JP2016208406A - 半導体装置、電力制御用半導体装置、車載用電子制御ユニット及びそれを備えた車両 - Google Patents

Abstract

【課題】精度よく負荷を駆動するのに適した半導体装置、電力制御用半導体装置、車載用電子制御ユニット及びそれを備えた車両を提供すること。
【解決手段】一実施の形態によれば、スイッチング制御回路ＣＴＬ１は、負荷４に流れる電流を制御する出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間の電圧が所定電圧Ｖｃｌを超えた場合、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間を導通させるツェナーダイオードＤ１と、ツェナーダイオードＤ１に電流が流れた場合、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びゲートＧｔ１間を導通させる、カレントミラー回路と、を備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、半導体装置、電力制御用半導体装置、車載用電子制御ユニット及びそれを備えた車両に関し、例えば、精度よく負荷を駆動するのに適した半導体装置、電力制御用半導体装置、車載用電子制御ユニット及びそれを備えた車両に関する。

自動車やバイク等の車両には、エンジン等を電子的に制御する電子制御ユニット（ＥＣＵ(Electronic Control Unit)）が搭載されている。この電子制御ユニットには、エンジン内に設けられたソレノイドインジェクタ等の負荷を駆動する電力制御用半導体装置（ＩＰＤ(Intelligent Power Device)）が設けられている。電力制御用半導体装置は、負荷の電流経路上に設けられた出力トランジスタと、出力トランジスタのオンオフを制御するスイッチング制御回路と、により構成されている。

ここで、電力制御用半導体装置では、ソレノイドやモータ等の誘導性負荷への電流供給をオンからオフに切り替えた場合、負荷に蓄積された電磁エネルギーが放出されることにより逆起電圧が発生する。この逆起電圧によって出力トランジスタが破壊するのを防ぐため、電力制御用半導体装置には、逆起電圧を所定のクランプ電圧までクランプするダイナミッククランプ回路が設けられている。ダイナミッククランプ回路を備えた電力制御用半導体装置は、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３及び特許文献４に開示されている。

特開平６−１０４４４４号公報 特開平１１−２６１０６４号公報 特開２０１４−１６５８４８号公報 特開２０１３−２６８３８号公報

しかしながら、関連技術の電力制御用半導体装置では、負荷電流の変化に応じてクランプ電圧が変化するため、クランプ時間に誤差が生じてしまい、その結果、負荷を精度よく駆動することができない、という問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、半導体装置は、負荷に流れる電流を制御する出力トランジスタの第１端子及び第２端子間の電圧が所定値を超えた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間を導通させる電圧制限回路と、前記電圧制限回路に電流が流れた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間を導通させる、第１カレントミラー回路と、を備える。

一実施の形態によれば、車載用電子制御ユニットは、１又は複数の負荷に流れる電流を制御する１又は複数の電力制御用半導体装置と、外部に設けられたセンサからの情報に基づいて前記１又は複数の電力制御用半導体装置に制御させる演算処理装置と、を備え、前記１又は複数の電力制御用半導体装置の各々は、対応する前記負荷に流れる電流を制御する出力トランジスタと、前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間の電圧が所定値を超えた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間を導通させる電圧制限回路と、前記電圧制限回路に電流が流れた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間を導通させる、第１カレントミラー回路と、を有する。

前記一実施の形態によれば、精度よくクランプ時間を制御することにより精度よく負荷を駆動することが可能な半導体装置、電力制御用半導体装置、車載用電子制御ユニット及びそれを備えた車両を提供することができる。

実施の形態１に係る電子制御システムを搭載した自動車の外観図である。 図１に示す自動車に搭載された電子制御システムのより具体的な構成を示す図である。 実施の形態１に係る電子制御システムの他の構成例を示す図である。 実施の形態１に係る電力制御用半導体装置の構成例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。 図４に示す電力制御用半導体装置と図２３に示す電力制御用半導体装置との効果の違いを説明するための図である。 図４に示す電力制御用半導体装置のチップ搭載例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の第１変形例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の第２変形例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の第３変形例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の第４変形例を示す図である。 図４に示す電力制御用半導体装置の第５変形例を示す図である。 実施の形態２に係る電力制御用半導体装置の構成例を示す図である。 ロードダンプサージの波形を示す図である。 図１３に示す電力制御用半導体装置の変形例を示す図である。 実施の形態３に係る電力制御用半導体装置の構成例を示す図である。 図１６に示す電力制御用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１６に示す電力制御用半導体装置のチップ搭載例を示す図である。 図１６に示す電力制御用半導体装置の変形例を示す図である。 実施の形態４に係る電力制御用半導体装置の構成例を示す図である。 図２０に示す電力制御用半導体装置の変形例を示す図である。 図２１に示す電力制御用半導体装置の効果をより詳細に説明するための図である。 実施の形態に至る前の構想に係る電力制御用半導体装置の構成を示す図である。 図２３に示す電力制御用半導体装置の動作を示すタイミングチャートである。

以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。

＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係る電子制御システムが搭載された自動車の外観図である。なお、図１では、電子制御システムが、自動車の４気筒エンジンに対する燃料噴射を制御するシステムである場合を例に挙げて説明する。

