JP2017072415A - インピーダンス測定回路 - Google Patents

Abstract

【課題】測定対象のインピーダンスに直列にキャパシタを接続した場合でも、測定対象のインピーダンスを精度よく測定できる。【解決手段】インピーダンス測定回路は、測定対象に接続され、測定対象のインピーダンスに応じた利得で入力交流電圧を増幅して出力する増幅器と、測定対象の一端と、増幅器の出力ノードと、の間に第１キャパシタを接続し、かつ測定対象の他端と、入力交流電圧に相関する電圧のノードと、の間に第２キャパシタを接続した状態で、増幅器の出力ノードの直流電圧レベルを設定する電圧レベル設定回路と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、インピーダンス測定回路に関する。

交流信号等の入力信号を生体等の測定対象に入力し、測定対象で反射または測定対象を透過した入力信号の大きさに基づいて測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定回路が知られている。

測定対象が人体の場合、薬事法の規定により、人体に流し込める電流が制限されている。このため、従来のインピーダンス測定回路は、保護抵抗を設けて、制限値以上の電流が人体に流れ込まないようにしていた。

しかしながら、保護抵抗を設けると、測定対象で反射または測定対象を透過した入力信号の電圧振幅が小さくなり、入力信号を増幅する増幅器のゲインを高くしなければならない。入力信号には、ノイズ成分も含まれているため、増幅器のゲインを高くすると、本来の測定対象の信号成分がノイズ成分に埋もれてしまい、測定対象のインピーダンスを精度よく測定するのが困難になる。

そこで、保護抵抗の代わりに、測定対象のインピーダンスに直列にキャパシタを接続して、ノイズ成分を含む直流電圧成分を除去して、交流信号成分のみを検出することも考えられる。ところが、測定対象のインピーダンスに直列にキャパシタを接続すると、上述した増幅器のＤＣ点が決まらなくなり、測定対象のインピーダンスを正しく測定できないおそれがある。

特開２０００−６５８７８号公報

本発明の実施形態は、測定対象のインピーダンスに直列にキャパシタを接続した場合でも、測定対象のインピーダンスを精度よく測定可能なインピーダンス測定回路を提供するものである。

本実施形態によれば、測定対象に接続され、前記測定対象のインピーダンスに応じた利得で入力交流電圧を増幅して出力する増幅器と、
前記測定対象の一端と、前記増幅器の出力ノードと、の間に第１キャパシタを接続し、かつ前記測定対象の他端と、前記入力交流電圧に相関する電圧のノードと、の間に第２キャパシタを接続した状態で、前記増幅器の出力ノードの直流電圧レベルを設定する電圧レベル設定回路と、を備えるインピーダンス測定回路が提供される。

第１の実施形態によるインピーダンス測定回路の概略構成を示すブロック図。 第２の実施形態によるインピーダンス測定回路の概略構成を示すブロック図。 ＤＤＡの内部構成を示すブロック図。 第３の実施形態によるインピーダンス測定回路の概略構成を示すブロック図。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態を説明する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態によるインピーダンス測定回路１の概略構成を示すブロック図である。図１のインピーダンス測定回路１は、生体等の測定対象２のインピーダンスＺを測定するものである。測定対象２は、人体や動物などの生体でもよいし、それ以外の任意の物でもよい。以下では、人体を測定対象２とする例を主に説明する。

図１のインピーダンス測定回路１は、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）３と、増幅回路４と、ピークホールド回路５と、インピーダンス算出回路６と、制御部７と、を備える。インピーダンス測定回路１の少なくとも一部は、１つまたは複数の半導体集積回路に内蔵可能である。

ＤＡ変換器３は、デジタル信号をＤＡ変換して、予め定められた入力電圧Ｖinを生成する。入力電圧Ｖinは、例えば、予め定められた振幅を有する交流信号（入力交流電圧）である。交流信号の周波数は特に限定されないが、例えば、５ｋＨｚ〜２００ｋＨｚであってもよい。入力電圧Ｖinを生成できる回路であれば、ＤＡ変換器３以外の信号生成回路を用いてもよい。

