CN109564249B - 电流感测放大器架构和电平移位器 - Google Patents

电流感测放大器架构和电平移位器 Download PDF

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Abstract

通过仅使用斩波而不需要自动稳零并且通过使用更简单(且更快速)的开关电容滤波器代替自动稳零积分滤波器，从而对现有技术电流感测放大器电路简化和改进了高侧电流感测放大器架构。另外，VIP(正DC感测节点)与VDDHV(电源)节点合并，使得集成电路封装仅需要单个节点(封装引脚)就能容纳所述电流感测放大器电路的所述VIP和VDDHV连接两者，从而能够使用更小的集成电路封装。小电阻器耦合在VIP与VDDHV之间以大幅减小偏移。提供了对于精确斩波操作必要的低延时高电压电平移位器。

Description

电流感测放大器架构和电平移位器
相关专利申请
本申请要求2016年9月23日提交的共同拥有的美国临时专利申请No.62/399,025的优先权；该临时专利申请据此以引用方式并入本文以用于所有目的。
技术领域
本公开涉及电流感测电路架构，并且更具体地讲，涉及具有增强的共模抑制比(CMRR)和减小的电压偏移的高侧电流感测电路，另外还涉及使高电压时钟与低电压时钟之间的时间延迟最小化的高电压电平移位器。
背景技术
感测电源电流的能力在许多电子系统中都是有用的。电流感测用于诸如以下的应用中：过电流保护和电池电量监测，帮助保持所需的功率电平，以及防止电路故障和过放电电池。用于确定电流的一种方法(称为磁感测)是经由测量载流导体周围的磁场进行的，但这种方法很昂贵，不会没有误差来源，并且限于AC电流测量。确定电流的另一种方法(称为电阻感测)是通过将小电阻器布置在电流路径中并且测量跨越该电阻器的电压降来进行的。具体地讲，测量跨越与电压源(例如，电池)串联布置的“电流感测”电阻器(“R感测”)和负载的小电压降。如果R感测506与“热线”(例如，与高电压电源)串联连接，则这称为高侧电流感测。R感测506接地将称为低侧电流感测。然后可放大电压降以产生与电流成比例的输出信号。R感测506的值应较低以使电流感测电阻器中的功率耗散最小化，但其应足够高以产生可由传感器放大器检测的电压降。
首先参见图1，现有技术电流感测电路包括零点漂移运算放大器102和多对激光微调电阻器104以便使输入共模电压衰减到放大器102的电源范围内。如果电阻器104的电阻值存在差异，则不会抑制电源中的共模噪声，并且必须使电阻器104精确匹配来平衡对放大器102的输入以便实现高CMRR。激光微调可用于使电阻器104彼此精确匹配，这增加了集成电路管芯(芯片)的成本。另外，由于电阻器104中的缺陷在实际应用中不可避免，因此即使进行了经由激光微调使电阻器104匹配的昂贵尝试，也会降低电路的精度。此外，这种电阻器网络增加了封装的尺寸，这在小电子器件中空间有限时是不期望的。此外，电阻器网络增加了从放大器102的端子的电流消耗(Idd)，并且因此往往会耗散更多功率。这种电路在亚德诺公司(Analog Devices,Inc.)AD8207数据表中实现。
参见图2，电流感测监控器包括零点漂移放大器202、第二放大器204以及电容器和电阻器的网络。与图1所示的电路一样，必须使这些电容器和电阻器精确匹配以实现高CMRR，这会增加成本。电容器的切换与电容器的RC时间常数一起增加了稳定时间(即，电压稳定所需的时间)，从而降低了电路的带宽(即，可以多快地感测到负载电流的变化)。电容器和电阻器的网络还增加了封装尺寸。这种电路在德州仪器公司(Texas InstrumentsInc.)INA282数据表中实现。
