JP2017096868A

JP2017096868A - アンテナ装置及びレーダ装置

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Publication number: JP2017096868A
Application number: JP2015231715A
Authority: JP
Inventors: 晋一竹谷; Shinichi Takeya
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2015-11-27
Filing date: 2015-11-27
Publication date: 2017-06-01
Anticipated expiration: 2035-11-27
Also published as: JP6523932B2

Abstract

【課題】ＳＮ及びデータレートの向上を図り、さらには誤検出を低減する。【解決手段】実施形態に係るアンテナ装置は、観測範囲に送信ファンビームを形成する送信アンテナと、ａ軸に沿って一次元に配列して素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ）を得るＮ素子受信アレイと、ｂ軸の一次元に配列して素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ）を得るＭ素子受信アレイとを備える受信アンテナとを備える。前記送信アンテナは、複数パルスまたは複数スイープの送信信号をスライディングして指定のデータレートで出力し、前記受信アンテナは、前記送信アンテナがスライディングした複数パルスまたは複数スイープの積分処理により連続して観測し、ａ軸及びｂ軸の素子信号の乗算Xan×XbmによりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成し、それぞれの信号に所定のウェイトを乗算し加算して受信マルチビームを形成する。【選択図】図１

Description

本実施形態は、アンテナ装置及びレーダ装置に関する。

従来のレーダ装置では、アンテナ装置におけるＤＢＦ（Digital Beam Forming）により、送信ビーム及び受信ビームをそれぞれペンシルビームにして、目標の捜索及び追跡を行うことができる。

ＤＢＦ（Digital Beam Forming）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.289-291(1996) ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output），JIAN LI,PETER STOICA,‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’, WILEY, pp. 1-5(2009) テーラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996) 位相によるパターン成形、Robert C.Voges, ‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’, IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No.4, pp.432-436,(1972) パルス圧縮（レンジ圧縮）、大内、"リモートセンシングのための合成開口レーダの基礎"、東京電機大学出版局、pp.131-149(2003) ＳＡＲ方式（ＡＺ圧縮）、大内、"リモートセンシングのための合成開口レーダの基礎"、東京電機大学出版局、pp.171-178(2003) ＰＧＡ方式、Charles V. Jakowatz, ‘Spotlight-Mode Synthetic Aperture Radar: A Signal Processing Approach’, Springer,pp.251-256(1996)

以上述べたように、従来のレーダ装置では、アンテナ装置におけるＤＢＦにより、送信ビーム及び受信ビームをそれぞれペンシルビームにして、目標の捜索及び追跡を行うことができる。但し、この場合は、１ポジション当たりの時間制約があり、ヒット数が少ないため、ＳＮ（信号対雑音電力）が低く、データレートも遅い。その結果、追跡用にペンシルビームを使用すると、初探知に遅れが生じるだけでなく、目標追跡中に誤検出が発生して目標のロストが生じるという課題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、ＳＮ及びデータレートの向上を図り、さらには誤検出を低減することのできるアンテナ装置とレーダ装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るアンテナ装置は、観測範囲に送信ファンビームを形成する送信アンテナと、第１の軸（ａ軸）に沿って一次元に配列して素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ、Ｎは２以上の自然数）を得るＮ素子受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸（ｂ軸）の一次元に配列して素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ、Ｍは２以上の自然数）を得るＭ素子受信アレイとを備え、前記第１の軸（ａ軸）及び第２の軸（ｂ軸）それぞれの素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成し、それぞれの信号に所定のウェイトを乗算し加算して受信マルチビームを形成し、規定のデータレートで出力するように、スライディングした複数パルスまたは複数スイープの積分処理により連続して観測する受信アンテナとを備える構成である。

また、本実施形態に係るレーダ装置は、観測範囲に送信ファンビームを形成する送信アンテナと、第１の軸（ａ軸）に沿って一次元に配列して素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ、Ｎは２以上の自然数）を得るＮ素子受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸（ｂ軸）の一次元に配列して素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ、Ｍは２以上の自然数）を得るＭ素子受信アレイとを備え、前記第１の軸（ａ軸）及び第２の軸（ｂ軸）それぞれの素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成し、それぞれの信号に所定のウェイトを乗算し加算して受信マルチビームを形成し、規定のデータレートで出力するように、スライディングした複数パルスまたは複数スイープの積分処理により連続して観測する受信アンテナと、前記受信アンテナの観測結果から目標を検出する信号処理器とを具備する構成である。