図１に示すように、自動車に搭載された電子制御システムＳＹＳ１は、例えば、自動車の車室内又はエンジンルーム内に設けられた電子制御ユニット（車載用電子制御ユニット）１と、電子制御ユニット１に電源電圧を供給するバッテリー電源２と、電子制御ユニット１により駆動される負荷のソレノイドインジェクタ４＿１〜４＿４と、を備える。

図２は、図１に示す自動車に搭載された電子制御システムＳＹＳ１のより具体的な構成を示す図である。図２に示すように、電子制御システムＳＹＳ１は、電子制御ユニット１と、バッテリー電源２と、負荷のソレノイドインジェクタ４＿１〜４＿４と、吸気マニホールド及びシリンダ１０１＿１〜１０１＿４と、エンジン回転数センサ１０２と、車速センサ１０３と、スロットル開度センサ１０４と、を備える。

電子制御ユニット１は、マイクロコンピュータ（演算処理装置、以下、単にマイコンと称す）１１と、ソレノイドインジェクタ４＿１〜４＿４に流れる電流をそれぞれ制御する電力制御用半導体装置１０＿１〜１０＿４と、を備える。

電力制御用半導体装置１０＿１は、バッテリー電源２とソレノイドインジェクタ４＿１との間に設けられた出力トランジスタＴ１＿１と、出力トランジスタＴ１＿１のオンオフを制御するスイッチング制御回路ＣＴＬ１＿１と、を備える。電力制御用半導体装置１０＿２は、バッテリー電源２とソレノイドインジェクタ４＿２との間に設けられた出力トランジスタＴ１＿２と、出力トランジスタＴ１＿２のオンオフを制御するスイッチング制御回路ＣＴＬ１＿２と、を備える。電力制御用半導体装置１０＿３は、バッテリー電源２とソレノイドインジェクタ４＿３との間に設けられた出力トランジスタＴ１＿３と、出力トランジスタＴ１＿３のオンオフを制御するスイッチング制御回路ＣＴＬ１＿３と、を備える。電力制御用半導体装置１０＿４は、バッテリー電源２とソレノイドインジェクタ４＿４との間に接続された出力トランジスタＴ１＿４と、出力トランジスタＴ１＿４のオンオフを制御するスイッチング制御回路ＣＴＬ１＿４と、を備える。

即ち、図２の例では、出力トランジスタＴ１＿１〜Ｔ１＿４が、何れもローサイドスイッチとして用いられている。また、スイッチング制御回路ＣＴＬ１＿１〜ＣＴＬ１＿４は、出力トランジスタＴ１＿１〜Ｔ１＿４がオンからオフに切り替わったときに誘導性負荷により発生する逆起電圧をクランプ電圧までクランプするアクティブクランプ回路を備える。アクティブクランプ回路の詳細については後述する。

マイコン１１には、図示されていないが安定化された電源電圧が供給されている。マイコン１１は、エンジン回転数センサ１０２、車速センサ１０３及びスロットル開度センサ１０４等の検知結果に基づいて、電力制御用半導体装置１０＿１〜１０＿４に指示を与える。スイッチング制御回路ＣＴＬ１＿１〜ＣＴＬ１＿４は、マイコン１１からの指示（外部入力信号）に基づいてそれぞれ出力トランジスタＴ１＿１〜Ｔ１＿４のオンオフを制御する。それにより、ソレノイドインジェクタ４＿１〜４＿４に流れる電流が制御される。ソレノイドインジェクタ４＿１〜４＿４は、電流が供給されている期間中に燃料を噴射する。噴射された燃料は、それぞれ排気マニホールド及びシリンダ１０１＿１〜１０１＿４に供給される。

なお、燃料の噴射時間は、基本的にはマイコン１１からの指示を受けて出力トランジスタＴ１＿１〜Ｔ１＿４がオンする時間によって決定されるが、逆起電圧の発生でアクティブクランプ回路が動作した場合には、そのときに出力トランジスタＴ１＿１〜Ｔ１＿４がオンする時間（クランプ時間）の影響も受ける。ここで、クランプ時間は、ソレノイドインジェクタを駆動できない無駄な時間であるため、できるだけ短くすることが求められている。クランプ時間を短縮することにより、エンジンの燃焼効率を向上させることができる。

（電子制御システムＳＹＳ１の他の構成例）
図３は、電子制御システムＳＹＳ１の他の構成例を電子制御システムＳＹＳ２として示す図である。図３では、電子制御システムＳＹＳ２がバイクに搭載されている場合を例に挙げて説明する。

図３に示すように、バイクに搭載された電子制御システムＳＹＳ２は、電子制御ユニット１と、電子制御ユニットに電源電圧を供給するバッテリー電源２と、電子制御ユニット１により駆動される負荷であるソレノイドインジェクタ４と、エンジン回転数センサ１０２と、車速センサ１０３と、スロットル開度センサ１０４と、を備える。

電子制御ユニット１は、マイコン１１と、ソレノイドインジェクタ４に流れる電流を制御する電力制御用半導体装置１０と、レギュレータ１２と、ダイオード１３と、を備える。

電力制御用半導体装置１０は、バッテリー電源２とソレノイドインジェクタ４との間に設けられた出力トランジスタＴ１と、出力トランジスタＴ１のオンオフを制御するスイッチング制御回路ＣＴＬ１と、を備える。即ち、図３の例では、出力トランジスタＴ１がローサイドスイッチとして用いられている。また、スイッチング制御回路ＣＴＬ１は、出力トランジスタＴ１がオンからオフに切り替わったときに誘導性負荷にて発生する逆起電圧をクランプ電圧までクランプするアクティブクランプ回路を備える。アクティブクランプ回路の詳細については後述する。