参见图3，描绘了具有自动稳零特征的用于高侧电流感测的现有技术电流反馈仪表放大器。高侧电流感测电路包括具有用于降低漂移和DC偏移的斩波与自动稳零电路的仪表放大器。然而，该架构具有更大的复杂性、更高的噪声、更慢的速度，并且需要相对较大的管芯和封装尺寸以容纳更大数量的部件。这种电路在以下论文中有所讨论：Witte,Huijsing,&Makinwa，“A Current-Feedback Instrumentation Amplifier with 5μVOffset for Bidirectional High-Side Current-Sensing，”IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol.43,No.12,December 2008(Witte、Huijsing和Makinwa，“用于双向高侧电流感测的具有5μV偏移的电流反馈仪表放大器”，《IEEE固态电路杂志》，第43卷，第12期，2008年12月)。
由于电压从不同来源以不同时间到达电路，因此电平移位器可用于转换或移动电压电平和电压域。现有技术电平移位器(诸如图4所示的电平移位器)具有若干缺点。例如，它们可具有大量数字锁存器，从而从高电压电源产生更高过冲电流。它们可还具有相同频率的输入和输出时钟，并且仅能够显示例如10伏的高电压电源的结果，而没有可用于更高电压的结果。这种电路由以下文献示出：Moghe,Lehmann,&Piessens，“Nanosecond DelayFloating High Voltage Level Shifters in a 0.35μm HV-CMOS Technology，”IEEEJournal of Solid-State Circuits,Vol.46,No.2,February 2011(Moghe、Lehmann和Piessens，“0.35μm HV-CMOS技术中的纳秒延迟浮动高电压电平移位器”，《IEEE固态电路杂志》，第46卷，第2期，2011年2月)。
发明内容
因此，需要在高共模电压下具有增强的CMRR和减小的偏移的零点漂移、电流感测架构。优选地，电流感测电路部件不需要通过激光微调来匹配，并且可容纳在小集成电路封装的管芯上。还需要具有低时钟时间延迟和准确占空比的电平移位器，低时钟时间延迟和准确占空比对于斩波和其他电路应用(诸如开关电源、电机控制等)都很重要。
根据一个实施方案，利用高侧电流感测放大器来提供电流测量的方法可包括以下步骤：提供耦合在电源电压与负载之间的电流感测电阻器，该负载通过电流感测电阻器耦合到电源；提供第一高电压放大器；将第一高电压放大器的操作电压输入耦合到电源电压；将第一高电压放大器的非反相输入耦合到电源电压；将所述第一高电压放大器的非反相输入耦合到所述电源电压；将低电阻值电阻器耦合在第一高电压放大器的操作电压输入与非反相输入之间；以及将第一高电压放大器的反相输入耦合到负载。
根据该方法的另一个实施方案，可包括以下步骤：提供第一低电压放大器；将第一低电压放大器的非反相输入耦合到基准电压；将所述第一低电压放大器的非反相输入耦合到基准电压；将第一低电压放大器的反相输入耦合到反馈电压；以及将第一低电压放大器的差分输出耦合到第一高电压放大器的差分输出。根据该方法的另一个实施方案，可包括将第一高电压放大器和第一低电压放大器的差分输出耦合到第三低电压放大器的差分输出的步骤。根据该方法的另一个实施方案，可包括将第三低电压放大器的差分输出耦合到运算放大器输出缓冲器的差分输入的步骤。
根据该方法的另一个实施方案，可包括提供斩波电路的步骤，其中斩波电路可包括：第一斩波开关，该第一斩波开关耦合在第一高电压放大器的差分输入与第二高电压放大器的差分输入之间；第二斩波开关，该第二斩波开关耦合在第一低电压放大器的差分输入与第二低电压放大器的差分输入之间；第三斩波开关，该第三斩波开关耦合到第二高电压放大器的差分输出和第二低电压放大器的差分输出；其中第二高电压放大器的差分输出可耦合到第二低电压放大器的差分输出；和低通滤波器，该低通滤波器耦合在第三斩波开关的输出与第三低电压放大器的差分输入之间。
根据该方法的另一个实施方案，可包括以下步骤：提供具有高电压时钟输出的高电压电平移位器电路，其中高电压电平移位器电路可包括以下步骤：提供在N倍斩波频率下操作的低电压振荡器电路，其中N可等于或大于二(2)；以及提供高电压N次分频电路，该高电压N次分频电路具有耦合到低电压振荡器电路的输入并且提供斩波频率下的高电压时钟输出；其中低电压振荡器电路的一个沿可用于重新生成高电压时钟输出。