ＤＡ変換器３を設ける理由は、測定対象２によって、インピーダンスＺを測定するための入力電圧Ｖinの最適な周波数が異なるためである。また、生体の体脂肪を計測するには、入力電圧Ｖinの周波数を途中で複数通りに切り替えて、各周波数ごとにインピーダンスＺを測定する必要がある。入力電圧Ｖinの周波数を変更することは、ＤＡ変換器３に与えるデジタルコード情報を変えることで容易に行える。このように、ＤＡ変換器３を設けることで、必要に応じて、入力電圧Ｖinの周波数を簡易かつ迅速に可変調整することができる。

測定対象２が人体の場合には、薬事法の適用を受けて、測定対象２に流せる電流が制限される。薬事法の規定によれば、正常状態では、直流電流は１０μＡ未満、交流電流は１００μＡ未満の電流しか流せない。また、故障状態では、直流電流は５０μＡ未満、交流電流は５００μＡ未満の電流しか流せない。

本実施形態では、薬事法の規定を遵守するために、測定対象２の両端にキャパシタを直列接続している。より具体的には、増幅回路４の出力ノードと測定対象２の一端との間に第１キャパシタＣ１を接続し、入力電圧Ｖinに相関する電圧のノードと測定対象２の他端との間に第２キャパシタＣ２を接続している。第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２を測定対象２に直列接続することで、測定対象２に保護抵抗を直列接続する場合と比べて、増幅回路４の出力振幅をより大きくすることができ、測定対象２のインピーダンスＺをより精度よく測定できる。第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２は、主に故障時の直流電流を制限する機能を有する。

また、測定対象２のインピーダンスＺの一端とピークホールド回路５との間には第３キャパシタＣ３が接続され、測定対象２のインピーダンスＺの他端とピークホールド回路５との間には第４キャパシタＣ４が接続されている。第３キャパシタＣ３と第４キャパシタＣ４は、ピークホールド回路５からの直流電流が測定対象２のインピーダンスＺに流れ込むことを防止する機能を果たす。

増幅回路４は、当該測定対象２のインピーダンスＺに応じた利得で入力電圧Ｖinを増幅して出力電圧Ｖoutを出力する。増幅回路４は、第１抵抗素子１１と、増幅器１２と、電圧レベル設定回路１３とを有する。増幅回路４の出力ノードは、第１キャパシタＣ１の一端に接続されている。

増幅器１２は、測定対象２のインピーダンスＺに応じた利得で入力電圧Ｖinを増幅して出力する。増幅器１２の内部構成は特に問わないが、増幅器１２には、電圧レベル設定回路１３の出力電圧が入力されている。

第１抵抗素子１１の一端には、ＤＡ変換器３からの入力電圧Ｖinが供給され、第１抵抗素子１１の他端は増幅器１２の入力端子に接続されている。

電圧レベル設定回路１３は、増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルを設定する。より具体的には、電圧レベル設定回路１３は、増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルが不定状態にならないように、増幅器１２の出力電圧を増幅回路４の入力側に帰還させて、増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルを設定する。

入力電圧Ｖinは、第１抵抗素子１１を介して増幅器１２に入力されて利得が調整され、増幅器１２の出力電圧Ｖoutは測定対象２のインピーダンスＺの他端側に供給されている。このため、測定対象２のインピーダンスＺには、出力電圧Ｖoutに応じた電流Ｉが流れる。

測定対象２のインピーダンスＺは、｜Ｚ｜＝｜Ｖout｜／｜Ｉ｜と表すことができる。第１抵抗素子１１の抵抗値をＲinとすると、｜Ｉ｜＝｜Ｖin｜／Ｒinであり、｜Ｖin｜は予め既知であるため、｜Ｉ｜も既知である。従って、出力電圧Ｖoutの振幅を測定することにより、インピーダンスＺを算出できる。出力電圧Ｖoutの振幅は、以下の構成によって測定する。なお、例えば、電流Ｉが１００μＡ未満となるように、入力電圧Ｖinの振幅と抵抗値Ｒが設定されてもよい。

ピークホールド回路５は、出力電圧Ｖoutのピーク値を保持して保持値Ｖadc_inを出力する。ピーク値は、出力電圧Ｖoutの最大値又は最小値である。以下では最大値が保持される一例について説明するが、最小値が保持される場合も同様に構成できる。

インピーダンス算出回路６は、ピークホールド回路５に保持された保持値Ｖadc_inと、入力電圧Ｖinの振幅と、抵抗値Ｒとに基づいて、測定対象２のインピーダンスＺを算出する。インピーダンス算出回路６は、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１６と信号処理部１７とを有する。