第１の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図１に示すアンテナ装置の送信アンテナの構成を示すブロック図。図１に示すアンテナ装置の受信アンテナの構成を示すブロック図。図３に示す受信アンテナの２次元仮想アレイによる受信方式を説明するための概念図。図４に示す２次元仮想アレイを備える機上搭載レーダ装置の観測座標系を示す図。第１の実施形態において、受信アレイと送信アレイを集約配置する場合のレイアウトを示す概念図。第１の実施形態において、Ｎヒットのパルス送信の場合の送信変調方式を示す概念図。第１の実施形態において、Ｎバーストの連続スイープ信号による場合の送信変調方式を示す概念図。第１の実施形態において、送信ファンビームと受信マルチビームを形成する様子を示す概念図。第２の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図１０に示すアンテナ装置において、送信ファン＋ペンシル合成ビームと受信マルチビームが形成される様子を示す概念図。図１１に示す送信ファン＋ペンシル合成ビームが形成される様子を示す概念図。第２の実施形態において、Ｎヒットのパルス送信の場合の送信変調方式を示す概念図。第２の実施形態において、Ｎバーストの連続スイープ信号による場合の送信変調方式を示す概念図。第３の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図１５に示すアンテナ装置において、送信ファン＋ペンシル合成ビームと受信マルチビームが形成される様子を示す概念図。第３の実施形態において、Ｎヒットのパルス送信の場合の送信変調方式を示す概念図。第３の実施形態において、Ｎバーストの連続スイープ信号による場合の送信変調方式を示す概念図。第４の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図１９に示すアンテナ装置において、捜索用に送信ファンビームと受信マルチビームが形成され、追跡用に送信ペンシルビームと受信ペンシルビームが形成される様子を示す概念図。第４の実施形態において、Ｎヒットのパルス送信の場合の送信変調方式を示す概念図。第４の実施形態において、Ｎバーストの連続スイープ信号による場合の送信変調方式を示す概念図。第５の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図２３に示す信号処理器の処理の流れを示すフローチャート。図２４に示す信号処理器の処理の流れを説明するための概念図。第６の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図。図２６に示すレーダ装置において、機上搭載の場合の観測座標系を示す図。図２６に示すレーダ装置において、目標抽出位置が不明な場合の目標位置算出処理を説明するための図。図２６に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。なお、以下の説明において、アンテナ装置の実施形態はレーダ装置に適用されるものとする。

（第１の実施形態）（２次元ＤＢＦと高効率積分）
図１乃至図９を参照して、第１の実施形態に係るアンテナ装置について説明する。なお、ここではレーダ装置に適用されるものとする。

図１は本実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１において、１は送信アンテナ、２は受信アンテナ、３は信号処理器である。

上記送信アンテナ１は、送信部１Ａとビーム制御部１Ｂとを備える。具体的には、送信部１Ａは、図２に示すように、Ａ軸（図中、縦方向の軸）及びＡ軸とは異なるＢ軸（図中、横方向の軸）に配列されるアンテナ素子１１１１〜１１ＭＮを備え、送信信号を第１段送信分配器１２でＭ分配し、さらにＭ個の第２段送信分配器１３１〜１３ＭでそれぞれＮ分配してＭ×Ｎの送信信号を生成する。そして、各送信信号を送信移相器１４１１〜１４ＭＮでビーム形状に合わせて位相を調整し、送信増幅器１５１１〜１５ＭＮでそれぞれ電力増幅して上記アンテナ素子１１１１〜１１ＭＮから送出する。ここで、ビーム制御部１Ｂは、上記送信移相器１４１１〜１４ＭＮの移相量を制御することで、任意形状のビームを形成する。

上記受信アンテナ２は、図３に示すように、Ａ軸（図中、縦方向の軸）に配列されるアンテナ素子２１Ａ１〜２１ＡＮ、Ａ軸とは異なるＢ軸（図中、横方向の軸）に配列されるアンテナ素子２１Ｂ１〜２１ＢＭを備える。Ａ軸に配列されるアンテナ素子２１Ａ１〜２１ＡＮで受けた信号は増幅器２２Ａ１〜２２ＡＮで増幅されて周波数変換器２３Ａに送られ、それぞれベースバンドの信号に変換された後、ＡＤ変換器２４Ａでデジタル信号に変換されて１〜ＮｃｈのＡ軸受信信号＃Ａ１〜＃ＡＮとして仮想アレイ素子生成器２５に送られる。一方、Ｂ軸に配列されるアンテナ素子２１Ｂ１〜２１ＢＭで受けた信号は増幅器２２Ｂ１〜２２ＢＭで増幅されて周波数変換器２３Ｂに送られ、それぞれベースバンドの信号に変換された後、ＡＤ変換器２４Ｂでデジタル信号に変換されて１〜ＮｃｈのＢ軸受信信号＃Ｂ１〜＃ＢＮとして仮想アレイ素子生成器２５に送られる。上記仮想アレイ素子生成器２５は、Ａ軸受信信号＃Ａ１〜＃ＡＮとＢ軸受信信号＃Ｂ１〜＃ＢＮを用いて、素子信号毎の乗算演算を行うことで、１〜Ｎ×Ｍｃｈの仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍを生成する。ここで生成された仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍはビーム形成器２６に送られる。このビーム形成器２６は仮想アレイ信号＃１〜＃Ｎ×Ｍから＃１〜＃Ｂのマルチビームを形成する。

上記信号処理器３は、受信アンテナ２からのマルチビーム形成された信号を入力して、高分解能処理として以下の信号処理を行う。まず、入力信号とレンジ圧縮用信号の相関処理を周波数領域で行うため、入力信号をＸ軸（時間軸）方向のＦＦＴ（Fast Fourier Transformation: 高速フーリエ変換）処理を行うＦＦＴｘ処理部３１で周波数領域の信号に変換し、パルス波の場合は第１乗算部３２でレンジ参照信号を乗算し（連続波の場合は不要）、乗算結果のデータをデータ保存部３３に保存した後、ＡＺ軸の参照信号を第２乗算部３４で乗算する。続いて、その乗算結果についてＦＦＴｙ処理部３５でＹ軸（合成開口長サンプル点ｕの配列軸：ＰＲＩ（Pulse Repeat Interval）軸）方向のＦＦＴ処理により周波数領域の信号に変換し、パルス波の場合は逆ＦＦＴｘ処理部３６でＸ軸（時間軸）方向の逆ＦＦＴ処理を行って時間領域の信号に変換し（連続波の場合は不要）、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理部３７で複数の極値を持つレンジセルを検出する。検出されたレンジセルについて、測距部３８、測角部３９で目標までの距離及び角度を測定し、観測値として出力する。

