定义对称偏斜扫描范围SSR；

计算标准偏差作为所述M个等距信号级中每一个的变化性测量；以及

在所述多级信号的特定相位处进行插补，直到找到所述标准偏差的最低值，所述估计的偏斜值等于所述最低值的时移。

8.根据权利要求5所述的方法，其中所述估计偏斜值的步骤包括：

定义M个等距信号级；

定义M+1个量化器极限，以便有量化器输出来验证：

若Q_i<x≤Q_i+1，则x_q＝L_i

其中，i＝0,1,…,M-1，x是所述多级信号的样本，Q_i是第i个量化器极限，Q_i+1是第i+1个量化器极限，x_q是量化器输出，L_i是第i个信号级；

定义2M个等距信号级；

定义2M+1个量化器极限，以便有量化器输出来验证：

若QQ_i<x≤QQ_i+1，则x_q＝LL_i

其中，i＝0,1,…,2M-1，x是所述多级信号的样本，QQ_i是第i个量化器极限，QQ_i+1是第i+1个量化器极限，x_q是量化器输出，LL_i是第i个信号级；

定义偏斜扫描分辨率；

定义对称偏斜扫描范围SSR；

计算平均绝对偏差作为所述2M个等距信号级中每一个的变化性测量；以及

在所述多级信号的特定相位处进行插补，针对所述2M个等距信号级中的每一个，计算其与所述M个等距信号级中最接近的Q_i的平均绝对偏差，直到找到所述平均绝对偏差的最低值，所述估计的偏斜值等于所述最低值的时移。

9.根据权利要求7所述的方法，其中所述确定解偏斜值的步骤包括：

通过验证d_i＝-p_i，从所述估计的偏斜值得出所述解偏斜值；

其中，d_i是解偏斜值，p_i是偏斜值；

将所述多级信号的每个样本与由所述M+1个量化器极限分隔的M个量化区域中相应的量化区域相关联，并且与从所述估计的偏斜值得出的相应的解偏斜值相关联；以及

将权利要求6的步骤应用于所述多级信号的每个样本。

10.根据权利要求7所述的方法，其中所述确定解偏斜值的步骤包括：

在所述M+1个量化器极限之外，还定义M个量化器极限；

将由2M+1个量化器极限分隔的2M个量化区域分成第一组和第二组，所述第一组对应于所述2M个量化区域的奇数编号，所述第二组对应于所述2M个量化区域的偶数编号，所述2M个量化区域的编号按升序排列；以及

对于所述2M个量化区域中的所述第一组和所述第二组的每一个，从所述估计的偏斜值得出相应的解偏斜值。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述相应的解偏斜值定义如下：

d_i＝a×p_i+b×p_i+1，其中a≤0且b≤0

其中，a和b是系数，并且a和b的值取决于所述2M个量化区域的所述第一组和所述第二组中的组，p_i是第i个偏斜值，p_i+1是第i+1个偏斜值。

12.根据权利要求11所述的方法，其中对于所述2M个量化区域的所述第一组，a＝-1和b＝0，对于所述2M个量化区域的所述第二组，a＝b＝-0.5。

13.根据权利要求7或8所述的方法，其中所述确定解偏斜值的步骤包括：

通过验证以下关系，从所述估计的偏斜值得出所述解偏斜值：

若x≤L₀，则d₀＝-p₀

若x>L_M-1，则d_M-1＝-p_M-1

若x>L_i且x≤L_i+1(1≤i≤M-2)，则

其中x是所述多级信号的样本，并且Δ＝L_i+1–L_i，其中i＝0,1,...,M-1，L_i是第i个信号级，L_i+1是第i+1个信号级，d_i是解偏斜值，p_i是第i个偏斜值，p_i+1是第i+1个偏斜值。

14.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序代码，当所述程序代码在计算机上运行时，用于执行根据权利要求5至13中任一项所述的方法。

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