マイコン１１には、バッテリー電源２の電源電圧をレギュレータ１２を用いて最適な電圧に変換したものが供給される。また、バッテリー電源２が誤って逆向きに接続された場合にマイコン１１が破壊するのを防ぐため、マイコン１１とレギュレータ１２との間には逆流防止用のダイオード１３が設けられている。

マイコン１１は、エンジン回転数センサ１０２、車速センサ１０３及びスロットル開度センサ１０４等の検知結果に基づいて、電力制御用半導体装置１０に指示を与える。スイッチング制御回路ＣＴＬ１は、マイコン１１からの指示（外部入力信号）に基づいて出力トランジスタＴ１のオンオフを制御する。それにより、ソレノイドインジェクタ４に流れる電流が制御される。ソレノイドインジェクタ４は、電流が供給されている期間中に燃料を噴射する。噴射された燃料は、排気マニホールド及びシリンダ（不図示）に供給される。

なお、燃料の噴射時間は、基本的にはマイコン１１からの指示を受けて出力トランジスタＴ１がオンする時間によって決定されるが、逆起電圧の発生でアクティブクランプ回路が動作した場合には、そのときに出力トランジスタＴ１がオンする時間（クランプ時間）の影響も受ける。ここで、クランプ時間は、ソレノイドインジェクタを駆動できない無駄な時間であるため、できるだけ短くすることが求められている。クランプ時間を短縮することにより、エンジンの燃焼効率を向上させることができる。

（発明者らによる事前検討）
上記した自動車やバイク等の電子制御システムに設けられた電力制御用半導体装置１０の詳細について説明する前に、本発明者等が事前検討した電力制御用半導体装置５０について説明する。

図２３は、実施の形態に至る前の構想に係る電力制御用半導体装置５０の構成を示す図である。

図２３に示すように、電力制御用半導体装置５０は、出力トランジスタＴ５１と、駆動回路ＤＲ５１と、放電トランジスタＴｄ５１と、ツェナーダイオードＤ５１と、ダイオードＤ５２と、抵抗素子Ｒ５１と、を備える。なお、駆動回路ＤＲ５１、放電トランジスタＴｄ５１、ツェナーダイオードＤ５１、ダイオードＤ５２及び抵抗素子Ｒ５１により、スイッチング制御回路（半導体装置）ＣＴＬ５１が構成されている。以下では、出力トランジスタＴ５１及び放電トランジスタＴｄ５１が何れもＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例に挙げて説明する。

電源電圧端子Ｖｃｃ１には、バッテリー電源２からの電源電圧（以下、電源電圧Ｖｃｃ１とも称す）が供給され、接地電圧端子ＧＮＤには、接地電源５からの接地電圧（以下、接地電圧ＧＮＤとも称す）が供給される。また、入力端子ＩＮには、マイコン等の外部装置から外部入力信号が供給される。出力端子ＯＵＴには、エンジン内に設けられたソレノイドインジェクタ等の誘導性の負荷４が接続される。なお、負荷４には、バッテリー電源３からの電源電圧が供給されているが、バッテリー電源２からの電源電圧が供給されてもよい。

出力トランジスタＴ５１のドレイン及びソースは、それぞれ出力端子ＯＵＴ及び接地電圧端子ＧＮＤに接続される。そして、出力トランジスタＴ５１のゲートには、駆動回路ＤＲ５１からの制御信号Ｓ１が抵抗素子Ｒ５１を介して供給される。つまり、出力トランジスタＴ５１は、負荷４に流れる電流を制御するローサイドスイッチとして用いられている。

放電トランジスタＴｄ５１のドレインは、抵抗素子Ｒ５１を介して出力トランジスタＴ５１のゲートに電気的に接続され、放電トランジスタＴｄ５１のソースは、出力トランジスタＴ５１のソースに接続される。そして、放電トランジスタＴｄ５１のゲートには、駆動回路ＤＲ５１からの制御信号Ｓ２が供給される。

駆動回路ＤＲ５１は、電源電圧Ｖｃｃ１及び接地電圧ＧＮＤによって駆動され、外部から入力端子ＩＮに供給された外部入力信号に応じた制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。

例えば、負荷４を駆動するためにＨレベルの外部入力信号が供給された場合、駆動回路ＤＲ５１はＨレベルの制御信号Ｓ１及びＬレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ５１のゲートにはＨレベルの制御信号Ｓ１が供給され、かつ、Ｌレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ５１がオフするため、出力トランジスタＴ５１はオンする。

一方、負荷４の駆動を停止するためにＬレベルの外部入力信号が供給された場合、駆動回路ＤＲ５１はＬレベルの制御信号Ｓ１及びＨレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ５１のゲートにはＬレベルの制御信号Ｓ１が供給される。また、Ｈレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ５１がオンするため、出力トランジスタＴ５１のゲート電荷が抵抗素子Ｒ５１、放電トランジスタＴｄ５１を介して接地電圧端子ＧＮＤに放電される。そのため、出力トランジスタＴ５１はオフする。

