CN106464223A - 包括第一谐振回路、第二谐振回路以及分路电容器的装置 - Google Patents

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Abstract

一种宽带谐波陷波器包括呈并联LC电路(511、512)形式的第一谐振回路(510)和呈串联LC电路(521、522)形式的第二谐振回路(520)。所述LC电路连接到共用输入端(501)，所述并联LC电路(511、512)的输出端连接至负载(502)并经由分路电容器(530)接地，并且所述串联LC电路(521、522)的输出端接地。通过所连接的电容器(530)实现阻抗匹配。装置可以连接到晶体管，如在输入端处的宽带功率放大器和在输出端处的天线(903)。

Description

包括第一谐振回路、第二谐振回路以及分路电容器的装置
技术领域
本发明总体上涉及射频(RF)功率放大器，更具体地，涉及在宽带多模多频带放大器模块中的输出匹配网络。
背景技术
近来，由于新的无线通信技术，对超宽带RF功率放大器的需求已经显著增加，尤其是在移动应用中所使用的收发器中。因此，需要一种单个多模多频带功率放大器模块，该模块可以支持诸如宽带码分多址(WCDMA)、全球移动通信系统(GSM)、通信、增强型数据速率GSM演进(EDGE)以及长期演进(LTE)技术的通信技术。然而，获得用于多模多频带无线电的高性能宽带RF功率放大器是困难的，尤其是谐波抑制。
谐波抑制是通过限制由RF功率放大器的非线性(主要是由于失真)引起的非线性谐波的发射来确保多用户通信的一个重要性能标准。
对二次谐波的抑制对于宽带RF功率放大器来说是最重要的，因为二次谐波具有与工作频带最接近的频率空间，并且在所有谐波音调中具有强功率。例如，当功率放大器的带宽覆盖1.5GHz到2.7GHz时，最低的二次谐波处于3GHz，这给输出匹配网络(OMN)带来了困难的设计问题。在2.7GHz处的最高带内信道应具有低插入损耗，而在3GHz处的最低二次谐波应具有来自输出匹配网络的高抑制。这需要用于提供足够的二次谐波抑制(通常比载波(dBc)好30分贝)同时不影响带内操作的输出匹配网络设计。
图2示出了通过多链拓扑实现必要的二次谐波抑制要求的多频带功率放大器的现有技术。两个功率放大器201和203被独立地设计，以在窄的频带A和频带B中提供二次谐振抑制。相比于单个宽频带功率放大器，此多链架构需要与输出匹配网络202和204相连接的开关205。输出匹配网络(OMN)202和204被设计为使得在每个窄的频带A和B处实现二次谐波抑制。相比于用于宽频带功率放大器的单个OMN，用于多链架构的OMN 202和204的设计要求的挑战性较低，但是总体电路更为复杂且更大型。
图3示出了另一现有技术的多频带功率放大器，其使用可重新配置的输出匹配网络来实现二次谐波抑制。当开关304断开时，具有输入匹配网络(IMN)301和输出匹配网络(OMN)303的多频带功率放大器302为频带A提供阻抗匹配和谐波抑制。当功率放大器302针对频带B工作时，OMN 305在开关304接通的情况下与303结合，从而实现用于频带B的阻抗匹配和二次谐波抑制。这种可重新配置的输出匹配网络的缺点是开关304。虽然该开关使得能够实现针对每个单频带优化的可重新配置的输出匹配，但是来自开关的插入损耗可以显著地降低具有额外成本和复杂性的整个多模功率放大器的功率效率。
图4示出了另一现有技术的多频带功率放大器，其在功率放大器的输出匹配网络中利用多个带阻滤波器实现二次谐波抑制。滤波器401包括一个宽带低通滤波器和四个带阻滤波器(410、420、430和440)。每个带阻滤波器是串联LC回路。每个带阻滤波器在阻带处的带宽由回路的Q确定。对于低插入损耗，回路Q应较高，进而降低阻带带宽。
二次谐波所需的抑制频带是2x(fH-fL)，其比通带带宽(fH-fL)宽两倍。因此，对于宽带多模操作，单个带阻滤波器无法提供超过2x(fH-fL)的阻带带宽。相反，需要以不同频率谐振的几个带阻滤波器，以提供宽阻带带宽，这导致来自输出匹配网络中的附加无源元件的大插入损耗和大尺寸。
总的来说，多个带阻滤波器的功率效率降低以及增加的成本和面积需求是现有技术的宽带多模功率放大器的主要缺点。
发明内容
本发明的实施方式提供了一种用于具有谐波抑制的宽带功率放大器的输出匹配网络。具体地，该匹配网络使用宽带谐波陷波器来改善二次谐波的抑制，该宽带谐波陷波器可以与用于宽带功率放大器的宽带输出匹配网络进行组合。与现有技术相比，谐波陷波器基于使用相对少量元件的带阻滤波器来实现宽带功率放大器的给定阻带衰减和阻带带宽。
因为仅需要少量的附加元件来实施谐波陷波器，所以与现有技术相比，本发明的一个主要特征是，在多链架构和多个带阻滤波器中实现了宽带功率放大器的多频带操作的低成本和高性能。
所述实施方式不需要开关，并且功率放大器效率的降低可以比基于可重新配置的匹配网络的现有技术小得多。由于开关的高功率处理能力和插入损耗，在功率放大器的输出匹配网络中具有开关存在设计困难。除了效率损失问题，用于开关的控制电路还增加了设计复杂性和成本。
附图说明
图1是作为与本发明的实施方式所要求的二次谐波抑制相关的宽带功率放大器的频率的函数的增益图。
图2是基于多链架构的现有技术的多频带功率放大器的框图。
图3是基于使用开关的可重新配置的输出匹配网络的现有技术的多频带功率放大器的框图。
图4是具有用于宽带功率放大器的多个窄带谐波滤波器的现有技术的宽带输出匹配网络的示意图。