上記構成によるレーダ装置において、図２に示した異なる２軸（Ａ，Ｂ）のリニアアレイによる受信アンテナ２を用いた２次元仮想アレイによる受信方式について説明する。

まず、２次元仮想アレイの概要を図４に示し、機上搭載レーダ装置の座標系を図５に示して、その原理を説明する。図４（ａ）において、図中縦方向のＡ軸のアレイについては、アンテナ素子２１Ａ１〜２１ＡＮの信号を周波数変換（２３Ａ）して、さらにＡＤ変換（２４Ａ）する。同様に図中横方向のＢ軸のアレイについては、アンテナ素子２１Ｂ１〜２１ＢＭの信号を周波数変換（２３Ｂ）して、さらにＡＤ変換（２４Ｂ）する。両軸の信号を用いて、仮想アレイ素子生成部２５で素子信号毎の乗算演算を行うことにより、Ｎ×Ｍの仮想アレイ信号を生成する。これを定式化すると、以下のように表すことができる。

まず、観測方向（AZ,EL）を含めた２軸の入力信号を、それぞれXa，Xbと表すと次式となる。

なお、Ａ軸アレイとＢ軸アレイの離隔距離が大きい場合を考えて、ＡＺ角とＥＬ角を、添え字のa,bにより区分けしているが、離隔距離が小さい場合には、Ａ軸アレイとＢ軸アレイからみたＡＺ角とＥＬ角は等しくなる。
以上より、仮想平面アレイの位相中心に入力される信号xinとして、２軸の信号XaとXbは次式となる。

この信号を用いて、本実施形態の手法の要点である両ベクトルの乗算を行うと、次式となる。

各要素は次式となる。

ここで、Ａ軸アレイとＢ軸アレイの離隔距離が小さい場合を考えて、ka＝kbとすると、次式となる。

これは、乗算演算により、anとbmの位置ベクトルの加算の位置に仮想素子信号が生成されることを示している。

受信ビーム出力は、ビーム形成部２６において、（５）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトとして、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（非特許文献３）等を乗算し、ビーム指向方向制御用の複素ウェイトを乗算後、ＤＢＦ（Digital Beam Forming、非特許文献１）による加算を行い、次式となる。

ビーム指向方向制御用のウェイトWpnmは次式で表現できる。

この仮想アレイ信号Ｘを用いて、マルチビームを形成するには、（８）式のAZp，ELpを複数設定すればよい。

以上述べたように、本実施形態では、Ａ軸とＢ軸の２軸の受信信号を用いて、乗算演算により仮想アレイ素子信号を生成しているが、これはMIMO（Multiple Input Multiple Output,非特許文献２）において、Nchの送信信号とMchの受信信号より、Ｎ×Ｍの仮想アレイ信号を得る方式に相当し、送信して受信する信号は自動的に乗算演算を実施しているのに対して、本方式では受信×受信の乗算演算を行っていることに相当する。

以上は受信アレイについて述べたが、送信を含める場合は、図６に示すように、Ｎ×Ｍ素子の送信面アレイの周囲にＬ字型に受信アレイを配置するのが開口を有効に活用していることになる。ビ−ム形成手法としては、図６に示すように、送信ファンビームを所定の観測範囲に形成し、その範囲内に受信マルチビームを形成することにより、同時に広角範囲を観測することができる。

なお、送信は受信アレイと独立に設定できるため、送信アレイは任意の形状でよく、極端には固体化送信機や電子管の送信機を用いて、アンテナはパラボラアンテナにすることもできる。

送信変調としては、図７に示すＮヒットのパルス送信の場合と、図８に示すＮバーストの連続スイープ信号による場合がある。

ドップラフィルタバンクを形成するには、ヒット間（バースト間）の積分を行う必要があり、高いデータレートで高いＳＮを得るためには、図７、図８にそれぞれ示すように、演算範囲をスライディングさせながら積分する。スライディングのシフト量は、必要なデータレートを満足できるようにすればよい。

以上を踏まえて、処理の流れを図１〜図３の系統を参照して説明する。まず、図９に示すように観測範囲を覆うような送信ファンビームを形成するために、送信部１Ａの各アンテナ素子１１１１〜１１ＮＭに送る送信信号の位相をビーム制御部１Ｂにより制御する（非特許文献４）。広いファンビームを形成するには、アンテナ開口面で２次の形状の位相分布や、ランダム位相による場合が考えられる。送信信号は、図２の第１段送信分配器１２及び第２段送信分配器１３１〜１３Ｍで分配され、送信移相器１４１１〜１４ＮＭにより位相設定されて、送信増幅器１５１１〜１５ＮＭで高出力増幅された後、アンテナ素子１１１１〜１１ＮＭから送信される。