根据另一个实施方案，一种制造于集成电路(IC)管芯上的放大器架构，包括：第一IC管芯焊盘，该第一IC管芯焊盘适于耦合到电源电压并且耦合到放大器的操作电压输入(VDDHV)；第二管芯焊盘，该第二管芯焊盘适于耦合到电源电压并且耦合到放大器的非反相输入(VIP)；第三管芯焊盘，该第三管芯焊盘耦合到放大器的反相输入(VIM)，并且适于耦合到感测电阻器，该感测电阻器耦合到负载，其中该感测电阻器可耦合在电源电压与负载之间；并且电阻器(Rs)可制造于IC管芯上并且耦合在第一管芯焊盘与第二管芯焊盘之间，由此可减小所引起的放大器的电压偏移。
根据另一个实施方案，放大器架构可适于用于任何自校正偏移系统，诸如自动稳零与斩波器稳定电路。根据另一个实施方案，放大器架构可包括单个静电放电(ESD)电路，该电路耦合到第二管芯焊盘，并且为放大器的操作电压输入和非反相输入两者提供ESD保护。
根据又一个实施方案，一种电流感测放大器，包括：第一高电压放大器，该第一高电压放大器制造于集成电路(IC)管芯上并且具有适于耦合到高电压电源的操作电压输入(VDDHV)、第一输入(VIP)和第二输入(VIM)，该第一输入和第二输入适于耦合到电流感测电阻器，该电流感测电阻器耦合在高电压电源与负载之间，其中第一输入(VIP)可耦合到电流感测电阻器的高电压电源侧，并且第二输入(VIM)可耦合到电流感测电阻器的负载侧；电阻器(Rs)，该电阻器制造于IC管芯上并且耦合在第一高电压放大器的操作电压输入(VDDHV)与第一输入(VIP)之间；第一低电压放大器，该第一低电压放大器具有第一输入和第二输入，该第一输入和第二输入适于分别耦合到基准电压(VREF)和反馈电压(VFBK)；并且第一高电压放大器的第一输出和第二输出可分别耦合到第一低电压放大器的第一输出和第二输出；以及第三低电压放大器，该第三低电压放大器具有第一输入和第二输入，该第一输入和第二输入分别耦合到第一高电压放大器和第一低电压放大器的第一输出和第二输出；和运算放大器输出缓冲器，该运算放大器输出缓冲器具有差分输入，这些差分输入耦合到第一高电压放大器和第一低电压放大器的差分输出。
根据另一个实施方案，斩波电路可耦合在第一高电压放大器和第一低电压放大器的第一输入和第二输入与运算放大器输出缓冲器的差分输入之间。
根据另一个实施方案，斩波电路可包括：第一斩波开关，该第一斩波开关耦合在第一高电压放大器的第一输入和第二输入与第二高电压放大器的第一输入和第二输入之间；第二斩波开关，该第二斩波开关耦合在第一低电压放大器的第一输入和第二输入与第二低电压放大器的第一输入和第二输入之间；第三斩波开关，该第三斩波开关耦合到第二高电压放大器的第一输出和第二输出与第二低电压放大器的第一输出和第二输出；其中第二高电压放大器的第一输出和第二输出可耦合到第二低电压放大器的第一输出和第二输出；低通滤波器，该低通滤波器耦合到第三斩波开关的第一输出和第二输出；和第三低电压放大器，该第三低电压放大器具有分别耦合到低通滤波器的第一输出和第二输出的第一输入和第二输入，以及分别耦合到第一高电压放大器和第一低电压放大器的第一输出和第二输出的第一输出和第二输出。
根据另一个实施方案，高电压放大器可为跨导放大器。根据另一个实施方案，低电压放大器可为跨导放大器。根据另一个实施方案，低通滤波器可为开关电容器低通滤波器。根据另一个实施方案，高电压电平移位器电路可提供高电压时钟输出。
根据另一个实施方案，高电压电平移位器电路可包括：低电压振荡器电路，该低电压振荡器电路在N倍斩波频率下操作，其中N可等于或大于二(2)；和高电压N次分频电路，该高电压N次分频电路具有耦合到低电压振荡器电路的输入并且提供斩波频率下的高电压时钟输出；其中低电压振荡器电路的一个沿可用于重新生成高电压时钟输出。根据另一个实施方案，静电放电保护电路可耦合到第一高电压放大器的第一输入。根据另一个实施方案，第一放大器输入可为非反相输入，并且第二放大器输入可为反相输入。
附图说明
通过参考以下结合附图进行的描述，可以获得对本公开的更完整的理解，其中：