ツェナーダイオードＤ５１及びダイオードＤ５２は、出力トランジスタＴ５１を過電圧から保護するダイナミッククランプ回路を構成している。一般的に、誘導性の負荷４への電流の供給をオンからオフに切り替えた場合、負荷４に蓄積された電磁エネルギーが放出されることにより逆起電圧が発生する。ダイナミッククランプ回路は、この逆起電圧により出力トランジスタＴ５１が破壊するのを防ぐため、出力端子ＯＵＴの電圧を所定のクランプ電圧までクランプしている。

具体的には、ツェナーダイオードＤ５１のカソードは、出力端子ＯＵＴに接続され、ツェナーダイオードＤ５１のアノードは、ダイオードＤ５２のアノードに接続される。ダイオードＤ５２のカソードは、出力トランジスタＴ５１のゲートに接続される。

そして、出力端子ＯＵＴの電圧（より詳細には、出力端子ＯＵＴ及び接地電圧端子ＧＮＤ間の差電圧）が、ツェナーダイオードＤ５１の耐圧、ダイオードＤ５２の順方向電圧、及び、出力トランジスタＴ５１の閾値電圧を合計した電圧であるクランプ電圧を超えた場合に、出力端子ＯＵＴの電圧をクランプ電圧までクランプする。

（電力制御用半導体装置５０の動作）
続いて、図２４を用いて電力制御用半導体装置５０の動作を説明する。
図２４は、電力制御用半導体装置５０の動作を示すタイミングチャートである。なお、以下では、外部入力信号がＨレベルの場合に出力トランジスタＴ５１がオンし、外部入力信号がＬレベルの場合に出力トランジスタＴ５１がオフする場合を例に挙げて説明する。

まず、外部入力信号がＬレベルからＨレベルに変化すると（時刻ｔ５１）、駆動回路ＤＲ５１はＨレベルの制御信号Ｓ１及びＬレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ５１のゲートにはＨレベルの制御信号Ｓ１が供給され、かつ、Ｌレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ５１がオフするため、出力トランジスタＴ５１はオンする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に対して電流が流れる。なお、このとき、出力トランジスタＴ５１のゲート電圧はドレイン電圧より高くなるが、ダイオードＤ５２により出力トランジスタＴ５１のゲート側からドレイン側への電流の逆流は防止される。

その後、外部入力信号がＨレベルからＬレベルに変化すると（時刻ｔ５２）、駆動回路ＤＲ５１はＬレベルの制御信号Ｓ１及びＨレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ５１のゲートにはＬレベルの制御信号Ｓ１が供給される。また、Ｈレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ５１がオンするため、出力トランジスタＴ５１のゲート電荷が抵抗素子Ｒ５１及び放電トランジスタＴｄ５１を介して接地電圧端子ＧＮＤに放電される。そのため、出力トランジスタＴ５１はオフする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に流れる電流が遮断される（時刻ｔ５４）。

ここで、出力トランジスタＴ５１がオンしている間、誘導性の負荷４には電磁エネルギーが蓄えられる。そのため、出力トランジスタＴ５１をオンからオフに切り替えると、負荷４に蓄えられた電磁エネルギーが放出され、出力端子ＯＵＴに正方向に逆起電圧が発生する。その結果、出力端子ＯＵＴにはバッテリー電源３よりも高い電圧が誘起される（時刻ｔ５３）。

逆起電圧により出力端子ＯＵＴの電圧がクランプ電圧より大きくなると、出力端子ＯＵＴからツェナーダイオードＤ５１、ダイオードＤ５２、抵抗素子Ｒ５１及び放電トランジスタＴｄ５１を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流が流れる。それにより、出力トランジスタＴ５１は、ゲート電圧が上昇するためオンする。それにより、出力端子ＯＵＴから出力トランジスタＴ５１を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの電圧は、クランプ電圧までクランプされる（時刻ｔ５３〜時刻ｔ５４）。

なお、クランプ電圧は、出力トランジスタＴ５１のドレイン−ソース間電圧が耐圧を超える前にクランプ動作が実行されるような値に設定される。それにより、出力トランジスタＴ５１の特性劣化や破壊を防ぐことができる。

しかしながら、電力制御用半導体装置５０の構成では、クランプ電圧が負荷電流（出力端子ＯＵＴに流れる電流）の変化に応じて変化するため、クランプ時間を精度よく制御することができなかった。その結果、電力制御用半導体装置５０は、負荷４を精度よく駆動することができないという問題があった。以下、具体的に説明する。

電力制御用半導体装置５０の構成では、クランプ電圧は、上記したようにツェナーダイオードＤ５１の耐圧、ダイオードＤ５２の順方向電圧、及び、出力トランジスタＴ５１の閾値電圧を合計した電圧である。ここで、出力端子ＯＵＴに流れる電流が少なくなるほど出力トランジスタＴ５１の閾値電圧は小さくなるため、それに伴って、クランプ電圧も小さくなる。実際のクランプ動作では、クランプ動作の開始時には出力端子ＯＵＴに流れる電流の値が大きくクランプ電圧は大きいが、時間の経過とともに出力端子ＯＵＴに流れる電流の値が小さくなりクランプ電圧は小さくなる。その結果、クランプ時間は、誘導性負荷を駆動できない無駄な時間であるにも関わらず、意図した時間よりも長くなってしまう。また、負荷の種類が変わった場合にも、負荷電流が変わるため、クランプ時間が変化してしまう。

