JP2017050984A

JP2017050984A - 半導体集積回路装置および電子装置

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Publication number: JP2017050984A
Application number: JP2015172625A
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Inventors: 誠鶴丸; Makoto Tsurumaru
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Filing date: 2015-09-02
Publication date: 2017-03-09
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Abstract

【課題】変流器の検出電圧に基づくドライブ制御調整はループ時間がかかってしまうため高速処理が難しい。
【解決手段】半導体集積回路装置は、電力用半導体装置を駆動する駆動回路と、駆動回路の駆動能力を制御する駆動能力制御回路と、を備える。駆動回路は電力用半導体装置のセンス電流から検出した異常電流に基づいて電力用半導体装置の駆動を停止する。駆動能力制御回路は電力用半導体装置のセンス電流から検出した通常電流に基づいて駆動回路の駆動能力を制御する。
【選択図】図１４

Description

本開示は半導体集積回路装置に関し、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の電力用半導体装置を駆動する半導体集積回路装置に適用可能である。

電動機（モータ）は、例えば内燃機関（ガソリンエンジン）と組み合わせたハイブリッド自動車（ＨＥＶ）または電気自動車（ＥＶ）等の動力源として用いられる。電動機を駆動する際、所定のトルク、電源周波数を得るのに直流−交流変換を行う電力変換装置（インバータ）が用いられる。インバータにおいて、モータの駆動電流を電流検出器によってモニタしながら駆動信号を制御している（例えば、特開２０１１−９７８１２号公報）。

特開２０１１−９７８１２号公報

各位相のモータ駆動電流を変流器等の電流検出器および制御回路のＡ／Ｄ変換器などを使って通常電流を検出してモータ駆動制御に利用する場合、電流検出は変流器の出力電圧を制御回路でＡ／Ｄ変換し、その結果に基づくドライブ制御調整というループ時間がかかってしまうため高速処理が難しい。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、半導体集積回路装置は電力用半導体装置のセンス電流から検出した通常電流に基づいて駆動回路の駆動能力を制御する駆動能力制御回路を備える。

上記半導体集積回路装置によれば、高速処理が可能になる。

比較例に係る電動機システムを説明するためのブロック図。ＩＧＢＴのセンス電流を説明するための図。実施例１に係る電動機システムを説明するためのブロック図。図３の電動機システムの一部である電子装置を示すブロック図。図４のドライバＩＣを説明するためのブロック図。図５のカレントミラー回路を説明するための回路図。図５のドライブ能力制御部の構成を説明するためのブロック図。図５のドライブ能力制御部の制御を説明するためのタイミング図。実施例２に係るＩＧＢＴおよびドライバＩＣを説明するためのブロック図。図９のＩＧＢＴを説明するための図。実施例３に係るドライバＩＣおよび制御回路を説明するためのブロック図。図１１のドライブ能力制御部を説明するためのブロック図。図１１のドライブ能力制御部を説明するためのブロック図。実施形態に係る半導体集積回路装置を説明するためのブロック図。

以下、実施形態、実施例および変形例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。

まず、本開示に先立って本願発明者が検討した技術（以下、比較例という。）について説明する。
図１は比較例に係る電動機システムの一部を示すブロック図である。図２はＩＧＢＴのセンス電流を説明するための図である。電動機システム１Ｒは三相モータ１０とインバータ回路２０とドライバＩＣ３０Ｒと制御回路４０Ｒとを備える。三相モータ１０は３個の変流器（コイル）１１を備える。なお、２つの位相電流検出ができれば、各相の電流計算は可能であるので、変流器は２個でもよい。インバータ回路２０は６個の電力用半導体装置２１によって三相ブリッジ構成する。図２に示すように、電力用半導体装置２１はスイッチングトランジスタであるＩＧＢＴ２２を備え、ＩＧＢＴ２２はゲート端子Ｇとコレクタ端子Ｃと駆動電流を流すエミッタ端子Ｅとセンス電流を流す電流検出端子ＳＥとを備える。ドライバＩＣ３０Ｒは電力用半導体２１を駆動し、制御回路４０はドライバＩＣ３０を制御する。