图1示出了具有激光微调电阻器的网络的现有技术电流感测放大器；
图2示出了具有精确匹配的电阻器和电容器的网络的现有技术零点漂移电流分流监控器；
图3示出了具有自动稳零特征的用于高侧电流感测的现有技术电流反馈仪表放大器；
图4示出了0.35μm HV-CMOS过程中的现有技术高电压电平移位器；
图5示出了根据本公开的教导的高侧电流感测系统的示意性框图；
图6示出了根据本公开的特定示例性实施方案的高侧电流感测架构的示意性框图；
图7示出了根据本公开的特定示例性实施方案的其中具有感测电路管芯的集成电路封装的示意性框图；
图8示出了根据本公开的特定示例性实施方案的具有极小信号传播时间延迟的高电压电平移位器的示意图；
图9示出了根据本公开的特定示例性实施方案的图6中所示的电路架构以及图8中所示的高电压电平移位器的示意性框图；
图10示出了根据本公开的教导的表示以微伏计的偏移电压(Vos)与以欧姆计的电阻值(Rs)之间的关系的示意性曲线图；并且
图11示出了图1和图2的现有技术电路以及图5、图6和图9的示例性架构的关键规格的表格。
虽然本公开易受各种修改形式和替代形式的影响，但是其特定示例性实施方案已经在附图中示出并且在本文中详细描述。然而，应当理解，本文对特定示例性实施方案的描述并非旨在将本公开限于本文所公开的形式。
具体实施方式
根据各种实施方案，本公开的示例性电压感测架构解决了上述缺点以及其他缺点。本公开的电压感测架构是通过仅使用斩波而不需要自动稳零并且通过使用更简单(且更快速)的开关电容滤波器代替自动稳零积分滤波器来对现有技术电压感测电路进行的简化和改进。另外，VIP(正DC感测节点)与VDDHV(电源)合并，使得集成电路封装仅需要单个节点(封装引脚)就能容纳VIP和VDDHV连接两者。这些特征有助于降低功率需求、复杂性、噪声以及管芯和封装尺寸。还增强了CMRR，而不需要电阻器和电容器的精确微调。此外，极低DC偏移通过对感测电阻器使用低值电阻，而大大减少了感测电阻器中耗散的功率。此外，提供了不消耗DC电流的高电压快速电平移位器，其非常适合用于低功耗应用。下面结合下文所公开和描述的引用的附图来讨论其他细节、特征和优点。
现在参见附图，示意性地示出了示例性实施方案的细节。附图中的相同元件将由相同的数字表示，并且类似的元件将由具有不同的小写字母后缀的相同数字表示。
现在参见图5，描绘了根据本公开的教导的高侧电流感测系统的示意性框图。本公开的示例性电路架构可包括零点漂移电流传感器502，该零点漂移电流传感器可作为集成电路封装的一部分提供(参见图7)。当安装在电子系统中时，高侧电流传感器可耦合到外部小电阻值电阻器R感测506，该电阻器将高电压(HV)电源(未示出)连接到负载504。传感器502的输出可为DC电压，该DC电压与流过R感测506的电流成比例。该DC感测电压可耦合到微控制器508中的模数转换器(ADC)以便对其进行数字化和解释，从而允许测量负载504所消耗的功率。该DC感测电压可从高电压域转换为低电压域，然后在该低电压下耦合到ADC/微控制器508。如下文将进一步讨论，由于电流传感器502所实现的低偏移，较低值的电阻可用于R感测506，从而可显著减少R感测506所消耗(耗散)的功率。
参见图6，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的高侧电流感测架构的示意性框图。零点漂移电流传感器电路(一般由标号502表示)可包括第一跨导放大器610、第二跨导放大器612、第三跨导放大器614、第四跨导放大器616、第一斩波开关618、第二斩波开关620、第三斩波开关622、开关电容滤波器624、第五跨导放大器626以及运算放大器输出缓冲器628。第一放大器610和第三放大器614可包括具有差分输入和输出的高电压跨导放大器。第二放大器612、第四放大器616和第五放大器626可包括具有差分输入和输出的低电压跨导放大器。第一斩波开关618可额定用于高电压操作。低通滤波器624可为简单的开关电容器低通滤波器。斩波开关618、620和622在斩波操作期间互换通往放大器614和616以及低通滤波器624的输入的信号的极性。VREF和VFBK节点可耦合到反馈网络(未示出)以便设定电流传感器电路502的增益(放大率)。