特に、ソレノイドインジェクタを用いて燃料噴射の制御を行う自動車やバイク等の燃料噴射システムでは、燃料噴射時間により燃料の噴射量が制御される。ここで、燃料噴射時間は、出力トランジスタＴ５１を意図的にオンする時間と、アクティブクランプ回路の動作時に出力トランジスタがオンする時間（クランプ時間）と、を合計した時間である。出力トランジスタＴ５１を意図的にオンする時間は、マイコン等によって精度よく制御されるが、クランプ時間は、上記したように意図した時間よりも長くなってしまうため、クランプ時間の増加によって生じる燃料噴射時間の誤差が燃費等に影響を及ぼしてしまう。したがって、クランプ時間をできるだけ短くすること、即ち、クランプ時間を精度よく制御することは非常に重要である。

そこで、精度よくクランプ時間を制御して精度よく負荷を駆動することができるように、本実施の形態にかかる電力制御用半導体装置１０が見出された。

（電力制御用半導体装置１０の構成）
図４は、電力制御用半導体装置１０の構成例を示す図である。

図４に示すように、電力制御用半導体装置１０は、出力トランジスタＴ１と、駆動回路ＤＲ１と、放電トランジスタＴｄ１と、ツェナーダイオード（電圧制限回路）Ｄ１と、ダイオードＤ２と、抵抗素子Ｒ１と、トランジスタＴｒ１と、トランジスタＴｒ２と、を備える。なお、駆動回路ＤＲ１、放電トランジスタＴｄ１、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ１及びトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２により、スイッチング制御回路（半導体装置）ＣＴＬ１が構成されている。

以下では、出力トランジスタＴ１及び放電トランジスタＴｄ１が何れもＮチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタであって、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が何れもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例に挙げて説明する。ただし、出力トランジスタＴ１及び放電トランジスタＴｄ１は、何れもＮＰＮバイポーラトランジスタであってもよく、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、何れもＰＮＰバイポーラトランジスタであってもよい。

電源電圧端子Ｖｃｃ１には、バッテリー電源２からの電源電圧（以下、電源電圧Ｖｃｃ１とも称す）が供給され、接地電圧端子ＧＮＤには、接地電源５からの接地電圧（以下、接地電圧ＧＮＤとも称す）が供給される。また、入力端子ＩＮには、マイコン等の外部装置から外部入力信号が供給される。

出力端子ＯＵＴとバッテリー電源３との間には、エンジン内に設けられたソレノイドインジェクタ等の誘導性の負荷４が接続される。なお、バッテリー電源３とバッテリー電源２とは共通化されていてもよい。

出力トランジスタＴ１のドレイン（端子）Ｄｒ１は、ノードＮ１１を介して出力端子ＯＵＴに接続され、出力トランジスタＴ１のソース（端子）Ｓｒ１は、ノードＮ１３を介して接地電圧端子ＧＮＤに接続される。そして、出力トランジスタＴ１のゲート（制御端子）Ｇｔ１には、駆動回路ＤＲ１からの制御信号Ｓ１が抵抗素子Ｒ１及びノードＮ１２を介して供給される。即ち、出力トランジスタＴ１は、負荷４に流れる電流を制御するローサイドスイッチとして用いられている。

放電トランジスタＴｄ１のドレインは、抵抗素子Ｒ１を介して出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１に電気的に接続され、放電トランジスタＴｄ１のソースは、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。そして、放電トランジスタＴｄ１のゲートには、駆動回路ＤＲ１からの制御信号Ｓ２が供給される。

駆動回路ＤＲ１は、電源電圧Ｖｃｃ１及び接地電圧ＧＮＤによって駆動され、外部から入力端子ＩＮに供給された外部入力信号に応じた制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。

例えば、負荷４を駆動するためにＨレベルの外部入力信号が供給された場合、駆動回路ＤＲ１はＨレベルの制御信号Ｓ１及びＬレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１にはＨレベルの制御信号Ｓ１が供給され、かつ、Ｌレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオフするため、出力トランジスタＴ１はオンする。

一方、負荷４の駆動を停止するためにＬレベルの外部入力信号が供給された場合、駆動回路ＤＲ１はＬレベルの制御信号Ｓ１及びＨレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１にはＬレベルの制御信号Ｓ１が供給される。また、Ｈレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオンするため、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１の電荷が抵抗素子Ｒ１、放電トランジスタＴｄ１を介して接地電圧端子ＧＮＤに放電される。そのため、出力トランジスタＴ１はオフする。

ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２及びトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、出力トランジスタＴ１を過電圧から保護するダイナミッククランプ回路を構成している。一般的に、誘導性の負荷４への電流供給をオンからオフに切り替えた場合、負荷４に蓄積された電磁エネルギーが放出されることにより逆起電圧が発生する。ダイナミッククランプ回路は、この逆起電圧による出力トランジスタＴ１の破壊を防ぐため、出力端子ＯＵＴの電圧が所定のクランプ電圧を超えた場合に、出力端子ＯＵＴの電圧をクランプ電圧までクランプしている。