受信系統では、図３のアンテナ２１Ａ１〜２１ＡＮ，２１Ｂ１〜２１ＢＭに入力した信号は、増幅器２２Ａ１〜２２ＡＮ，２２Ｂ１〜２２ＢＭで低雑音増幅された後、周波数変換（２３Ａ，２３Ｂ）及びＡＤ変換（２４Ａ，２４Ｂ）され、上述の（１）式のＡ系列とＢ系列の信号を得る。次に、仮想アレイ素子生成器２５により２次元の仮想アレイ素子信号が生成され、ビーム形成器２６によりマルチビーム信号が形成され、信号処理器３に出力される。

以上のように高分解能処理された入力信号をsig（t,u）として、定式化すると、次の通りである。レンジ圧縮（非特許文献５）は、入力信号とレンジ圧縮用信号の相関処理であり、これを周波数領域で行う場合について定式化すると次の通りである。

これを用いて、ｕ軸でＦＦＴ処理して信号fcs（ω、ku）を得る。

長時間積分の出力fpは、fcsのω軸に関する逆ＦＦＴｘ処理（３６)により算出できる。

このように、レンジ圧縮と積分を実施することで、高いＳＮの信号を得ることができる。この信号を用いてＣＦＡＲ処理（３７）により目標を検出し、測距（３８）及び測角（３９）の処理を行い、その観測値を出力する。

以上のように、本実施形態では、送信は所定の角度範囲にファンビームを形成し、受信は一次元に配列したＮ素子受信アレイ（Xan、ｎ＝１〜Ｎ）（Ａ軸）と、それと異なる軸（Ｂ軸）の一次元に配列したＭ素子受信アレイ（Xbm、ｍ＝１〜Ｍ）において、両軸の素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成して、その素子信号に所定のウェイトを乗算し加算して、所定の角度範囲のマルチビームを形成し、所定のデータレートで出力するように、スライディングしたＮパルス（Ｎスイープ）の積分処理により、連続して観測する装置（２次元ＤＢＦと高効率積分）である。

すなわち、異なる２軸のＮ段とＭ列のリニアアレイ信号を用いて、仮想的な面アレイのＮ×Ｍの受信素子信号を生成して、所定の角度範囲を覆い、送信ビームをファンビームにすることで、常に観測空間を連続して観測し、スライディグ処理を用いた積分処理により、高いＳＮ（信号対雑音電力）でかつ高いデータレートで出力することができる。

（第２の実施形態）（合成ビームを用いた送信ペンシルと送信ファンによる相関処理）
第１の実施形態では、観測空間に送信ファンビーム＋受信マルチビームを形成する場合について述べた。この場合、送信全空間を覆うために、送信利得が低く、高いＳＮを得るためには積分時間を要する課題がある。そこで、第２の実施形態では、その対策のために、送信において、ファンビームとペンシルビームを合成したビームを用いて、ペンシルビームを観測範囲内で順次走査して観測し、送信ファンビームの場合と送信ペンシルビームの場合の観測値の相関処理を用いて、誤検出を低減する。

図１０は本実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す第２の実施形態の構成が、図１に示した第１の実施形態の構成と異なる点は、信号処理器３において、送信ファンビームによる系統とは別に、送信ペンシルビームの系統を設け、両系統の観測結果を相関処理するようにしたことにある。

すなわち、送信ファンビームの系統は、ＦＦＴｘ処理部３１ａ、第１乗算部（レンジ参照信号乗算）３２ａ、データ保存部３３ａ、第２乗算部（ＡＺ軸参照信号乗算）３４ａ、ＦＦＴｙ処理部３５ａ、逆ＦＦＴｘ処理部３６ａ（連続波の場合は不要）、ＣＦＡＲ処理部３７ａ、測距部３８ａ、測角部３９ａ、観測値出力部３１０ａを備える。また、送信ペンシルビームの系統は、ＦＦＴｘ処理部３１ｂ、第１乗算部（レンジ参照信号乗算）３２ｂ、データ保存部３３ｂ、第２乗算部（ＡＺ軸参照信号乗算）３４ｂ、ＦＦＴｙ処理部３５ｂ、逆ＦＦＴｘ処理部３６ｂ（連続波の場合は不要）、ＣＦＡＲ処理部３７ｂ、測距部３８ｂ、測角部３９ｂ、観測値出力部３１０ｂを備える。さらに、各系統の観測値について相関を演算する相関処理部３１１を備える。

上記構成によるレーダ装置において、ビーム走査の概念図を図１１に示し、送信ペンシルビームと送信ファンビームを合成する場合の角度−振幅特性と送信振幅分布を図１２に示す。図１２において、（ａ）は送信ペンシルビームの角度−振幅特性とその送信振幅分布を示し、（ｂ）は送信ファンビームの角度−振幅特性とその送信振幅分布を示し、（ｃ）は送信ペンシルビームと送信ファンビームの合成ビームにおける角度−振幅特性とその送信振幅分布、ＡＺ振幅断面及びＥＬ振幅断面を示している。

送信の合成ビームは、図１１に示すように、所定の観測範囲を覆うファンビームと、所定の方向に向けた送信ペンシルビームを加算して得ることができる。ビームマネージメントとしては、ビーム制御部１Ｂのビーム制御により、送信ファンビ−ムを固定して送信ペンシルビームの方向を順次走査するように制御しつつ、送信部１Ａで合成したビームを送信する。