ＩＧＢＴ２２を使ったインバータ回路において、モータ駆動を行うためには、駆動する電流をモニタしながらＩＧＢＴ２２を駆動するドライブ信号（ＰＷＭ信号）を制御する必要がある。電流のモニタは下記の２つを行う。
（１）各位相のモータ駆動電流を変流器１１、制御回路４０のＡ／Ｄ変換器などを使ってモニタし、通常電流検出用としてモータ駆動制御に利用する。
（２）センス電流をドライバＩＣ３０での電圧比較回路やＡ／Ｄ変換器などを使ってモニタし、主に過電流検出用として異常電流時にドライバ信号を遮断するために利用する。

ＩＧＢＴ２２の駆動電流はエミッタ電流（Ｉｅ）であり、センス電流はＩＧＢＴ２２内のカレントミラー回路の電流であるのでカレントミラー電流（Ｉγ）ともいう。エミッタ電流（Ｉｅ）とカレントミラー電流（Ｉγ）との比（Ｉｅ／Ｉγ）カレントミラー比という。カレントミラー比は１０００〜１００００程度が選択される。モータの通常駆動電流を４００Ａ程度とすると、定格電流は１６００Ａ程度である。したがって、定格電流値を超える異常判断にセンス電流を利用する場合、カレントミラー比を４０００、電流検出用抵抗（Ｒａｂ）を５Ωとすると、異常電流検出における電流検出電圧（Ｖａｂ）は、下記のとおりである。
Ｖａｂ＝（１６００Ａ／４０００）×５Ω＝２Ｖ
一方で通常動作における電流検出電圧（Ｖｎ）は、下記のとおりである。
Ｖｎ＝（４００／４０００）×５Ω＝０．５Ｖ
さらに、モータの低速領域では駆動電流は小さくなるためダイナミックレンジは非常に小さいものになる。

モータの回転立ち上がりや低速回転時は、より駆動能力を高めるためには、ドライブ信号であるＰＷＭ信号だけではなく、ドライブ信号の電流を増やしたりしたいが、上記（１）のような電流検出は変流器の出力電圧を制御回路４０ＲでＡ／Ｄ変換し、その結果に基づくドライブ制御調整というループ時間がかかってしまうため高速処理が難しい。また、上記（２）のようなセンス電流で制御する場合にも異常電流検出用に適したループバックにしているため、充分なゲインが得られない。

＜実施形態＞
図１４は実施形態に係る半導体集積回路装置を説明するためのブロック図である。半導体集積回路装置３０は、電力用半導体装置２１を駆動する駆動回路３１と、駆動回路３１の駆動能力を制御する駆動能力制御回路３４と、を備える。駆動回路３１は、電力用半導体装置２１のセンス電流から検出した異常電流に基づいて電力用半導体装置２１の駆動を停止する。駆動能力制御回路３４は、電力用半導体装置２１のセンス電流から検出した通常電流に基づいて駆動回路３１の駆動能力を制御する。
電力用半導体装置の駆動能力が向上し、例えばモータを高トルクで駆動することが可能になる。

（電動機システム）
図３は実施例１に係る電動機システムの構成を示すブロック図である。図３の電動機システム１は三相モータ１０と電力用半導体装置を６個用いたインバータ回路２０と６個のドライバＩＣ３０と制御回路４０と直流電源５０とを備える。インバータ回路２０、６個のドライバＩＣ３０および制御回路４０で構成される部分を電子装置２という。インバータ回路２０は、車両等の駆動時には直流電源（ＤＣ）５０の電圧から、三相モータ１０の各相に電流を流すように、インバータ回路２０内部のスイッチングトランジスタ２２をＯＮ／ＯＦＦ制御し、このスイッチングの周波数により車両等の速度を変化させる。また、車両等の制動時には、三相モータ１０の各相に生じる電圧に同期してスイッチングトランジスタ２２をＯＮ／ＯＦＦ制御し、いわゆる整流動作を行い、直流電圧に変換して回生を行う。

三相モータ１０は回転子が永久磁石で、電機子がコイルで構成され、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電機子巻き線は１２０度間隔に配置される。コイルはデルタ結線され、常にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つのコイルに電流が流れる。三相モータ１０は変流器等の電流検出器１１と角速度および位置検出器１２を備える。