具体的には、トランジスタＴｒ１では、ソースが出力端子ＯＵＴ（換言すると、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１）に接続され、ドレイン及びゲートがトランジスタＴｒ２のゲート及びツェナーダイオードＤ１のカソードに接続される。ツェナーダイオードＤ１のアノードは、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。トランジスタＴｒ２では、ソースが出力端子ＯＵＴに接続され、ドレインがダイオードＤ２のアノードに接続される。ダイオードＤ２のカソードは、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１に接続される。ここで、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、カレントミラー回路を構成している。

そして、出力端子ＯＵＴの電圧（より詳細には、出力端子ＯＵＴ及び接地電圧端子ＧＮＤ間の差電圧）が、ツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ１の閾値電圧を合計した電圧であるクランプ電圧を超えた場合に、出力端子ＯＵＴの電圧をクランプ電圧までクランプする。

（電力制御用半導体装置１０の動作）
続いて、図５を用いて電力制御用半導体装置１０の動作を説明する。
図５は、電力制御用半導体装置１０の動作を示すタイミングチャートである。なお、以下では、外部入力信号がＨレベルの場合に出力トランジスタＴ１がオンし、外部入力信号がＬレベルの場合に出力トランジスタＴ１がオフする場合を例に挙げて説明する。

まず、外部入力信号がＬレベルからＨレベルに変化すると（時刻ｔ１１）、駆動回路ＤＲ１はＨレベルの制御信号Ｓ１及びＬレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１にはＨレベルの制御信号Ｓ１が供給され、かつ、Ｌレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオフするため、出力トランジスタＴ１はオンする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に対して電流が流れる。なお、このとき、出力トランジスタＴ１のゲート電圧はドレイン電圧より高くなるが、ダイオードＤ２により出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１側からトランジスタＴｒ２を介してドレインＤｒ１側への電流の逆流は防止される。

その後、外部入力信号がＨレベルからＬレベルに変化すると（時刻ｔ１２）、駆動回路ＤＲ１はＬレベルの制御信号Ｓ１及びＨレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１にはＬレベルの制御信号Ｓ１が供給される。また、Ｈレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオンするため、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１の電荷が抵抗素子Ｒ１及び放電トランジスタＴｄ１を介して接地電圧端子ＧＮＤに放電される。そのため、出力トランジスタＴ１はオフする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に流れる電流が遮断される（時刻ｔ１４）。

ここで、出力トランジスタＴ１がオンしている間、誘導性の負荷４には電磁エネルギーが蓄えられる。そのため、出力トランジスタＴ１をオンからオフに切り替えると、負荷４に蓄えられた電磁エネルギーが放出され、出力端子ＯＵＴに正方向に逆起電圧が発生する。その結果、出力端子ＯＵＴにはバッテリー電源３よりも高い電圧が誘起される（時刻ｔ１３）。

逆起電圧により出力端子ＯＵＴの電圧がクランプ電圧（＝ツェナーダイオードＤ１の耐圧＋トランジスタＴｒ１の閾値電圧）より大きくなると、出力端子ＯＵＴからトランジスタＴｒ１及びツェナーダイオードＤ１を介して接地電圧端子ＧＮＤ（以下、電流経路Ｐ１とも称す）に電流が流れ始める。それにより、トランジスタＴｒ２には、トランジスタＴｒ１に流れる電流に比例した電流が流れる。つまり、出力端子ＯＵＴからトランジスタＴｒ２、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ１及び放電トランジスタＴｄ１を介して接地電圧端子ＧＮＤ（以下、電流経路Ｐ２とも称す）に電流が流れる。それにより、出力トランジスタＴ１は、ゲート電圧が上昇するためオンする。それにより、出力端子ＯＵＴから出力トランジスタＴ１を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの電圧は、クランプ電圧までクランプされる（時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４）。このとき、出力端子ＯＵＴに流れる電流（負荷４に流れる電流）は、電磁エネルギーの放出により連続的に指数関数的に減少している。

なお、クランプ電圧は、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間電圧が耐圧を超える前にクランプ動作が実行されるような値に設定される。それにより、出力トランジスタＴ１の特性劣化や破壊を防ぐことができる。

ここで、上記したように、クランプ電圧はツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ１の閾値電圧を合計した電圧である。したがって、クランプ電圧は出力端子ＯＵＴの電流が変化しても変化しない。それにより、クランプ時間は精度よく制御される。また、クランプ動作中のクランプ電圧は常に高い値に維持される。そのため、クランプ時間は短縮される。その結果、電力制御用半導体装置１０は、負荷４を精度よく駆動することができる。

図６は、電力制御用半導体装置１０と電力制御用半導体装置５０との効果の違いを説明するための図である。電力制御用半導体装置１０のクランプ電圧が負荷電流に依存しないことは、以下の説明により、より明確になる。

図６に示すように、比較例に係る電力制御用半導体装置５０のクランプ電圧は、ツェナーダイオードＤ５１の耐圧、ダイオードＤ５２の順方向電圧、及び、出力トランジスタＴ５１の閾値電圧を合計した電圧である。ここで、ツェナーダイオードＤ５１の耐圧及びダイオードＤ５２の順方向電圧は負荷電流に依存せずに一定の値を示す。それに対し、出力トランジスタＴ５１の閾値電圧は負荷電流の変化に応じて変化する。そのため、クランプ開始時は負荷電流が大きくクランプ電圧は大きいが、クランプ時間の経過とともに負荷電流が小さくなりクランプ電圧は小さくなる。つまり、クランプ電圧には大きな負荷電流依存性が生じる。その結果、クランプ時間は、意図せずに長くなってしまう。