第一放大器610和第三放大器614包括电流传感器电路502的高电压部分，并且第二放大器612和第四放大器616包括电流传感器电路502的低电压部分。与图3所示的高侧电流感测电路不同，图6的电路架构提供斩波而不需要自动稳零，并且不需要在传递信号时相对较慢的自动稳零积分滤波器。只需要简单的开关电容滤波器624对从斩波电路产生的信号纹波进行更快的滤波并且提供更平滑的DC输出。图6所示的电路架构可在没有部件值的激光微调的情况下实现增强的CMRR，并且其降低了功耗、复杂性、噪声和管芯尺寸。
参见图7，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的其中具有感测电路管芯的集成电路封装的示意性框图。图6所示的电流传感器电路502可制造于集成电路(IC)管芯720上并且耦合到包围IC管芯720的IC封装730的连接节点740(例如，焊盘、引脚)。具有电阻Rw1的导线w1可将IC管芯720的VDDHV节点连接到VIP焊盘740，并且具有电阻Rw2的导线w2可将IC管芯720的VIP节点连接到VIP焊盘740。此外，低电阻电阻器Rs可耦合在IC管芯720的VDDHV节点与VIP节点之间。因此，IC封装730上仅需要一个外部连接来耦合到图6所示的VIP端子。
与IC封装730对接的可为印刷电路板(PCB)部件区块750，该区块表示电子系统中结合IC封装730的其他电子部件。可以注意到，高电压电源(功率)和VIP(感测输入)两者到IC封装730仅需要一个连接(也在图6和图9中示出)。在该电路配置中，电流感测电路502感测的是VIP与VIM之间的电压(R感测电压降-图6)。
因此，高电压电源VDDHV和VIP经由以下两根导线有效耦合在一起：将IC管芯720的VDDHV节点连接到VIP焊盘740的第一导线w1，以及将IC管芯720的VIP节点连接到VIP焊盘740的第二导线w2。将VDDHV和电流传感器电路502正(VIP)输入合并到一个焊盘740中有助于该电路配合到更小封装(诸如SOT-23)中，但结果是，电源电流流入VDDHV中。该电流流过导线w1和w2，并且引起电压降。该电压降被认为是“输入电流引起的”电压偏移。为了抵消该偏移，小电阻值电阻器Rs可内部地连接在IC管芯720的VDDHV节点与VIP节点之间。虽然Rs串联在IC管芯720的VDDHV节点与VIP节点之间，但其与Rw1和Rw2(即，导线w1和w2的电阻)并联连接。添加电阻器Rs大幅减小了从所测量的输入电流产生的偏移。
从图7中可以看出，IC管芯720可还包括“HV ESD”区块742，该区块表示旨在保护电路部件免受静电放电(ESD)事件的影响的电路(其可为专用芯片设备的形式)。如果VDDHV节点和VIP节点是分开的，则VDDHV节点和VIP节点各自将必须设置有作保护之用的HV ESD电路(它们各自可需要管芯上的大量空间)。有利地，将VDDHV节点和VIP节点与低电阻电阻器Rs连接在一起意味着仅需要一个HV ESD电路，从而节省了空间并且允许减小IC管芯和封装尺寸。
现在参见图10，描绘了根据本公开的教导的表示以微伏计的偏移电压(Vos)与以欧姆计的电阻值(Rs)之间的关系的示意性曲线图。在IC管芯720的VDDHV节点与VIP节点之间添加低电阻值电阻器Rs大大降低了输入电流所引起的电压偏移的效应。可使用以下方程确定引起的电压偏移(“V所引起的偏移”)的量：
Figure BDA0001966362280000091
在该方程中，IddHv是输入电流，Rw1和Rw2分别是短接导线w1和w2的电阻(以欧姆计)，并且Rs是Rs的电阻(以欧姆计)。可以在该方程中观察到，增大Rw1、Rw2和Rs的总和(即，分母)会减小偏移电压，这是由于它们呈反比关系。因此，如图10所示的曲线图中表示，以微伏计的电压偏移随Rs的值增大而减小。在没有Rs电阻器的情况下(例如，如果VDDHV和VIP短接并且Rs为零)，偏移电压将为20微伏。如果Rs电阻器具有三(3)欧姆的值，则偏移电压显著降低，降至曲线图中的2.9微伏。应当注意，铜线w1和w2的电阻Rw1和Rw2预计将各为约0.2欧姆。
