JP2017501658A - 第１の共振タンクと、第２の共振タンクと分路コンデンサとを備えた装置 - Google Patents

Abstract

広帯域高調波トラップが、並列ＬＣ回路の形態の第１の共振タンクと、直列ＬＣ回路の形態の第２の共振タンクとを備える。これらのＬＣ回路は、共通入力に接続され、並列ＬＣ回路の出力は、負荷に接続されるとともに、分路コンデンサを介してアースに接続され、直列ＬＣ回路の出力は、アースに接続されている。

Description

本発明は、包括的には、無線周波数（ＲＦ）電力増幅器に関し、より詳細には、広帯域マルチモードマルチバンド増幅器モジュールにおける出力整合ネットワークに関する。

近年、特にモバイルアプリケーションにおいて用いられる送受信機における新たな無線通信技術によって、非常に広帯域のＲＦ電力増幅器の必要性が大幅に高まっている。したがって、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ（登録商標））技術、モバイル通信用グローバルシステム（ＧＳＭ（登録商標））技術、ＧＳＭ進化型高速データレート（ＥＤＧＥ）技術、およびロングタームエボリューション（ＬＴＥ）技術等の通信技術をサポートすることができる単一のマルチモードマルチバンド電力増幅器モジュールが必要とされている。しかしながら、マルチモードマルチバンド無線のための高性能広帯域ＲＦ電力増幅器、特に、高調波抑制を取得することは困難である。

高調波抑制は、主として歪に起因したＲＦ電力増幅器の非線形性から生じる非線形高調波の放出を制限することによってマルチユーザ通信を確保する際の１つの重要な性能基準である。

広帯域ＲＦ電力増幅器にとって、２次高調波は、抑制することが最も重要な高調波である。なぜならば、２次高調波は、動作周波数帯域に最も接近した周波数空間にあり、かつ、高調波トーンの全ての中で強い電力を有するからである。例えば、電力増幅器の帯域幅が１．５ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚをカバーしているとき、最低２次高調波は３ＧＨｚにあり、出力整合ネットワーク（ＯＭＮ）に対して困難な設計問題をもたらす。２．７ＧＨｚにおける最高インバンドチャネルは、低い挿入損失を有するべきであるのに対して、３ＧＨｚにおける最低２次高調波は、出力整合ネットワークから高い抑制を有するべきである。これは、通常は搬送波に対して３０デシベル（ｄＢｃ）よりも良好であるがインバンド動作に影響を与えない十分な２次高調波抑制を提供する出力整合ネットワーク設計を必要とする。

図２は、必要な第２高調波抑制要件を、マルチチェーントポロジーを通じて満たすマルチバンド電力増幅器の従来技術を示している。２つの電力増幅器２０１および２０３は、狭帯域Ａおよび狭帯域Ｂにおいて２次高調波抑制を提供するように独立に設計されている。単一の広帯域電力増幅器と比較して、このマルチチェーンアーキテクチャは、出力整合ネットワーク２０２および２０４と接続されたスイッチ２０５を必要とする。出力整合ネットワーク（ＯＭＮ）２０２および２０４は、各狭帯域ＡおよびＢにおける２次高調波抑制が達成されるように設計されている。マルチチェーンアーキテクチャ用のＯＭＮ２０２および２０４の設計要件は、広帯域電力増幅器用の単一のＯＭＮよりも難易度が低いが、全体的な回路はより複雑であり、大きなプロファイルを有する。

図３は、再構成可能な出力整合ネットワークを用いて第２高調波抑制を達成する別の従来技術のマルチバンド電力増幅器を示している。入力整合ネットワーク（ＩＭＮ）３０１および出力整合ネットワーク（ＯＭＮ）３０３を有するマルチバンド電力増幅器３０２は、スイッチ３０４がＯＦＦ（オフ）であるとき、帯域Ａのインピーダンス整合および高調波阻止を提供する。電力増幅器３０２が帯域Ｂについて動作するとき、ＯＭＮ３０５は、スイッチ３０４がＯＮ（オン）の状態で３０３と組み合わされ、それによって、帯域Ｂのインピーダンス整合および第２高調波抑制が達成される。この再構成可能な出力整合ネットワークの不利点はスイッチ３０４である。このスイッチによって、単一の帯域ごとに最適化された再構成可能な出力整合が可能になるが、スイッチによる挿入損失によって、コストおよび複雑度が追加されるとともに、全体のマルチモード電力増幅器の電力効率が大幅に低減される可能性がある。