それに対し、本実施の形態に係る電力制御用半導体装置１０のクランプ電圧は、ツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ１の閾値電圧を合計した電圧である。ここで、クランプ電圧を決定する電流経路が出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間に形成されているため、ツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ１の閾値電圧は負荷電流に依存せずに一定の値を示す。そのため、クランプ動作中のクランプ電圧は常に一定の高い値を示す。つまり、クランプ電圧には負荷電流依存性がほとんど生じない。その結果、クランプ時間は、意図したとおりに短縮される。

このように、電力制御用半導体装置１０の構成では、出力端子ＯＵＴに流れる電流が変化してもクランプ電圧が変化しないため、クランプ時間が精度よく制御される。具体的には、クランプ時間が短縮される。その結果、電力制御用半導体装置１０は、負荷４を精度よく駆動することができる。例えば、電力制御用半導体装置１０が自動車やバイク等の電子制御システムに搭載された場合、クランプ時間中に噴射される燃料を最小限に留めることができる。また、クランプ時間を正確に予測することが可能となるため、クランプ時間を考慮した燃料噴射量を正確に見積もることができる。その結果、エンジンの燃料効率を向上させることができる。

なお、仮に、クランプ時に出力トランジスタＴ１を強制的にオンするためのゲート電圧の供給元と、負荷４に供給される電源電圧の供給元と、が異なる構成の場合において、ゲート電圧の供給元が未接続の場合、逆起電力により出力端子ＯＵＴの電圧が上昇しても出力トランジスタＴ１を強制的にオンにすることができなくなってしまう。また、出力トランジスタＴ１のゲート電圧を制御するためにバイポーラトランジスタが設けられている場合、負荷電流を制限することによりバイポーラトランジスタに印加される電圧を制限する必要があるため、クランプ動作中の負荷電流の減少が緩やかになってしまう。その結果、クランプ時間が長くなってしまう。

それに対し、電力制御用半導体装置１０の構成では、クランプ時に出力トランジスタＴ１を強制的にオンするためのゲート電圧の供給元と、負荷４に供給される電源電圧の供給元とが同じである。そのため、電力制御用半導体装置１０は、逆起電力により出力端子ＯＵＴの電圧が上昇した場合に確実に出力トランジスタＴ１をオンにすることができる。

本実施の形態では、出力トランジスタＴ１がローサイドスイッチとして使用された場合を例に説明したが、これに限られず、ハイサイドスイッチとして使用されてもよい。

（チップ搭載例）
図７は、電力制御用半導体装置１０のチップ搭載例を示す図である。

図７の例では、電力制御用半導体装置１０を構成する出力トランジスタＴ１及びスイッチング制御回路ＣＴＬ１が、それぞれチップＣＨＰ１及びチップＣＨＰ２上に設けられている。ただし、電力制御用半導体装置１０を構成する出力トランジスタＴ１及びスイッチング制御回路ＣＴＬ１は、モノシリックで構成されてもよい。

チップＣＨＰ２上に設けられたスイッチング制御回路ＣＴＬ１には、外部からパッドＰｄ２６を介して出力トランジスタＴ１のオンオフを制御するための入力信号が供給され、パッドＰｄ２４を介してバッテリー電源２からの電源電圧が供給され、パッドＰｄ２５を介して接地電源５からの接地電圧が供給される。そして、スイッチング制御回路ＣＴＬ１のノードＮ１１〜Ｎ１３は、それぞれ、チップＣＨＰ２のパッドＰｄ２１〜Ｐｄ２３と、チップＣＨＰ１のパッドＰｄ１１〜Ｐｄ１３とを介して、チップＣＨＰ１上に設けられた出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１、ゲートＧｔ１及びソースＳｒ１に接続される。なお、チップＣＨＰ１，ＣＨＰ２間はボンディングワイヤを介して接続される。

なお、スイッチング制御回路ＣＴＬ１には、過電圧保護回路に加えて、他の保護回路が設けられてもよい。例えば、スイッチング制御回路ＣＴＬ１には、出力トランジスタＴ１を過電流から保護する過電流保護回路（不図示）や、出力トランジスタＴ１を過温度から保護する過温度保護回路（不図示）等が設けられてもよい。また、これらの保護回路の出力結果を外部に出力する端子及びパッドがさらに設けられてもよい。これらの保護回路の出力結果を観測することで、電力制御用半導体装置１０の状態を知ることができるため、機能の安全性を高めることができる。

（電力制御用半導体装置１０の第１変形例）
図８は、電力制御用半導体装置１０の第１変形例を電力制御用半導体装置１０ａとして示す図である。

図８に示すように、電力制御用半導体装置１０ａは、電力制御用半導体装置１０と比較して、トランジスタＴｒ１及びツェナーダイオードＤ１に直列接続された抵抗素子Ｒ２をさらに備える。電力制御用半導体装置１０ａのその他の構成については、電力制御用半導体装置１０と同様であるため、その説明を省略する。