现在参见图8，描绘了具有极小信号传播时间延迟的高电压电平移位器的示意图。超低延迟高电压电平移位器设计利用在两倍高电压斩波时钟操作频率下运行的低电压输入时钟的一个沿来重新生成高电压时钟输出。与现有技术电平移位器相比较，低电压斩波时钟与高电压斩波时钟之间产生的延迟极小。另外，该设计可在高得多的操作电压下工作。
图8中示出了一般由标号800表示的示例性高电压电平移位器电路，该电路提供低电压时钟与高电压时钟之间的低时钟延迟(参见图9)。虽然低电压时钟(图9)在低电压域下生成，但该电路(诸如斩波电路)需要精确高电压时钟(图9)，且高电压时钟与低电压时钟之间具有最小(短)时间延迟。高电压时钟应跟踪低电压时钟，使得它们彼此有效同步。这在此处特别有用，因为低延迟和准确占空比两者对于斩波电路至关重要。图8的电平移位器电路使用N倍操作频率(斩波频率)下的系统时钟，其中N等于或大于二(2)，以在高电压斩波时钟与低电压斩波时钟之间实现极低延迟。由于高电压时钟进行了N次分频，保证了50％占空比。点“B”处的clkxN的极快下降沿可用于重新生成正常斩波时钟clkhv1和clkhv2(参见图9的系统图)。由于该电平移位器不消耗DC电流，其非常适合用于低功耗环境。
当输入clkxN时钟为低时，其将断开设备M4。节点“A”将在相对较长时间内被充电到高电压。同时，输入clkxN_inv为高。其将接通设备M5。节点“B”将被极快下拉到低电压。设备M1、M2、M3、M4形成锁存器以在节点“YA”和“YB”处生成快速开关电压。由于节点“B”可极快下拉，因此节点“YB”具有快速下降沿。“YB”的下降沿将触发“N次分频”电路以生成快速clkx1_hv时钟沿。该电平移位器设计可实现输入低电压时钟与输出高电压时钟之间的极小延迟。
参见图9，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的图6所示的电路架构以及图8所示的高电压电平移位器的示意性框图。电流传感器电路502还与低电压时钟振荡器1030相关联，从而向高电压电平移位器800(参见图8)的输入提供N倍斩波频率时钟信号，该高电压电平移位器向电流传感器电路502提供高电压斩波频率时钟信号。
参见图11，描绘了图1和图2的现有技术电路以及图5、图6和图9的示例性架构的关键规格的表格。该表格清楚地说明了本公开的示例性架构显著改进了此类电路的关键规格。为了比较，图1中表示的电路的预期带宽为150kHz，并且最大电流消耗为2.5mA并且典型CMRR为105分贝(dB)。预计典型偏移为约100μV，并且最大偏移漂移为约1μV/℃。合适的封装为8引脚MSOP8。对于图2中表示的电路而言，预期带宽为10kHz，并且最大电流消耗为900μA并且典型CMRR为140dB。预计典型偏移为约70μV，并且最大偏移漂移为1.5μV/℃。合适的封装为8引脚SOIC8。
相比之下，根据本公开的示例性电路架构实现了显著高于现有技术方法的600kHz带宽(相比于图1中的150kHz带宽以及图2中的10kHz带宽)。电流感测电路502所消耗的电流还被大幅减小到750微安的最大值(相比于图1中的2.5毫安电流以及图2中的900微安电流)。预计所实现的CMRR为约143dB，这高于图1和图2中的电路分别的105dB和140dB值。电压偏移从100微伏和70微伏的现有技术电路最大值显著减小到20微伏的最大值。偏移漂移也更低，降至每摄氏度0.2微伏的最大值。偏移漂移改进的主要原因是本文所公开的架构使用了动态偏移校正方案。封装尺寸还被减小到更小的SOT23封装，而非更大的图1的电路的MSOP8以及图2的电路的SOIC8。