図４は、電力増幅器の出力整合ネットワーク内にある複数の帯域抑制フィルタを用いて第２高調波抑制を達成する別の従来技術のマルチバンド電力増幅器を示している。フィルタ４０１は、１つの広帯域ローパスフィルタおよび４つの帯域抑制フィルタ（４１０、４２０、４３０および４４０）を備える。各帯域抑制フィルタは直列ＬＣタンクである。阻止帯域における各帯域抑制フィルタの帯域幅は、タンクのＱによって決まる。低い挿入損失を得るには、タンクのＱはより高くあるべきであるが、これによって、結果的に、阻止帯域の帯域幅が低減される。

第２高調波に必要とされる抑制帯域は、通過帯域帯域幅（ｆＨ−ｆＬ）よりも２倍広い２×（ｆＨ−ｆＬ）である。したがって、広帯域マルチモード動作の場合、単一の帯域消去フィルタは、２×（ｆＨ−ｆＬ）にわたる阻止帯域帯域幅を提供することができない。代わりに、それぞれ異なる周波数において共振する幾つかの帯域消去フィルタが、広い阻止帯域帯域幅を提供するのに必要であり、その結果、出力整合ネットワークにおける追加の受動素子による大きな挿入損失および大きなプロファイルがもたらされる。

要約すれば、電力効率の劣化並びに複数の帯域消去フィルタのためのコストおよびエリア要件の増加が、従来技術の広帯域マルチモード電力増幅器の主要な不利点である。

本発明の実施の形態は、高調波抑制を有する広帯域電力増幅器の出力整合ネットワークを提供する。特に、この整合ネットワークは、広帯域電力増幅器の広帯域出力整合ネットワークと組み合わせることができる広帯域高調波トラップを用いて第２高調波の抑制を改善する。この高調波トラップは、従来技術と比較して相対的に少数の素子を用いて、広帯域電力増幅器の所与の阻止帯域減衰および阻止帯域帯域幅を達成するバンドストップフィルタに基づいている。

高調波トラップを実施するのに必要な追加の素子は少数に過ぎないことから、本発明の１つの重要な特徴は、マルチチェーンアーキテクチャおよび複数の帯域消去フィルタにおいて、従来技術と比較して、広帯域電力増幅器のマルチバンド動作の低コストおよび高性能の実施が可能になるということである。

実施の形態はスイッチを必要とせず、電力増幅器効率の劣化は、再構成可能な整合ネットワークに基づく従来技術よりも大幅に小さくすることができる。電力増幅器の出力整合ネットワークにスイッチを有することは、このスイッチの高電力のハンドリング能力および挿入損失によって設計の困難さを呈する。この効率損失問題に加えて、スイッチの制御回路部が、設計の複雑度およびコストを増加させる。

本発明の実施形態によって必要とされる第２高調波抑制に関する広帯域電力増幅器の周波数の関数としての利得のグラフである。 マルチチェーンアーキテクチャに基づく従来技術のマルチバンド電力増幅器のブロック図である。 スイッチを用いた再構成可能な出力整合ネットワークに基づく従来技術のマルチバンド電力増幅器のブロック図である。 広帯域電力増幅器の複数の狭帯域高調波フィルタを有する従来技術の広帯域出力整合ネットワークの概略図である。 本発明の１つの実施形態による広帯域高調波トラップの概略図である。 図５の広帯域高調波トラップの利得の関数としての周波数応答のグラフである。 本発明の１つの実施形態による広帯域高調波トラップの概略図である。 従来の広帯域出力整合ネットワークを有する広帯域電力増幅器の概略図である。 本発明の１つの実施形態による広帯域電力増幅器の広帯域高調波トラップの概略図である。 広帯域高調波トラップを有する出力整合ネットワークおよび広帯域高調波トラップを有しない出力整合ネットワークの利得の関数としての周波数応答のグラフである。

本発明の実施形態は、高調波抑制を有する広帯域電力増幅器の出力整合ネットワークを提供する。モバイルアプリケーション、例えば、セルラー電話通信において用いられる送受信機内の電力増幅器が特に対象となる。