图5是根据本发明的一个实施方式的宽带谐波陷波器的示意图。
图6是作为图5的宽带谐波陷波器的增益的函数的频率响应的曲线图。
图7是根据本发明的一个实施方式的宽带谐波陷波器的示意图。
图8是具有常规宽带输出匹配网络的宽带功率放大器的示意图。
图9是根据本发明的一个实施方式的用于宽带功率放大器的宽带谐波陷波器的示意图。
图10是作为具有和不具有宽带谐波陷波器的输出匹配网络的增益的函数的频率响应的曲线图。
具体实施方式
本发明的实施方式提供了一种用于具有谐波抑制的宽带功率放大器的输出匹配网络。特别关注的是移动应用中所使用的收发器中的功率放大器，例如，蜂窝电话。
图1示出了与二次谐波抑制相关的宽带功率放大器的功率增益的典型要求。最低带内频率(fL)与最低二次谐波频率(2x fL)(其是最低带内频率的二倍)相关。对于覆盖宽频率范围的多模多频带功率放大器模块，最高带内频率(fH)通常非常接近现代手持电话的最低二次谐波频率(2x fL)。因此，对于提供优于30dBc的抑制，具有功率放大器的输出匹配网络的设计是非常有挑战性的。
图5示出了根据本发明的一个实施方式的宽带谐波陷波器500。出于输出匹配和谐波抑制的目的，该陷波器从六阶带阻滤波器进行优化。
宽带谐波陷波器包括分路电容器530和第一谐振回路510以及第二谐振回路520。第一回路510包括并联L(511)C(512)电路，并且第二回路520包括串联L(521)C(522)电路。并联和串联LC电路连接到共用输入端，例如晶体管501。并联LC电路的输出端连接至负载并经由分路电容器接地。负载可以包括天线。并且并联LC 520电路的输出端经由电容器530接地。
常规六阶带阻滤波器具有附加的串联LC回路，而不是单个电容器530。常规六阶带阻滤波器对于宽带功率放大器输出匹配应用具有缺点并且应当被修改和优化。通带处的衰减对于常规带阻滤波器而言相对较低。然而，对于宽带功率放大器操作而言，期望在高频通带中具有大的衰减以用于更高次谐波抑制。
另一重要问题与谐振回路510和520的Q因子相关。理论上讲，谐振电路的较低Q因子提供较宽的带宽。Q因子与串联回路520中的电感器521的值成正比，并与并联回路510中的电感器511的值成反比。假定多频带功率放大器的最低和最高通带边缘是如图1所示的fL和fH，两个回路510和520的谐振频率约在2x fL和2x fH。这是考虑到电感器损耗通常是高频电路实现中的主要损耗机制并且电感器的损耗随频率而增加而设置的。这些电感器和电容器的最终最佳值需要考虑寄生效应和封装效应来确定，该最终最佳值通常不同于理论值。
图6示出了作为根据本发明的宽带谐波陷波器的增益-频率的函数的示例性频率响应。通过使得并联LC回路510的谐振频率低于串联LC回路520的谐振频率，谐波陷波器的阻带可以是宽的。分路电容器530在频率响应中引入所期望的特性，即高频通带具有比低频通带大的衰减，用以改进在甚至更高的频率处的谐波抑制。
图7示出了本发明的另一实施方式。串联连接多个陷波器500可以增加滤波器的有效阶次，这提供了对阻带的更好抑制，虽然增加了复杂性和尺寸。
图8示出了具有常规宽带低通输出匹配网络的宽带功率放大器。多频带功率放大器包括功率晶体管801、扼流电感器802、DC阻断电容器804，终止于天线803。通过使用若干多段LC梯形滤波器890，输出匹配网络810将通常为50欧姆的系统阻抗转换为在整个工作带宽上输出的晶体管的最佳阻抗。
该多频带功率放大器的主要设计挑战是，很难满足对最低频带的二次谐波抑制的通信标准要求，尤其是当多频带功率放大器的最高通带接近于最低通带的二次谐波频率时。
如果宽带匹配网络被设计为满足二次谐波抑制要求，则滤波器的Q值变得极高，产生大量无源元件并导致大的插入损耗。为此，虽然宽带阻抗匹配网络810提供低通滤波频率响应，但是二次谐波抑制通常不足以用于超宽带多频带功率放大器。
图9示出了根据本发明的实施方式的用于多频带功率放大器的宽带谐波陷波器的一个实施方式，其使用使得能够实现高功率效率的紧凑且低成本的实现方案来解决二次谐波抑制问题。多频带功率放大器包括功率晶体管901、扼流电感器902、DC阻断电容器904，并且终止于天线903。包括分路阻抗匹配电容器911的输出匹配网络910将通常为50欧姆的宽带谐波陷波器的阻抗转换为在整个工作频率范围(fL～fH)内功率晶体管901的最佳负载阻抗。
谐波陷波器500嵌入在输出匹配网络910内，用于2fL～2fH上的谐波抑制。电感器511和电容器530用于工作频带内的宽带阻抗转换和谐波抑制二者，从而实施输出匹配网络的元件数量减少。虽然上文描述了谐振回路510和520的设计，但是其值基于诸如功率效率、输出功率、增益平稳度以及线性的性能要求来确定。陷波器500的输出端经由电感器922和电容器904连接到天线。电容器931将电感器922的输出端接地。
图10示出了具有(1022)和不具有(1011)本发明的宽带谐波陷波器的输出匹配网络的频率响应。针对为例如1.8～2.8GHz的功率放大器工作而设计的宽带谐波陷波器，对于1.8GHz的最低工作频率，通过将本发明的谐波陷波器引入到宽带输出匹配网络，预期在3.6GHz处对二次谐波抑制的10-15dB的改善。
谐波陷波器的实施方式并不限于图5和图7所描述的特定输出匹配电路。谐波陷波器可以与缺乏足够的二次谐波抑制的输出匹配电路相结合。例如，传输线可以以分散形式使用，以在匹配网络实现中等效地表示集总电感器和电容器。