已根据一个或多个实施方案描述了本公开，并且应当理解，除了明确陈述的那些之外，许多等同物、替代物、变型和修改是可能的并且在本公开的范围内。例如，电平移位器在上文所讨论的示例性电流感测架构中特别有利，因为图9的封装中的斩波电路受益于时钟之间的更低延迟；因此，该电平移位器增强了性能。然而，图8的电平移位器可用于一般会受益于电平移位器的其他电路中。另外，虽然所讨论的示例性电路架构结合多个特征来实现上文所讨论的增强的规格，但不一定需要所有这些特征来改进结果。例如，可合并VDDHV(高电压电源)和VIP引脚，而没有本文所公开的“斩波和/或自动稳零”特征。

Claims (17)

1.一种高侧电流感测放大器，包括：
第一高电压放大器电路，所述第一高电压放大器电路制造于集成电路管芯上并且具有：
操作电压输入，所述操作电压输入适于耦合到高电压电源，
第一输入和第二输入，所述第一高电压放大器电路的所述第一输入和第二输入适于耦合到电流感测电阻器，所述电流感测电阻器耦合在所述高电压电源与负载之间，其中所述第一高电压放大器电路的所述第一输入耦合到所述电流感测电阻器的所述高电压电源侧，并且所述第一高电压放大器电路的所述第二输入耦合到所述电流感测电阻器的所述负载；
电阻器，所述电阻器制造于所述集成电路管芯上并且耦合在所述第一高电压放大器电路的所述操作电压输入与所述第一输入之间；
第一低电压放大器电路，所述第一低电压放大器电路具有低于所述第一高电压放大器电路的操作电压且具有第一输入和第二输入，所述第一低电压放大器电路的所述第一输入和所述第二输入适于分别耦合到基准电压和反馈电压；并且
所述第一高电压放大器电路的第一输出和第二输出分别耦合到所述第一低电压放大器电路的第一输出和第二输出；和
第三低电压放大器，所述第三低电压放大器具有第一输出和第二输出，第三低电压放大器的 所述第一输出和所述第二输出耦合到所述第一高电压放大器电路和所述第一低电压放大器电路的相应的第一输出和第二输出；和
运算放大器输出缓冲器，所述运算放大器输出缓冲器具有差分输入，所述差分输入耦合到所述第三低电压放大器的差分输出。
2.根据权利要求1所述的高侧电流感测放大器，其中所述第一高电压放大器电路包括第一高电压放大器和第二高电压放大器，所述第一高电压放大器和所述第二高电压放大器的输入分别耦合，且其中所述第一低电压放大器电路包括第一低电压放大器和第二低电压放大器，所述第一低电压放大器和所述第二低电压放大器的输入分别耦合。
3.根据权利要求2所述的高侧电流感测放大器，其进一步包括：
第一高电压斩波开关，所述第一高电压斩波开关耦合在所述第一高电压放大器的所述第一输入和所述第二输入与所述第二高电压放大器的第一输入和第二输入之间；
第二斩波开关，所述第二斩波开关耦合在所述第一低电压放大器的所述第一输入和所述第二输入与所述第二低电压放大器的第一输入和第二输入之间；
第三斩波开关，所述第三斩波开关耦合到所述第一高电压放大器的第一输出和第二输出与所述第一低电压放大器的第一输出和第二输出；
其中所述第二高电压放大器的所述第一输出和所述第二输出耦合到所述第二低电压放大器的所述第一输出和所述第二输出；
低通滤波器，所述低通滤波器耦合到所述第三斩波开关的第一输出和第二输出；和
其中所述第三低电压放大器具有分别耦合到所述低通滤波器的第一输出和第二输出的第一输入和第二输入，以及分别耦合到所述第一高电压放大器和所述第一低电压放大器的所述第一输出和所述第二输出的第一输出和第二输出。
4.根据权利要求3所述的高侧电流感测放大器，其中所述第一高电压放大器、所述第二高电压放大器、所述第一低电压放大器及/或所述第二低电压放大器是跨导放大器。
5.根据权利要求3所述的高侧电流感测放大器，其中所述低通滤波器是开关电容器低通滤波器。
6.根据权利要求3所述的高侧电流感测放大器，还包括用于提供高电压时钟输出的高电压电平移位器电路。
7.根据权利要求6所述的高侧电流感测放大器，其中所述高电压电平移位器电路包括：
低电压振荡器电路，所述低电压振荡器电路在N倍斩波频率下操作，其中N等于或大于二；和
高电压N次分频电路，所述高电压N次分频电路具有耦合到所述低电压振荡器电路的输入并且提供所述斩波频率下的高电压时钟输出；
其中所述低电压振荡器电路的一个沿用于重新生成所述高电压时钟输出。
8.根据权利要求1所述的高侧电流感测放大器，还包括静电放电保护电路，所述静电放电保护电路耦合到所述第一高电压放大器电路的所述第一输入。