インバータ回路２０は、電力用半導体装置によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相のブリッジ回路を構成している。Ｕ相のブリッジ回路は電力用半導体装置２１Ｕと電力用半導体装置２１Ｘの接続点が三相モータ１０に接続されている。Ｖ相のブリッジ回路は電力用半導体装置２１Ｖと電力用半導体装置２１Ｙの接続点が三相モータ１０に接続されている。Ｗ相のブリッジ回路は電力用半導体装置２１Ｗと電力用半導体装置２１Ｚの接続点が三相モータ１０に接続されている。ここで、電力用半導体装置２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ，２１Ｘ，２１Ｙ，２１Ｚの構成は同じであるので、これらを総称して電力用半導体装置２１ということもある。電力用半導体装置２１はＩＧＢＴで構成されるスイッチングトランジスタ（以下、ＩＧＢＴという。）２２および温度検出用ダイオードＤ１を備えた半導体チップと、ＩＧＢＴ２２のエミッタとコレクタ間に並列に接続された還流ダイオードＤ２を備えた半導体チップとで構成される。還流ダイオードＤ２は、ＩＧＢＴ２２に流れる電流とは逆方向で電流を流すように接続されている。ＩＧＢＴ２２と温度検出用ダイオードＤ１とが形成される半導体チップと還流ダイオードＤ２が形成される半導体チップとは同一のパッケージに封入するのが好ましい。還流ダイオードＤ１はＩＧＢＴ２２と温度検出用ダイオードＤ１とが形成された半導体チップと同一チップに形成されてもよい。

第１の半導体集積回路装置であるドライバＩＣ３０はＩＧＢＴ２２のゲートを駆動する信号を生成する駆動回路（DRIVER）３１と電流検出回路（CURRENT DETECTION）３２と保護検出回路（PROTECT DETECTION）３３とドライブ能力制御回路（DRIVING CAPABILITY CONTROLLER）３４を１つの半導体基板に備える。第２の半導体集積回路装置である制御回路４０はＣＰＵ４１とＰＷＭ回路（ＰＷＭ）４２とＩ／Ｏインタフェース（Ｉ／ＯＩＦ）４３とを１つの半導体基板に備え、例えばマイクロコンピュータユニット（ＭＣＵ）で構成される。ＣＰＵ４１は図示していなフラッシュメモリ等の電気的に消去および書き換えが可能な不揮発性メモリに格納されるプログラムに従って動作する。

（ドライバＩＣ、制御回路）
図４は図３の電動機システムの一部である電子装置を示すブロック図である。ドライバＩＣ３０は駆動回路３１と電流検出回路３２と保護検出回路３３とアイソレータ３４とドライブ能力制御回路３５とを備える。電流検出回路３２は異常電流を検出する電流増幅回路（CURRENT AMP）３２−１と通常電流を検出する電流増幅回路３２−２を備える。電流増幅回路（CURRENT AMP）３２−１はセンス電流を電圧（Ｖ１）に変換し、保護検出回路３３はその電圧に基づいて異常電流を検出して駆動回路３１に送られＩＧＢＴ２２の駆動信号を遮断するとともに、アイソレータ３４、制御回路４０のＩ／Ｏインタフェース４４を介してＣＰＵ４１に送られる。電流増幅回路３２−２は通常電流を電圧（Ｖ２）に変換し、ドライブ能力制御回路３５に送られ駆動回路３１の駆動能力を制御する。なお、アイソレータ３４はドライバＩＣ３０と制御回路４０との間を伝送する信号を磁気結合によって伝達する。アイソレータ３４は配線で形成されたオンチップトランスを層間膜で絶縁することにより構成される。

図５は図４のドライバＩＣを示すブロック図である。電流検出回路３２はカレントミラー回路（CURRENT MIRROR）３２１と端子Ｔ１、Ｔ２に接続される抵抗３２２、３２３とで構成される。ＩＧＢＴ２２の電流検出端子ＮＥから端子Ｔ３を介して流れ込む電流（Ｉγ）をカレントミラー回路３２１により異常電流（Ｉγ１）と通常電流（Ｉγ２）とに分流する。異常電流検出と通常電流検出に適正なカレントミラー比、検出用抵抗が設定される。異常電流を検出する抵抗３２２の抵抗値をＲＳ１とし、通常電流を検出する抵抗３２３の抵抗値をＲＳ２とし、異常電流検出用電圧をＶ１とし、通常電流検出用電圧をＶ２とすると、
Ｖ１＝Iγ１×ＲＳ１
Ｖ２＝Iγ２×ＲＳ２
となる。