Claims (9)

1.一种装置，所述装置包括：
第一谐振回路，所述第一谐振回路包括：
并联LC电路；
第二谐振回路，所述第二谐振回路包括：
串联LC电路；
分路电容器，其中，所述并联LC电路和所述串联LC电路连接到共用输入端，所述并联LC电路的输出端连接至负载并经由所述分路电容器接地，并且所述串联LC电路的输出端接地，形成宽带谐波陷波器。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述宽带谐波陷波器与用于宽带功率放大器的宽带输出匹配网络相结合。
3.根据权利要求1所述的装置，所述装置还包括：
从六阶带阻滤波器优化所述宽带谐波陷波器。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述共用输入端是晶体管。
5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述装置用于蜂窝电话的移动式收发器中。
6.根据权利要求3所述的装置，其中，与四阶带阻滤波器拓扑结构和六阶带阻滤波器拓扑结构二者相比，所述宽带谐波陷波器在高频通带中提供最高衰减。
7.根据权利要求1所述的装置，其中，多个宽带谐波陷波器串联连接。
8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述负载包括天线。
9.根据权利要求4所述的装置，所述装置还包括：
第二分路阻抗匹配电容器，所述第二分路阻抗匹配电容器连接在所述并联LC电路与所述串联LC电路之间，用于将通常为50欧姆的所述宽带谐波陷波器的阻抗转换为在整个工作频率范围内所述晶体管的最佳负载阻抗。
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