ＡＤ変換器１６は、制御部７からＡＤ変換信号が与えられた時、ピークホールド回路５の保持値Ｖadc_inをデジタル信号ＡＤoutに変換する。ＡＤ変換器１６は、例えば、ΔΣＡＤ変換器であり、分解能が比較的高く、ＡＤ変換の速度が比較的遅い。ＡＤ変換器１６は、例えば、１００μＶ未満の非常に小さな振幅の変化を測定できる。これにより、入力電圧Ｖin及び電流Ｉの振幅が比較的小さくても、例えば、インピーダンスＺの１Ω以下の変化を測定することができる。

交流信号である入力電圧Ｖinの周波数は、ＡＤ変換器１６がＡＤ変換を行うことができる周波数より高い。そのため、ＡＤ変換器１６は、出力電圧Ｖoutを直接ＡＤ変換することはできない。そこで、本実施形態では、保持値Ｖadc_inをデジタル信号ＡＤoutに変換している。

信号処理部１７は、デジタル信号処理を行うことにより、予め値が分かっている電流Ｉとデジタル信号ＡＤoutとに基づいてインピーダンスＺを算出する。

このように、第１の実施形態では、測定対象２のインピーダンスＺを精度よく測定するために、インピーダンスＺの両端に第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２を直列接続している。この状態で、インピーダンスＺの一端側に印加する電圧ＶoutをインピーダンスＺに応じて可変させるとともに、インピーダンスＺに流れる電流を一定にして、インピーダンスＺの測定を行う。その際、電圧Ｖoutを出力する増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルが不定状態にならないように、電圧レベル設定回路１３を設けている。電圧レベル設定回路１３は、増幅器１２の出力電圧を増幅器１２の入力側に帰還させることにより、増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルを設定している。

これにより、測定対象２のインピーダンスＺの両端に第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２を直列接続して直流信号成分をカットしても、インピーダンスＺの一端側の電圧Ｖoutを生成する増幅器１２の出力ノードの直流電圧レベルが不定にならなくなり、測定対象２のインピーダンスＺが小さくても、精度よく測定することができる。

（第２の実施形態）
以下に説明する第２の実施形態は、第１の実施形態の増幅回路４を具体化したものである。

図２は第２の実施形態によるインピーダンス測定回路１の概略構成を示すブロック図である。図２のインピーダンス測定回路１は、増幅回路４内の構成が図１とは異なる他は、共通する。以下では、図１との相違点を中心に説明する。

図２の増幅回路４は、図１の増幅器１２の具体例として、差動差分増幅器（ＤＤＡ：Differential Difference Amplifier）２１を有し、また、図１の電圧レベル設定回路１３の具体例として、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：LowPass Filter）２２を有する。

ＤＤＡ２１は、図３に詳細を示すように４つの入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４を有する。入力端子ＩＮ１には、第１抵抗素子１１を介して入力電圧Ｖinが印加される。入力端子ＩＮ２とＩＮ３には、入力電圧Ｖinの直流電圧レベルである基準電圧ＶＣＭが印加される。入力端子ＩＮ４には、ローパスフィルタ２２の出力電圧が印加される。

ローパスフィルタ２２は、ＤＤＡ２１の出力端子と入力端子ＩＮ４との間に接続されている。ローパスフィルタ２２は、ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutに含まれる所定周波数以上の周波数成分を除去する。所定周波数とは、入力電圧Ｖinの周波数以下の周波数である。

ＤＤＡ２１は、等価的には、図３に示すように、第１差動増幅回路２３、第２差動増幅回路２４および第３差動増幅回路２５を有する。第１差動増幅回路２３は、基準電圧ＶＣＭと入力電圧Ｖinとの差分電圧に応じた電圧を出力する。第２差動増幅回路２４は、ローパスフィルタ２２の出力電圧と、入力電圧Ｖinの直流電圧レベルである基準電圧ＶＣＭとの差分電圧に応じた電圧を出力する。第３差動増幅回路２５は、第１差動増幅回路２３の出力電圧と、第２差動増幅回路２４の出力電圧との差分電圧に応じた電圧を出力する。第３差動増幅回路２５の出力電圧Ｖoutが増幅回路４の出力ノードから出力される。