保護検出回路３３はコンパレータ３３１と基準電圧生成回路３３２とフィルタ３３３を備える。コンパレータ３３１は反転入力端子にフィルタ（FILTER）３３３を介して入力する異常電流検出電圧（Ｖ１）と非反転入力端子に入力する基準電圧生成回路３３２の基準電圧（ＶＲＥＦ１）とを比較し、Ｖ１がＶＲＥＦ１よりも大きいときに異常電流として検出し、異常電流信号（ＡＢＮ）を出力する。

駆動回路３１はドライバ３１１とＡＮＤゲート３１２と状態保持回路３１３とを備える。状態保持回路３１３は保護検出回路３３で検出した異常電流信号（ＡＢＮ）を保持し、異常電流信号（ＡＢＮ）が異常であることを示している場合はＡＮＤゲート３１２の出力をＬｏｗにして、端子Ｔ４から入力されるドライブ信号（ＤＲＶ）を遮断する。異常電流信号（ＡＢＮ）が異常でないことを示している場合はＡＮＤゲート３１２にドライブ信号（ＤＲＶ）を通過させる。ドライバ３１１はドライブ信号（ＤＲＶ）をドライブ能力制御回路３５の電圧制御または電流制御に基づいて端子Ｔ５を介してＩＧＢＴ２２のゲート端子Ｇに送る。異常電流信号（ＡＢＮ）は端子Ｔ６を介して制御回路４０に送られる。

図６は図５のカレントミラー回路を示す回路図である。カレントミラー回路３２１はオペアンプ３２４とフィルタコンデンサ３２５とトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３と抵抗３２２、３２３、３２６、３２７、３２８、３２９、３２Ａとを備える。ＩＧＢＴ２２のカレントミラー電流（Ｉγ）が流れ込む入力オペアンプ３２４とトランジスタＱ１で受けるバッファ回路を組み、トランジスタＱ１のベース電圧と同じ電圧を別のトランジスタＱ２、Ｑ３に入力し、トランジスタＱ２、Ｑ３の電流増幅設計を期待の値にすることで、例えば、
トランジスタＱ２の電流をＩγ×１
トランジスタＱ３の電流をＩγ×１０
とすることができる。

図７は図５のドライブ能力制御回路を示すブロック図である。ドライブ能力制御回路３５は増幅回路３５１、基準電圧生成回路３５２、切替回路３５６、電圧または電流制御回路（V/I CONTROLLER）３５７を備える。増幅回路３５１はオペアンプ３５２と抵抗３５３、３５４とで構成される反転差動増幅回路であり、基準電圧生成回路３５２の基準電圧（ＶＲＥＦ２）と通常電流検出電圧（Ｖ２）との差に、抵抗３５２の抵抗値（Ｒ２）と抵抗３５１の抵抗値（Ｒ１）との比を掛けた電圧（Ｖ３）に増幅する。

Ｖ３＝（ＶＲＥＦ２−Ｖ２）×Ｒ２／Ｒ１
Ｖ３はＶ２が小さいときはＶ３が大きくなり、Ｖ２が大きいときはＶ３が小さくなる。

切替回路３５６は、制御回路４０から端子Ｔ７を介して入力されるドライブ能力制御信号（ＤＲＢＣ）に基づいて基本設定電圧（ＶＢ）と電圧（Ｖ３）とを切り替えて、電圧または電流制御回路３５７に電圧を供給する。

電圧または電流制御回路３５７はドライバ３１１の電圧または電流を制御し、ドライバ３１１の出力電圧または電流を制御する。電圧（Ｖ３）は基本設定電圧（ＶＢ）よりも高い電圧であり、電圧（Ｖ３）に切り替えたときはドライバ３１１の出力電圧または電流は増加する。

図８は図５のドライブ能力制御回路の制御を説明するためのタイミング図である。モータの低速（高トルク）領域では、中高速領域よりも１電源周期を長くし、かつＰＷＭ信号のデューティを大きくすると共に、ドライバ３１１のドライブ能力を高く設定するため、端子Ｔ７から入力されるドライブ能力制御信号（ＤＲＢＣ）によって電圧（Ｖ３）に切り替える。中高速領域では、ドライブ能力制御信号（ＤＲＢＣ）によって基本設定電圧（ＶＢ）に切り替える。