9.根据权利要求1所述的高侧电流感测放大器，其中所述第一高电压放大器电路的所述第一输入是非反相输入，并且所述第一高电压放大器电路的所述第二输入是反相输入。
10.一种利用高侧电流感测放大器来提供电流测量的方法，包括：
提供耦合在电源电压与负载之间的电流感测电阻器，所述负载通过所述电流感测电阻器耦合到所述电源；
提供第一高电压放大器电路；
将所述第一高电压放大器电路的操作电压输入耦合到所述电源电压；
将所述第一高电压放大器电路的非反相输入耦合到所述电源电压；
将低电阻值电阻器耦合在所述第一高电压放大器电路的所述操作电压输入与所述非反相输入之间；
将所述第一高电压放大器电路的反相输入耦合到所述负载。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括以下步骤：
提供第一低电压放大器电路，所述第一低电压放大器电路具有低于所述第一高电压放大器电路的操作电压；
将所述第一低电压放大器电路的非反相输入耦合到基准电压；
将所述第一低电压放大器电路的反相输入耦合到反馈电压；以及
将所述第一低电压放大器电路的差分输出耦合到所述第一高电压放大器电路的差分输出。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括将所述第一高电压放大器电路和所述第一低电压放大器电路的所述差分输出耦合到第三低电压放大器的差分输出的步骤。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括将所述第三低电压放大器的所述差分输出耦合到运算放大器输出缓冲器的差分输入的步骤。
14.根据权利要求12所述的方法，其中所述第一高电压放大器电路包括第一高电压放大器和第二高电压放大器，所述第一高电压放大器和所述第二高电压放大器的输入分别耦合，且其中所述第一低电压放大器电路包括第一低电压放大器和第二低电压放大器，所述第一低电压放大器和所述第二低电压放大器的输入分别耦合。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括提供斩波电路的步骤，其中所述斩波电路包括：
第一高侧斩波开关，所述第一高侧斩波开关耦合在所述第一高电压放大器的差分输入与所述第二高电压放大器的差分输入之间；
第二斩波开关，所述第二斩波开关耦合在所述第一低电压放大器的差分输入与所述第二低电压放大器的差分输入之间；
第三斩波开关，所述第三斩波开关耦合到所述第一高电压放大器的差分输出和所述第一低电压放大器的差分输出；
其中所述第二高电压放大器的差分输出耦合到所述第二低电压放大器的差分输出；和
低通滤波器，所述低通滤波器耦合在所述第三斩波开关的输出与所述第三低电压放大器的差分输入之间。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：提供具有高电压时钟输出的高电压电平移位器电路，其中所述高电压电平移位器电路包括以下步骤：
提供在N倍斩波频率下操作的低电压振荡器电路，其中N等于或大于二；以及
提供高电压N次分频电路，所述高电压N次分频电路具有耦合到所述低电压振荡器电路的输入并且提供所述斩波频率下的高电压时钟输出；
其中所述低电压振荡器电路的一个沿用于重新生成所述高电压时钟输出。
17.一种包括根据前述权利要求1-9中的任一项所述的高侧电流感测放大器的集成电路设备，包括：
第一集成电路引脚，所述第一集成电路引脚适于耦合到电源电压并且通过第一导线耦合到第一管芯焊盘以用于接收用于所述高侧电流感测放大器的所述高电压放大器电路的操作电压；
第二管芯焊盘，所述第二管芯焊盘耦合到所述放大器的非反相输入且通过第二导线与所述第一集成电路引脚耦合；
第三管芯焊盘，所述第三管芯焊盘耦合到所述高侧电流感测放大器的反相输入，并且适于耦合到所述感测电阻器，所述感测电阻器耦合到所述负载，其中所述感测电阻器耦合在所述电源电压与所述负载之间。
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