図１は、第２高調波抑制に関する広帯域電力増幅器の電力利得に対する一般的な要件を示している。最低インバンド周波数（ｆＬ）は、この最低インバンド周波数よりも２倍高い最低第２高調波周波数（２×ｆＬ）に関係している。広い周波数レンジをカバーするマルチモードマルチバンド電力増幅器モジュールの場合、最高インバンド周波数（ｆＨ）は、現代のハンドセットフォンでは、通常、最低第２高調波周波数（２×ｆＬ）にかなり接近している。したがって、電力増幅器を有する出力整合ネットワークの設計は、３０ｄＢｃよりも良好な抑制を提供するには難易度が非常に高い。

図５は、本発明の１つの実施形態による広帯域高調波トラップ５００を示している。このトラップは、出力整合および高調波抑制を目的として６次バンドストップフィルタから最適化されたものである。

この広帯域高調波トラップは、分路コンデンサ５３０並びに第１の共振タンク５１０および第２の共振タンク５２０を備える。第１のタンク５１０は並列Ｌ（５１１）Ｃ（５１２）回路を備え、第２のタンク５２０は直列Ｌ（５２１）Ｃ（５２２）回路を備える。これらの並列ＬＣ回路および直列ＬＣ回路は、共通入力、例えば、トランジスタ５０１に接続されている。並列ＬＣ回路の出力は、負荷に接続されているとともに分路コンデンサを介してアースに接続されている。この負荷は、アンテナを含むことができる。そして、並列ＬＣ５２０回路の出力は、コンデンサ５３０を介してアースに接続されている。

従来の６次バンドストップフィルタは、単一のコンデンサ５３０の代わりに追加の直列ＬＣタンクを有する。従来の６次バンドストップフィルタは、広帯域電力増幅器の出力整合の用途に不利点を有し、修正および最適化されるべきである。通過帯域における減衰は、従来のバンドストップフィルタにとって相対的に低い。しかしながら、広帯域電力増幅器の動作の場合、より高次の高調波抑制を得るためには高周波数通過帯域において大きな減衰を有することが所望されている。

もう１つの重要な課題は、共振タンク５１０および５２０のＱ値と関係したものである。理論上、共振回路のＱ値が低いほど、より広い帯域幅を提供する。Ｑ値は、直列タンク５２０内のインダクタ５２１の値に比例し、並列タンク５１０内のインダクタ５１１の値に反比例する。マルチバンド電力増幅器の最低通過帯域端および最高通過帯域端が図１に示すようにｆＬおよびｆＨであると仮定すると、２つのタンク５１０および５２０の共振周波数は、ほぼ２×ｆＬおよび２×ｆＨである。これは、インダクタ損失が通常、高周波数回路の実施態様では支配的な損失メカニズムであること、およびインダクタの損失が周波数とともに増加することを考慮して構成される。これらのインダクタおよびコンデンサの最終的な最適値は、寄生効果およびパッケージング効果を考慮して求める必要があり、理論値と異なることが多い。

図６は、本発明による広帯域高調波トラップの利得対周波数の関数としての一例示の周波数応答を示している。並列ＬＣタンク５１０の共振周波数を直列ＬＣタンク５２０の共振周波数よりも低くすることによって、高調波トラップの阻止帯域を広くすることができる。分路コンデンサ５３０は、更に高い周波数における高調波抑制を改善するために高周波数通過帯域が低周波数通過帯域よりも大きな減衰を有するという望ましい特性を周波数応答に導入する。

図７は、本発明の別の実施形態を示している。複数のトラップ５００を直列に接続することによって、フィルタの有効次数を増加させることができ、これによって、複雑度およびプロファイルは増加するが、阻止帯域上でのより良好な抑制がもたらされる。

図８は、従来の広帯域ローパス出力整合ネットワークを有する広帯域電力増幅器を示している。このマルチバンド電力増幅器は、電力トランジスタ８０１、チョークインダクタ８０２、ＤＣ阻止コンデンサ８０４を備え、アンテナ８０３において終端する。出力整合ネットワーク８１０は、幾つかのマルチセクションＬＣラダー８９０を用いることによって、通常は５０オームのシステムインピーダンスを全動作帯域幅にわたってトランジスタ出力の最適なインピーダンスに変換する。

このマルチバンド電力増幅器に関する主な設計課題は、特に、マルチバンド電力増幅器の最高通過帯域が最低通過帯域の第２高調波周波数に接近しているとき、最低帯域の第２高調波阻止に対する通信標準の要件を満たすことが非常に困難であるということである。