本実施例によれば、モータの回転立ち上がりや低速回転時に、より駆動能力を高めるために、ドライブ信号であるＰＷＭ信号だけではなく、ドライブ信号の電流を増やすことが可能である。また、センス電流で電流を検出し、電流検出に変流器を使用ないので、変流器の出力電圧を制御回路４０でＡ／Ｄ変換し、その結果に基づくドライブ制御調整というループ時間がかかってしまうことがないので、高速処理が容易になる。また、異常電流検出用に適したループバックと通常電流検出用に適したループバックとの両方があるので、充分なゲインが得られる。

図９は実施例２に係る電子装置を示すブロック図である。実施例２に係る電子装置はＩＧＢＴに２つのカレントミラーを備え、実施例１のドライバＩＣのカレントミラー回路を省略するものであり、その他の構成は実施例１と同様である。

実施例１のＩＧＢＴ２２は同一構造からなる数千〜数万個のセルから構成されている。このうちの一部をセンス電流（異常電流）検出用のセルとして利用し、またセンス電流検出用の一部のセルからなる領域を「異常電流検出領域」、その他のセルからなる領域を「メイン領域」という。そしてメイン領域のセル数（Ｎｍ：整数）と異常電流検出領域のセル数（Ｎｓ：整数）の比（Ｎｍ／Ｎｓ）は数千倍となるように設定する。実施例２のＩＧＢＴ２２Ａは、さらにセンス電流（通常電流）検出用のセルを有し、このセルからなる領域を通常電流検出領域という。通常電流検出領域のセル数（Ｎｎｓ：整数）とすると、Ｎｎｓ／Ｎｓを例えば１０に設定する。

図１０に示すように、ＩＧＢＴ２２Ａにおいてメイン領域と異常電流検出領域と通常電流検出領域のコレクタ端子は共通であり、エミッタ端子はメインエミッタ端子Ｅ（以下、メイン端子という。）と異常電流検出用エミッタ端子ＳＥ（以下、センス端子という。）と通常電流検出用エミッタ端子ＮＳＥ（以下、通常センス端子という。）に分離されている。また、各領域を駆動するためのゲート端子Ｇは共通である。

センス端子ＳＥからのカレントミラー電流（Ｉγ１）は端子Ｔ１に接続される異常電流検出用抵抗３２２により異常電流検出電圧（Ｖ１）を生成し、ＩＧＢＴ２２Ａのカレントミラー回路と異常電流検出用抵抗３２２は異常電流検出回路を構成する。通常センス端子ＮＳＥからのカレントミラー電流（Ｉγ２）は端子Ｔ２に接続される通常電流検出用抵抗３２３により通常電流検出電圧（Ｖ２）を生成し、ＩＧＢＴ２２Ａのカレントミラー回路と通常電流検出用抵抗３２３は通常電流検出回路を構成する。

本実施例ではドライバＩＣ内にカレントミラー回路を設ける必要がないので、実施例１よりもドライバＩＣを簡単な構成にすることができ、チップ面積を小さくすることが可能となる。

図１１は実施例３に係る電子装置を示すブロック図である。実施例３に係る電子装置は実施例１のドライバＩＣにさらにＡ／Ｄ変換器を備え、ドライバ能力制御回路にフィードバックできるものであり、その他の構成は実施例１と同様である。

ドライバＩＣ３０Ｂは電流検出回路３２（電流増幅回路３２−１、３２−２）の出力である異常電流検出用電圧（Ｖａ）および通常電流検出用電圧（Ｖｎ）を制御回路４０Ｂに通知するためのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）３６を備える。Ａ／Ｄ変換器３６の出力はアイソレータ３４Ｂおよび端子Ｔ９を介して制御回路４０Ｂに送られる。

図１２は図１１のドライブ能力制御回路を説明するためのブロック図である。実施例１のドライブ能力制御回路は増幅回路のループ抵抗の抵抗値を調整可能な機能を有し、その他の構成は実施例１と同様である。制御回路４０ＢはＡ／Ｄ変換器３６を経由して得られた電圧（Ｖｎ）に基づいて制御信号（ＡＧＣ）を生成する。ドライブ能力制御回路３５Ｂの増幅回路３５１Ｂの抵抗３５４Ｂは可変抵抗であり、端子Ｔ８から入力される制御信号（ＡＧＣ）に基づいて抵抗値の調整が可能とされる。通常電流検出用電圧（Ｖｎ）のフィードバックゲインを調整できる機能（増幅回路３５１Ｂのループ抵抗３５４Ｂを調整できる機能）を有することで、通常電流検出用抵抗３２２の抵抗値（ＲＳ２）のバラツキにあわせて、当該ゲインを調整することで、精度の高い駆動能力制御が可能となる。