これにより、ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutにおける直流電圧レベル（コモン電圧）は、基準電圧ＶＣＭに一致するように制御される。仮にローパスフィルタ２２がないとすると、ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutに含まれる交流電圧成分がＤＤＡ２１の入力側に帰還されることになり、基準電圧ＶＣＭの電圧レベルが変動してしまう。ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutに含まれる交流電圧成分の周波数は、入力電圧Ｖinの周波数成分にほぼ等しい。そこで、ローパスフィルタ２２の遮断周波数を入力電圧Ｖinの周波数以下の周波数とすることで、ローパスフィルタ２２の出力電圧はほとんど変動しなくなり、基準電圧ＶＣＭの変動も抑制できる。これにより、ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutにおける直流電圧レベル（コモン電圧）を基準電圧ＶＣＭに合わせ込むことができる。よって、ＤＤＡ２１の出力電圧Ｖoutにおける直流電圧レベルが不定になるという不具合を防止でき、測定対象２のインピーダンスＺを精度よく測定できる。

なお、図２では、第１差動増幅回路２３、第２差動増幅回路２４および第３差動増幅回路２５を内蔵したＤＤＡ２１を増幅回路４内に設けた例を示しているが、図３のように、第１差動増幅回路２３、第２差動増幅回路２４および第３差動増幅回路２５を個別部品として増幅回路４内に設けてもよい。

このように、第２の実施形態では、増幅回路４の出力電圧Ｖoutに含まれる交流電圧成分をローパスフィルタ２２で除去した後に、増幅回路４の入力側に帰還させるため、増幅回路４の出力電圧Ｖoutにおける直流電圧レベル（コモン電圧）を、入力電圧Ｖinの直流電圧レベルである基準電圧ＶＣＭに合わせ込むことができる。これにより、増幅回路４の出力電圧Ｖoutにおける直流電圧レベルが不定になるおそれがなくなり、測定対象２のインピーダンスＺを精度よく測定できる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第２の実施形態よりも、増幅回路４の構成を簡略化したものである。

図４は第３の実施形態によるインピーダンス測定回路１の概略構成を示すブロック図である。図４のインピーダンス測定回路１内の増幅回路４は、増幅器２１と、第２抵抗素子２６とを備えている。第２抵抗素子２６の一端は、増幅器２１の出力ノードに接続され、第２抵抗素子２６の他端は、第１抵抗素子１１と第２キャパシタＣ２との接続ノードに接続されている。図４では、第２抵抗素子２６の抵抗値をＲfbとしている。

第２抵抗素子２６を設けることで、増幅器２１の出力電圧における直流電圧レベルを、第１抵抗素子１１と第２キャパシタＣ２との接続ノードの電圧に応じた電圧に設定できる。よって、増幅回路４の出力電圧Ｖoutが不定になるという不具合が生じなくなる。

なお、図４では、測定対象２と第１キャパシタＣ１との間に第３抵抗素子２７を接続し、測定対象２と第２キャパシタＣ２との間に第４抵抗素子２８を接続している。第３抵抗素子２７と第４抵抗素子２８は、故障時の交流電流を制限するために主に設けられている。第３抵抗素子２７と第４抵抗素子２８の抵抗値Ｒlimitは、４．７ｋΩ程度である。これに対して、第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２の容量は、４７０ｎＦ程度である。

以下では、直列接続された第１キャパシタＣ１、第３抵抗素子２７、測定対象２、第４抵抗素子２８および第４キャパシタＣ４を合わせたインピーダンスＺを、測定対象２の全体インピーダンスＺtotalと呼ぶ。

第２抵抗素子２６の抵抗値は、以下の１）または２）のように、測定対象２の全体インピーダンスＺtotalの大きさによって、場合分けされる。

１）Ｚtotal≦１０ｋΩ（≒４．７ｋΩ×２）ならば、第２抵抗素子２６は３００ｋΩ程度であり、第３抵抗素子２７と第４抵抗素子２８に依存する。

２）Ｚtotal＞１０ｋΩならば、第２抵抗素子２６はＺ×３０Ω以上であり、Ｚに依存する。

上述した２）に示すように、測定対象２の全体インピーダンスＺが１０ｋΩより大きければ、第２抵抗素子２６の抵抗値Ｒfbは、Ｚtotalよりも３０倍以上に設定するのが望ましい。また、第２抵抗素子２６の抵抗値Ｒfbは、測定対象２のインピーダンスＺに応じて値が変化する。