例えば、図１１に示す受信アンテナ２の構成を受信２次元仮想アレイとした場合に、送信開口面の振幅分布において、例えば２×２素子の部分の振幅を高くすれば、ペンシルビームとファンビームの合成ビームを形成することができる。送信ペンシルビ−ムについては、開口面内でビーム指向方向に応じた波面を形成するように、送信部１Ａ内の移相器等により位相設定を行えばよい。

パルス送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図１３に示す。同様に、スイープ信号の送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図１４に示す。

このように、第２の実施形態では、送信ファンビームと送信ペンシルビ−ムを合成した送信ビームを用いて、送信ペンシルビームを観測範囲内で順次走査し、Ｎpヒット（Ｎpスイープ）の積分処理した結果と、送信ファンビームのＮヒット（Ｎスイープ）の積分処理した結果を用いて、相関処理により誤検出を抑圧する。

上記の関係から、第２の実施形態によれば、送信ペンシルビームと送信ファンビームの合成ビ−ムを用いて、送信ペンシルビームを用いて高いＳＮで順次観測範囲内を観測することができ、送信ファンビームで検出した観測値の相関処理を行うようにしているので、誤検出を低減することができる。

（第３の実施形態）（送信ファン及び送信ペンシルの合成ビームを用いた追跡処理）
第２の実施形態では、観測空間に送信ファンビーム＋送信ペンシルビームの合成ビームを用いて、送信ペンシルビームにより捜索し、送信ファンビームとの相関処理により捜索時における誤検出を低減する方式について述べた。

ところが、目標が高軌道目標の場合は、送信ファンビームのみでは、積分時間内で目標が動き、ＳＮ不足のために、追跡をロストする場合が生じる。そこで、本実施形態では、送信ファンビーム＋送信ペンシルビ−ムの合成ビ−ムを用いる場合において、送信ペンシルビ−ムを追跡ビ−ムとして用いる場合について述べる。

図１５は第３の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１５に示す第３の実施形態の構成が、図１０に示した第２の実施形態の構成と異なる点は、信号処理器３において、送信ファンビーム系統の観測値出力部３１０ａから出力される目標観測値を送信アンテナ１のビーム制御部１Ｂに送り、このビーム制御部１Ｂによって目標観測値に基づいてペンシルビームのビーム指向方向を制御する。このように、送信ペンシルビームの指向方向を制御することにより、送信ペンシルビーム系統の測角部３９ｂの測角結果に基づいて、相関追跡部３１２により目標が相関追跡され、目標追跡結果としてその平滑値が出力されるようになる。

上記構成によるレーダ装置において、ビーム走査の概念図を図１６に示す。また、パルス送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図１７に示す。同様に、スイープ信号の送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図１８に示す。送信ファンビームと送信ペンシルビームの合成手法は、第２の実施形態と同様である。

第３の実施形態では、送信ファンビームにより、捜索し、検出した方向にビーム制御により追跡用のペンシルビームの指向方向を設定する。この追跡用のペンシルビームは、図１７または図１８に示すように、検出があったタイミングで設定すればよい。

以上のように、第３の実施形態では、送信ファンビームと送信ペンシルビ−ムを合成した送信ビームを用いて、送信ファンビームにより観測した結果の所定のスレショルドにより抽出した方向に送信ペンシルビームを形成し、それに対応した受信ペンシルビームで観測するようにしている。

このため、送信ペンシルビームと送信ファンビームの合成ビ−ムを用いて、送信ファンビームで常時観測範囲内を観測しつつ、送信ペンシルビームで高いＳＮで、検出した目標方向に追跡ビームを向けることで、捜索と追跡を同時に行うことができる。

（第４の実施形態）（時分割単独ビームを用いた追跡処理）
第３の実施形態では、捜索と追跡の両者を同時に行うために、送信ファンビームと送信ペンシルビームを合成したビームを用いて、ペンシルビームを追跡に使う手法について述べた。この場合、合成ビームであるために、追跡ビームのサイドローブが高いことと等価であり、誤追跡を行う課題があった。この対策のために、第４の実施形態では、時分割で捜索用のファンビームと追跡用のペンシルビ−ムを形成するものである。

図１９は、第４の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置を構成を示すブロック図である。図１９に示す第４の実施形態の構成が、図１５に示した第３の実施形態の構成と異なる点は、信号処理器３において、ファンビームの系統とペンシルビームの系統とを処理切替部３１３で切替可能とし、これによって時分割で各系統の処理を実行可能としたことにある。

ビーム走査の概念図を図２０に示す。図２０において、（ａ）は捜索用ビームとなる送信ファンビームと受信２次元仮想アレイによる受信マルチビームを形成する様子を示し、（ｂ）は追跡用ビームとなる送信ペンシルビームと受信ペンシルビームを形成する様子を示している。また、パルス送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図２１に示す。同様に、スイープ信号の送信の場合の送信ペンシルビーム及び送信ファンビームの積分との関係を図２２に示す。