＜変形例＞
図１３は図１１のドライブ能力制御部を説明するためのブロック図である。実施例１の基準電圧（ＶＲＥＦ２）を調整可能な機能を有し、その他の構成は実施例１と同様である。制御回路４０ＢはＡ／Ｄ変換器３６を経由して得られた電圧（Ｖｎ）に基づいて制御信号（ＲＶＣ）を生成する。ドライブ能力制御回路３５Ｃの基準電圧生成回路３５５Ｃの基準電圧（ＶＲＥＦ２）は可変であり、端子Ｔ８から入力される制御信号（ＲＶＣ）に基づいて基準電圧の調整が可能とされる。通常電流検出用電圧（Ｖｎ）のフィードバックゲインを調整できる機能（基準電圧生成回路３５５Ｃの基準電圧（ＶＲＥＦ２）を調整できる機能）を有することで、通常電流検出用抵抗３２２の抵抗値（ＲＳ２）のバラツキにあわせて、当該ゲインを調整することで、精度の高い駆動能力制御が可能となる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施形態、実施例および変形例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態、実施例および変形例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。

１・・・電動機システム
１０・・・三相モータ
１１・・・変流器
２０・・・インバータ回路
２１・・・電力用半導体装置
２２・・・ＩＧＢＴ
３０・・・ドライバＩＣ
３１・・・駆動回路
３１１・・・ドライバ
３１２・・・ＡＮＤゲート
３１３・・・状態保持回路
３２・・・電流検出回路
３２１・・・カレントミラー回路
３２２・・・異常電流検出抵抗
３２３・・・通常電流検出抵抗
３３・・・保護検出回路
３３１・・・コンパレータ
３３２・・・基準電圧
３３３・・・フィルタ回路
３４・・・アイソレータ
３５・・・ドライブ能力制御回路
３５１・・・増幅回路
３５２・・・オペアンプ
３５３・・・抵抗
３５４・・・抵抗
３５５・・・基準電圧生成回路
３５６・・・切替回路
３５７・・・電圧または電流制御回路
４０・・・制御回路
４１・・・ＣＰＵ
４２・・・ＰＷＭ回路
４３・・・Ｉ／Ｏインタフェース
４４・・・Ｉ／Ｏインタフェース