広帯域整合ネットワークが、第２高調波阻止要件を満たすように設計されている場合、フィルタのＱ値は非常に高くなり、その結果、受動素子は多くなり、被る挿入損失は大きくなる。この理由によって、広帯域インピーダンス整合ネットワーク８１０は、ローパスフィルタリング周波数応答を提供するが、第２高調波阻止は通常、非常に広帯域のマルチバンド電力増幅器にとっては不十分である。

図９は、高電力効率を可能にするコンパクトかつ低コストの実施態様を用いて第２高調波抑制問題を解決する、マルチバンド電力増幅器のための本発明の実施形態による広帯域高調波トラップの１つの実施形態を示している。このマルチバンド電力増幅器は、電力トランジスタ９０１、チョークインダクタ９０２、ＤＣ阻止コンデンサ９０４を備え、アンテナ９０３において終端されている。分路インピーダンス整合コンデンサ９１１を備える出力整合ネットワーク９１０は、通常は５０オームの広帯域高調波トラップのインピーダンスを動作周波数レンジ全体（ｆＬ〜ｆＨ）にわたって電力トランジスタ９０１の最適な負荷インピーダンスに変換する。

高調波トラップ５００は、２ｆＬ〜２ｆＨにわたる高調波抑制のための出力整合ネットワーク９１０内に組み込まれている。インダクタ５１１およびコンデンサ５３０は、動作帯域内の広帯域インピーダンス変換と高調波抑制との双方に用いられ、それによって、出力整合ネットワークを実施する素子の数が削減される。共振タンク５１０および５２０の設計は上記で説明されているが、それらの値は、電力効率、出力電力、利得平坦性、および線形性等の性能要件に基づいて求められる。トラップ５００の出力は、インダクタ９２２およびコンデンサ９０４を介してアンテナに接続されている。コンデンサ９３１は、インダクタ９２２の出力をアースに接続している。

図１０は、本発明の広帯域高調波トラップを有する出力整合ネットワークの周波数応答１０２２および本発明の広帯域高調波トラップを有しない出力整合ネットワークの周波数応答１０１１を示している。例えば、１．８ＧＨｚ〜２．８ＧＨｚの電力増幅器の動作用に設計された広帯域整合ネットワークの場合、１．８ＧＨｚの最低動作周波数では、本発明の高調波トラップを広帯域出力整合ネットワークに導入することによって、３．６ＧＨｚにおける２次高調波阻止において１０ｄＢ〜１５ｄＢの改善が予想される。

高調波トラップの実施形態は、図５および図７とともに説明した特定の出力整合回路に限定されるものではない。高調波トラップは、十分な第２高調波阻止が欠如している出力整合回路と組み合わせることができる。例えば、整合ネットワークの実施態様において集中インダクタおよび集中コンデンサを等価的に表すように伝送回線を分散形式で用いることができる。

Claims (9)

1. 並列ＬＣ回路を有する第１の共振タンクと、
   直列ＬＣ回路を有する第２の共振タンクと、
   分路コンデンサと、
   を備えた装置であって、
   前記並列ＬＣ回路および前記直列ＬＣ回路は、共通入力に接続され、
   前記並列ＬＣ回路の出力は、負荷に接続されるとともに前記分路コンデンサを介してアースに接続され、
   前記直列ＬＣ回路の出力は、前記アースに接続されて、広帯域高調波トラップを形成する
   装置。
2. 前記広帯域高調波トラップは、広帯域電力増幅器の広帯域出力整合ネットワークと組み合わされる
   請求項１に記載の装置。
3. ６次バンドストップフィルタから前記広帯域高調波トラップを最適化することをさらに備えた
   請求項１に記載の装置。
4. 前記共通入力は、トランジスタである
   請求項１に記載の装置。
5. 前記装置は、セルラー電話通信のモバイル送受信機において用いられる
   請求項１に記載の装置。
6. 前記広帯域高調波トラップは、４次バンドストップフィルタおよび６次バンドストップフィルタの双方のトポロジーと比較して高周波数通過帯域において最高減衰を提供する
   請求項３に記載の装置。
7. 複数の広帯域高調波トラップは、直列に接続されている
   請求項１に記載の装置。
8. 前記負荷は、アンテナを含む
   請求項１に記載の装置。
9. 前記並列ＬＣ回路と前記直列ＬＣ回路との間に接続されて、前記広帯域高調波トラップの通常は５０オームのインピーダンスを動作周波数レンジ全体にわたって前記トランジスタの最適な負荷インピーダンスに変換する第２の分路インピーダンス整合コンデンサをさらに備えた
   請求項４に記載の装置。

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