捜索用のファンビームと追跡用のペンシルビームの切替えは処理切替部３１３で行う。送信ファンビームによる捜索を継続して、高レートな高効率積分を行うためには、送信ペンシルビームにおいて、パルス送信の場合は、図２１に示すように、ＰＲＩ（Pulse Repetetion Interval）×Ｎp（ペンシルビームのＰＲＩ数）の時間だけ間引き、スイープ信号の場合は、図２２に示すように、スイープ時間×Ｎp（ペンシルビームのスイープ数）の時間だけ間引くようにする。この間引きは、送信ファンビームの積分に対するドップラ軸のグレーティングローブに対する影響を低減するために、極力ランンダム化した間引きとする。

このように、第４の実施形態は、送信ファンビームにより連続して観測する中で、所定のスレショルドにより抽出した方向に、所定の時間送信ペンシルビームを形成し、それに対応した受信ペンシルビームで観測する。

したがって、第４の実施形態によれば、送信ペンシルビームと送信ファンビームの時分割ビ−ムを用いて、送信ファンビームで捜索し、抽出した目標の方向に送信ペンシルビームを送信し、受信ペンシルビームで受信するようにしているので、サイドローブの十分低い送信ファンビームと送信ペンシルビ−ムを形成することができ、これによって誤検出を低減することができる。

（第５の実施形態）（逆フィルタ位相補正による高効率積分）
ところで、パルス送信の場合のＰＲＩ間または、スイープ送信の場合のスイープ間（Slow-time）の積分については、目標や自機の運動により、位相補正が必要になる。この対策手法については、合成開口処理のオートフォーカス手法であるＰＧＡ（Phase Gradient Autofocus,非特許文献７）と類似の方法を適用することができる。

図２３は第５の実施形態に係るアンテナ装置を適用したレーダ装置の構成を示すブロック図である。図２３に示す第５の実施形態の構成が、図１５に示した第３の実施形態の構成と異なる点は、信号処理器３において、逆ＦＦＴｘ処理部３６ａの処理結果とＣＦＡＲ処理部３７ａの検出結果に基づいて補正信号を抽出する抽出部３１４と、その補正信号からＡＺ参照信号を補正するための補正部３１５を備えるようにしたことにある。

上記構成において、図２４に示すフローチャートと図２５に示す説明図を参照して、処理の流れの説明する。

まず、図２５（ａ）に示すように、レンジ−ドップラ（クロスレンジ（飛行軸））画像の結果より、所定の振幅スレショルドを超えたＮ個の極大値を補正信号抽出部３１４により抽出する。次に、ＡＺ参照信号補正部３１５において、以下の処理を実行する。まず、図２５（ｂ）に示すように、極大値のドップラ軸に対する位相勾配を除き、飛翔経路及び機体動揺による位相ずれのみを抽出するため、極大値をドップラ軸で０周波数（ゼロドップラ）にシフトする。次に、図２５（ｃ）、（ｄ）に示すように、位相ずれの振動成分を取り除き、安定した補正成分を得るために、０ドップラの周囲のＭセル幅に窓関数を乗算し、窓関数の外側にゼロ埋めした信号ｓ０を生成し、この信号を逆ＦＦＴ処理により時間領域に変換する。

この信号Ｓ０の逆特性となる補正量Wc(t)をクロスレンジ圧縮信号fs0(ω,u)（レンジの周波数軸、飛行長）を時間軸（ＰＲＩ軸）に変換したfs0(t)に乗算して、補正後の参照信号Rcとする。

この参照信号Fs0を用いて、第２乗算部３４ａに設定し、ＡＺ参照信号を乗算することで、図２５（ｅ）に示すように、補正後のレンジ−ドップラ画像が得られる。

以上の処理フローを図２４に示す。図２４において、ＳＡＲ（Synthetic Aperture Radar）処理を行い（ステップＳ１１）、閾値を超えるピーク値を抽出し（ステップＳ１２）、ピーク値を持つＭセルを抽出し（ステップＳ１３）、ゼロシフトを行い（ステップＳ１４）、ウインドウ内を乗算してゼロ埋めし（ステップＳ１５）、逆ＦＦＴ処理して時間領域の信号に変換し（ステップＳ１６）、ＡＺ参照信号の補正値を算出し（ステップＳ１７）、補正されたＡＺ参照信号によりＳＡＲ処理を実行し（ステップＳ１８）、全てのピーク値について処理が行われたか判断し（ステップＳ１９）、終了していなければピーク値を変更して（ステップＳ２０）、ステップＳ１３から処理を繰り返す。ステップＳ１９で終了が確認された場合には一連の処理を終了する。

この一連の処理を必要に応じて、Ｍ回（Ｍ≧１）繰り返すことにより、積分ロスの少ないレンジ−ドップラ画像が得られる。このレンジ−ドップラ画像を用いて、ＣＦＡＲ処理部３７ａにより信号を検出し、測距部３８ａと測角部３９ａにより、観測値の位置を出力する。

以上の補正後積分処理は、送信ファンビームや送信ペンシルビームによらず、適用できる。また、この場合の測角値を用いれば、ビーム制御部１Ｂの制御によって目標方向にペンシルビームを向けることができ、図２３の系統図の下部の系統である相関追跡処理（３１２）も可能である。

以上のように、第５の実施形態では、Ｎパルス（Ｎスイープ）積分したレンジ−ドップラデータ（ＲＤデータ）より、振幅が所定のスレショルドを超えるレンジ−ドップラセルを抽出し、そのセルを含むドップラ軸方向にＭセル幅のセルを抽出し、ドップラ軸方向に逆ＦＦＴして得た補正値により補正して、再度積分する。このように、積分時間内で目標の動きや自機位置の変化により、振幅、位相がずれると、積分ロスが生じるが、これらについて補正処理を行うようにしているので、積分ロスを減じることができる。