Claims

半導体集積回路装置は、
電力用半導体装置を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路の駆動能力を制御する駆動能力制御回路と、
を備え、
前記駆動回路は、前記電力用半導体装置のセンス電流から検出した異常電流に基づいて前記電力用半導体装置の駆動を停止し、
前記駆動能力制御回路は、前記電力用半導体装置のセンス電流から検出した通常電流に基づいて前記駆動回路の駆動能力を制御する。
請求項１の半導体集積回路装置において、
前記電力用半導体装置のセンス電流に基づいて異常電流検出用電圧を出力する第１の電流検出回路と、
前記電力用半導体装置の前記センス電流に基づいて通常電流検出用電圧を出力する第２の電流検出回路と、
を備える
請求項２の半導体集積回路装置において、
前記第１の電流検出回路および前記第２の電流検出回路はカレントミラー回路で構成され、
前記電力用半導体装置の異常電流検出用抵抗を外部に接続するための第１の端子と、前記電力用半導体装置の通常電流検出用抵抗を外部に接続するための第２の端子と、を備える。
請求項２の半導体集積回路装置において、
前記駆動能力制御回路は前記通常電流検出用電圧に基づいた電圧を生成する回路と、
前記電圧に基づいて前記駆動回路の電圧または電流を制御する制御回路と、
を備える。
請求項４の半導体集積回路装置において、
前記回路は、オペアンプとループ抵抗を有する増幅回路と、基準電圧を生成する回路と、を備え
前記ループ抵抗の抵抗値または前記基準電圧は制御信号に基づいて変更することが可能である。
請求項５の半導体集積回路装置において、
前記通常電流検出用電圧を変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路の出力を出力する端子と、
前記Ａ／Ｄ変換回路の出力に基づいて生成された前記制御信号を入力する端子と、
を備える。
請求項１の半導体集積回路装置において、
前記電力用半導体装置の異常電流を検出するセンス電流を出力する端子と接続するための第１の端子と、通常電流を検出するセンス電流を出力する端子と接続するための第２の端子とを備える。
請求項７の半導体集積回路装置において、
前記第１の端子は電力用半導体装置の異常電流検出用抵抗を外部に接続することにより異常電流検出用電圧を受けるようにされ、
前記第２の端子は電力用半導体装置の通常電流検出用抵抗を外部に接続することにより通常電流検出用電圧を受けるようにされる。
請求項８の半導体集積回路装置において、
前記駆動能力制御回路は前記通常電流検出用電圧に基づいた電圧を生成する回路と、
前記電圧に基づいて前記駆動回路の電圧または電流を制御する制御回路と、
を備える。
電子装置は、
電力用半導体装置と、
第１の半導体集積回路装置と、
第２の半導体集積回路装置と、
を備え、
前記第１の半導体集積回路装置は、
前記電力用半導体装置を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路の駆動能力を制御する駆動能力制御回路と、
を備え、
前記駆動回路は、前記電力用半導体装置のセンス電流から検出した異常電流に基づいて前記電力用半導体装置の駆動を停止し、
前記駆動能力制御回路は、前記電力用半導体装置のセンス電流から検出した通常電流に基づいて前記駆動回路の駆動能力を制御する。
請求項１０の電子装置において、
前記電力用半導体装置は、
負荷を駆動するための電流を供給する第１の端子と、
駆動電流をモニタするための電流を供給する第２の端子と、
を備え、
前記第１の半導体集積回路装置は、
前記第２の端子からの電流に基づいて異常電流検出用電圧を出力する第１の電流検出回路と、
前記第２の端子からの電流に基づいて通常電流検出用電圧を出力する第２の電流検出回路と、
を備える
請求項１１の電子装置において、
前記第１の半導体集積回路装置は、
前記電力用半導体装置の異常電流検出用抵抗を外部に接続するための第４の端子と、
前記電力用半導体装置の通常電流検出用抵抗を外部に接続するための第５の端子と、
を備え、
前記第１の電流検出回路および前記第２の電流検出回路は、カレントミラー回路で構成され、
前記カレントミラー回路は前記第４の端子および第５の端子に接続される。
請求項１１の電子装置において、
前記第１の半導体集積回路装置は、
前記駆動能力制御回路は前記通常電流検出用電圧に基づいた電圧を生成する回路と、
前記電圧に基づいて前記駆動回路の電圧または電流を制御する制御回路と、
を備える。
請求項１３の電子装置において、
前記回路は、オペアンプとループ抵抗を有する増幅回路と、基準電圧を生成する回路と、を備え
前記ループ抵抗の抵抗値または前記基準電圧は制御信号に基づいて変更することが可能である。
請求項１４の電子装置において、
前記第１の半導体集積回路装置は、さらに前記通常電流検出用電圧を変換するＡ／Ｄ変換回路を備え、
前記第２の半導体集積回路装置は、前記前記Ａ／Ｄ変換回路の出力に基づいて前記制御信号を生成するＣＰＵを備える。
請求項１０の電子装置において、
前記電力用半導体装置は、
負荷を駆動するための電流を供給する第１の端子と、
駆動電流をモニタするための電流を供給する第２の端子と、
駆動電流をモニタするための電流を供給する第３の端子と、
を備え、
前記第１の半導体集積回路装置は、
前記第２の端子と接続するための第４の端子と、
前記第３の端子と接続するための第５の端子と、
を備える。
請求項１６の電子装置において、
前記第３の端子に接続される電力用半導体装置の異常電流検出用抵抗と、
前記第４の端子に接続される電力用半導体装置の通常電流検出用抵抗と、
を備え、
前記第３の端子は異常電流検出用電圧を受けるようにされ、
前記第４の端子は通常電流検出用電圧を受けるようにされる。
請求項１７の電子装置において、
前記駆動能力制御回路は前記通常電流検出用電圧に基づいた電圧を生成する回路と、
前記電圧に基づいて前記駆動回路の電圧または電流を制御する制御回路と、
を備える。