なお、第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２のインピーダンスＺは、１kHz以上の周波数では、測定対象２のインピーダンスＺや、第３および第４抵抗素子２８の抵抗値よりもはるかに小さいため、無視することができる。

このように、第３の実施形態では、第２抵抗素子２６の一端に増幅器２１の出力ノードと、第１抵抗素子１１、増幅器２１の入力ノードおよび第２キャパシタＣ２の接続ノードと、の間に第２抵抗素子２６を接続するため、第１の実施形態よりも簡易な回路でありながら、増幅回路４の出力ノードにおける直流電圧レベルを設定できる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ インピーダンス測定回路、２ 測定対象、３ ＤＡ変換器、４ 増幅回路、５ ピークホールド回路、６ インピーダンス算出回路、７ 制御部、１１ 第１抵抗素子、１２ 増幅器、１３ 電圧レベル設定回路、２１ 差動差分増幅器（ＤＤＡ）、２２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２３ 第１差動増幅回路、２４ 第２差動増幅回路、２５ 第３差動増幅回路、２６ 第２抵抗素子、２７ 第３抵抗素子、２８ 第４抵抗素子、Ｃ１ 第１キャパシタ、Ｃ２ 第２キャパシタ、Ｃ３ 第３キャパシタ、Ｃ４ 第４キャパシタ

Claims (9)

1. 測定対象に接続され、前記測定対象のインピーダンスに応じた利得で入力交流電圧を増幅して出力する増幅器と、
   前記測定対象の一端と、前記増幅器の出力ノードと、の間に第１キャパシタを接続し、かつ前記測定対象の他端と、前記入力交流電圧に相関する電圧のノードと、の間に第２キャパシタを接続した状態で、前記増幅器の出力ノードの直流電圧レベルを設定する電圧レベル設定回路と、を備えるインピーダンス測定回路。
2. 一端に前記入力交流電圧が印加され、他端が前記増幅器の入力ノードに接続される第１抵抗素子を備え、
   前記第１抵抗素子の他端から前記入力交流電圧に相関する電圧が出力される請求項１に記載のインピーダンス測定回路。
3. 前記電圧レベル設定回路は、前記増幅器の出力電圧に含まれる所定周波数以上の周波数成分を除去するフィルタを有し、
   前記増幅器は、前記フィルタの出力電圧に基づいて、前記入力交流電圧の利得を調整する請求項１または２に記載のインピーダンス測定回路。
4. 前記所定周波数は、前記入力交流電圧の周波数以下の周波数である請求項３に記載のインピーダンス測定回路。
5. 前記増幅器は、
   前記フィルタの出力電圧と、前記入力交流電圧の直流電圧レベルである基準電圧と、の差分電圧に応じた電圧を出力する第１差動増幅回路と、
   前記入力交流電圧に相関する電圧と前記基準電圧との差分電圧に応じた電圧を出力する第２差動増幅回路と、
   前記第１差動増幅回路の出力電圧と、前記第２差動増幅回路の出力電圧と、の差分電圧に応じた電圧を前記増幅器の出力ノードから出力する第３差動増幅回路と、を有する請求項４に記載のインピーダンス測定回路。
6. 前記増幅器は、前記第１差動増幅回路、前記第２差動増幅回路および前記第３差動増幅回路を内蔵する差動差分増幅器である請求項５に記載のインピーダンス測定回路。
7. 前記電圧レベル設定回路は、前記第１抵抗素子、前記増幅器の入力ノードおよび前記第２キャパシタの接続ノードと、前記増幅器の出力ノードと、の間に接続される第２抵抗素子を有する請求項２に記載のインピーダンス測定回路。
8. 前記第２抵抗素子の抵抗値は、前記測定対象に直列接続された抵抗素子を含めた前記測定対象の全体インピーダンス値が所定値より大きい場合には、前記測定対象のインピーダンス値に応じて設定され、前記全体インピーダンス値が前記所定値以下の場合には、固定値に設定される請求項７に記載のインピーダンス測定回路。
9. 前記第２抵抗素子の抵抗値は、前記全体インピーダンス値が前記所定値より大きい場合には、前記測定対象のインピーダンス値の３０倍以上大きい請求項８に記載のインピーダンス測定回路。

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