（第６の実施形態）（目標情報を用いた位相補正による高効率積分）
第５の実施形態と同様に、パルス送信の場合のＰＲＩ間または、スイープ送信の場合のスイープ間（Slow-time）の積分については、目標や自機の運動により、位相補正が必要になる。この対策手法については、合成開口処理のＡＺ圧縮（非特許文献６）の参照信号演算と類似の方法を適用できる。

図２６は第６の実施形態に係るアンテナ装置が適用されるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図２６に示す第６の実施形態の構成が、図２３に示した第５の実施形態の構成と異なる点は、補正信号抽出部３１４に代わって、ＣＦＡＲ処理部３７の検出結果から目標候補を抽出する目標候補抽出部３１６を設け、ここで抽出された目標候補に基づいてＡＺ参照信号を補正部３１５で補正するようにしたことにある。

上記構成において、図２７に示す機上搭載レーダ装置の座標系を参照して説明する。

第１の実施形態では、Slow-timeの積分を位相補正せずに実施したが、本実施形態では、（１０）式の出力に対して、抽出した目標候補の方位とレンジを位置（Xn,Yn,Zn）に変換して位相を補正する。

ここで、（１０）式のsin(ω,u)を時間軸上にするには、逆フーリエ変換すればよいが、このあとＡＺ圧縮（３４）を行うために、（ω,u）軸のままとする。次に、クロスレンジの参照信号fs0を生成する。

位置（Xn,Yn,Zn）は、目標候補の位置を用いればよい。もしくは、目標抽出位置が不明な場合は、図２８に示すように、目標候補抽出方位のレンジ軸でメッシュ分割した各メッシュの代表点の距離とビ−ム方位角より算出した位置とする（図２７の座標系参照）。

これを用いて、ＡＺ圧縮用の参照信号fs0は次式となる。

前述のsとＡＺ圧縮用のfs0を乗算して信号csを得る。

これを用いて、ｕ軸でＦＦＴ処理して信号fcs(ω,ku)を得る。

である。

ただし、長時間積分の出力fpは、fcsのω軸に関する逆ＦＦＴｘ処理部３６ａ，３６ｂにより算出できる。

処理フローを図２９に示す。まず、送信ビームと受信マルチビームを形成し（ステップＳ２１，Ｓ２２）、それぞれのビームによる観測結果を積分し（ステップＳ２３）、ＣＦＡＲ処理して（ステップＳ２４）、所定のスレショルドを超える目標候補を抽出する（ステップＳ２５）。目標候補が抽出された場合には（ステップＳ２６）、抽出された目標候補のレンジと速度を抽出し（ステップＳ２７）、そのレンジと速度を用いて位相補正量を算出し（ステップＳ２８）、その位相補正量を用いて位相補正を行い（ステップＳ２９）、高効率積分を再度行って（ステップＳ３０）、ＣＦＡＲ処理により目標候補を抽出し（ステップＳ３１）、複数の目標が抽出された場合には、これを繰り返して、所定の観測範囲の目標を検出し（ステップＳ３２）、それぞれ測距・測角を行ってその観測値を出力する（ステップＳ３３）。以上の処理を目的の走査方向全てにおいて実行し（ステップＳ３４，Ｓ３５）、一連の処理を完了する。

この一連の処理を必要に応じてＭ回（Ｍ≧１）繰り返すことにより、積分ロスの少ないレンジ−ドップラ画像が得られる。このレンジ−ドップラ画像を用いて、ＣＦＡＲ（３７ａ，３７ｂ）により信号を検出し、測距（３８ａ，３８ｂ）と測角（３９ａ，３９ｂ）により、観測値の位置を出力する。

以上の補正後の積分処理は、送信ファンビームや送信ペンシルビームによらずに適用できる。また、この場合の測角値を用いれば、ビーム制御１Ｂにより、目標方向にペンシルビームを向けることができ、図２６の信号処理器３の下部の系統である相関追跡処理（３１２）も可能である。

以上のように、第６の実施形態では、送信ファンビームまたは送信ペンシルビームで観測して所定のスレショルドを超える目標候補のレンジと速度を用いて、位相補正量を算出し、送信ファンビームによる積分を再度行う。すなわち、長い時間の積分を行う際に、目標候補の位置と速度を用いて位相を補正するようにしているので、高効率に積分することができ、高いＳＮで目標を観測することができる。

その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…送信アンテナ、１Ａ…送信部、１Ｂ…ビーム制御部、１１１１〜１１ＭＮ…アンテナ素子、１２…第１段送信分配器、１３１〜１３Ｍ…第２段送信分配器、１４１１〜１４ＭＮ…送信移相器、１５１１〜１５ＭＮ…送信増幅器、
２…受信アンテナ、２１Ａ１〜２１ＡＮ…Ａ軸アンテナ素子、２１Ｂ１〜２１ＢＭ…Ｂ軸アンテナ素子、２２Ａ１〜２２ＡＮ…Ａ軸増幅器、２２Ｂ１〜２２ＢＭ…Ｂ軸増幅器、２３Ａ…Ａ軸周波数変換器、２３Ｂ…Ｂ軸周波数変換器、２４Ａ…Ａ軸ＡＤ変換器、２４Ｂ…Ｂ軸ＡＤ変換器、２５…仮想アレイ素子生成器、２６…ビーム形成器、
３…信号処理器、３１，３１ａ，３１ｂ…ＦＦＴｘ処理部、３２，３２ａ，３２ｂ…第１乗算部（連続波の場合は不要）、３３，３３ａ，３３ｂ…データ保存部、３４，３４ａ，３４ｂ…第２乗算部、３５，３５ａ，３５ｂ…ＦＦＴｙ処理部、３６，３６ａ，３６ｂ…逆ＦＦＴｘ処理部（連続波の場合は不要）、３７，３７ａ，３７ｂ…ＣＦＡＲ処理部、３８，３８ａ，３８ｂ…測距部、３９，３９ａ，３９ｂ…測角部、３１０ａ，３１０ｂ…観測値出力部、３１１…相関処理部、３１２…相関追跡部、３１３…処理切替部、３１４…補正信号抽出部、３１５…ＡＺ参照信号補正部、３１６…目標候補抽出部。

Claims

観測範囲に送信ファンビームを形成する送信アンテナと、
第１の軸（ａ軸）に沿って一次元に配列して素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ、Ｎは２以上の自然数）を得るＮ素子受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸（ｂ軸）の一次元に配列して素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ、Ｍは２以上の自然数）を得るＭ素子受信アレイとを備え、前記第１の軸（ａ軸）及び第２の軸（ｂ軸）それぞれの素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成し、それぞれの信号に所定のウェイトを乗算し加算して受信マルチビームを形成し、規定のデータレートで出力するように、スライディングした複数パルスまたは複数スイープの積分処理により連続して観測する受信アンテナと
を具備するアンテナ装置。
観測範囲に送信ファンビームを形成する送信アンテナと、
第１の軸（ａ軸）に沿って一次元に配列して素子信号Xan（ｎ＝１〜Ｎ、Ｎは２以上の自然数）を得るＮ素子受信アレイと、前記第１の軸と異なる第２の軸（ｂ軸）の一次元に配列して素子信号Xbm（ｍ＝１〜Ｍ、Ｍは２以上の自然数）を得るＭ素子受信アレイとを備え、前記第１の軸（ａ軸）及び第２の軸（ｂ軸）それぞれの素子信号の乗算Xan×Xbm（ｎ＝１〜Ｎ、ｍ＝１〜Ｍ）によりＮ×Ｍ素子の仮想アレイ信号を生成し、それぞれの信号に所定のウェイトを乗算し加算して受信マルチビームを形成し、規定のデータレートで出力するように、スライディングした複数パルスまたは複数スイープの積分処理により連続して観測する受信アンテナと、
前記受信アンテナの観測結果から目標を検出する信号処理器と
を具備するレーダ装置。
前記送信アンテナは、前記送信ファンビームに前記観測範囲内で送信ペンシルビ−ムを合成形成して順次走査し、
前記受信アンテナは、前記送信ファンビーム、前記送信ペンシルビームそれぞれについて観測し、
前記信号処理器は、前記送信ファンビーム、送信ペンシルビームそれぞれについて観測した受信信号から規定のヒット数またはスイープ数を積分処理し、両者の積分処理結果に基づいて相関処理を施して誤検出を抑圧する請求項２記載のレーダ装置。
前記送信アンテナは、前記送信ファンビームに前記観測範囲内で送信ペンシルビ−ムを合成形成して、指定される方向に前記送信ペンシルビームを形成し、
前記受信アンテナは、前記送信アンテナの前記送信ファンビームの観測後、送信ペンシルビームに対応した受信ペンシルビームで観測し、
前記信号処理器は、前記送信ファンビームにより観測した結果から規定のスレショルドにより抽出した方向を前記送信アンテナに指定する請求項２記載のレーダ装置。
前記送信アンテナは、前記送信ファンビームにより連続して観測する中で、指定される方向に規定の時間送信ペンシルビームを合成形成し、
前記受信アンテナは、前記送信ペンシルビームに対応した受信ペンシルビームで観測し、
前記信号処理器は、前記送信ファンビームにより観測した結果から規定のスレショルドにより抽出した方向を指定して前記送信ペンシルビームを形成し、その方向に前記受信ペンシルビームを追跡させる請求項２記載のレーダ装置。
前記信号処理器は、前記複数パルスまたは複数スイープを積分してレンジ−ドップラデータを作成し、前記レンジ−ドップラデータに基づいて振幅が規定のスレショルドを超えるレンジ−ドップラセルを抽出し、そのセルを含むドップラ軸方向にＭセル幅のセルを抽出し、前記ドップラ軸方向に逆フーリエ変換を施して逆フィルタ位相の補正値を算出し、この補正値により前記レンジ−ドップラデータを補正して再度積分する請求項２乃至５のいずれか記載のレーダ装置。
前記信号処理器は、前記送信ファンビームまたは送信ペンシルビームの観測結果について、規定のスレショルドを超える目標候補のレンジと速度を用いて、位相補正量を算出し、送信ファンビームまたは送信ペンシルビームによる積分を再度行う請求項２乃至５のいずれか記載のレーダ装置。