抵抗素子Ｒ２は、電流経路Ｐ１が導通したときにツェナーダイオードＤ１に流れる電流を制限する電流制限素子としての役割を果たす。ツェナーダイオードＤ１に流れる電流を制限することにより、ツェナーダイオードＤ１のブレークダウン電圧を安定させることができる。

なお、抵抗素子Ｒ２の代わりに、ゲート−ドレイン間をショートさせたＮチャネルＭＯＳトランジスタや、デプレション型のＮチャネルＭＯＳトランジスタ等、ツェナーダイオードＤ１に流れる電流を制限することが可能な素子が設けられてもよい。

（電力制御用半導体装置１０の第２変形例）
図９は、電力制御用半導体装置１０の第２変形例を電力制御用半導体装置１０ｂとして示す図である。

図９に示すように、電力制御用半導体装置１０ｂは、電力制御用半導体装置１０と比較して、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４をさらに備える。以下では、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例に挙げて説明する。

電力制御用半導体装置１０ｂの構成では、ツェナーダイオードＤ１がトランジスタＴｒ３とともに電流経路Ｐ１上に設けられ、トランジスタＴｒ１がトランジスタＴｒ４とともに電流経路Ｐ１とは異なる電流経路（電流経路Ｐ３）上に設けられている。

具体的には、ツェナーダイオードＤ１のカソードは、出力端子ＯＵＴに接続される。トランジスタＴｒ３では、ドレイン及びゲートがツェナーダイオードＤ１のアノード及びトランジスタＴｒ４のゲートに接続され、ソースが出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。トランジスタＴｒ１では、ソースが出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン及びゲートがトランジスタＴｒ２のゲート及びトランジスタＴｒ４のドレインに接続される。トランジスタＴｒ４のソースは、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。

なお、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４は、カレントミラー回路を構成している。また、トランジスタＴｒ３は、電流経路Ｐ１が導通したときにツェナーダイオードＤ１に流れる電流を制限する電流制限素子としての役割を果たす。ツェナーダイオードＤ１に流れる電流を制限することにより、ツェナーダイオードＤ１のブレークダウン電圧を安定させることができる。

ここで、逆起電圧等により出力端子ＯＵＴの電圧がツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ３の閾値電圧を合計した電圧であるクランプ電圧より大きくなると、出力端子ＯＵＴからツェナーダイオードＤ１及びトランジスタＴｒ３を介して接地電圧端子ＧＮＤ（即ち、電流経路Ｐ１）に電流が流れ始める。それにより、トランジスタＴｒ４には、トランジスタＴｒ３に流れる電流に比例した電流が流れる。つまり、出力端子ＯＵＴからトランジスタＴｒ１，Ｔｒ４を介して接地電圧端子ＧＮＤ（即ち、電流経路Ｐ３）に電流が流れる。それにより、トランジスタＴｒ２には、トランジスタＴｒ１に比例した電流が流れる。つまり、出力端子ＯＵＴからトランジスタＴｒ２、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ１及び放電トランジスタＴｄ１を介して接地電圧端子ＧＮＤ（即ち、電流経路Ｐ２）に電流が流れる。それにより、出力トランジスタＴ１は、ゲート電圧が上昇するためオンする。それにより、出力端子ＯＵＴから出力トランジスタＴ１を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの電圧は、クランプ電圧までクランプされる。

電力制御用半導体装置１０ｂでは、電力制御用半導体装置１０の場合と同様に、出力端子ＯＵＴの電流が変化してもクランプ電圧が変化しないため、クランプ動作中のクランプ電圧は高い値に維持される。それにより、電力制御用半導体装置１０ｂは、精度よくクランプ時間を制御することができるため、精度よく負荷４を駆動することができる。

（電力制御用半導体装置１０の第３変形例）
図１０は、電力制御用半導体装置１０の第３変形例を電力制御用半導体装置１０ｃとして示す図である。

図１０に示すように、電力制御用半導体装置１０ｃは、電力制御用半導体装置１０ｂと比較して、電流経路Ｐ２，Ｐ３の高電位側の接続先が異なる。具体的には、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ソースが、出力端子ＯＵＴの代わりに電源電圧端子Ｖｃｃ１に接続される。電力制御用半導体装置１０ｃのその他の構成については、電力制御用半導体装置１０ｂの場合と同様であるため、その説明を省略する。

このように、電力制御用半導体装置１０ｃは、電流経路Ｐ１と電流経路Ｐ２，Ｐ３とで電流の供給元が異なる場合でも、電力制御用半導体装置１０とほぼ同等の効果を奏することができる。

（電力制御用半導体装置１０の第４変形例）
図１１は、電力制御用半導体装置１０の第４変形例を電力制御用半導体装置１０ｄとして示す図である。

図１１に示すように、電力制御用半導体装置１０ｄは、電力制御用半導体装置１０ａと比較して、単体のツェナーダイオードＤ１に代えて直列接続された複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ（ｎは２以上の整数）を備える。各ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎには、温度依存性の小さい約６Ｖ程度の耐圧のツェナーダイオードが用いられている。電力制御用半導体装置１０ｄのその他の構成については、電力制御用半導体装置１０ａの場合と同様であるため、その説明を省略する。

各ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎはＰ型半導体及びＮ型半導体を接合することにより形成され、その耐圧及び耐圧の温度特性はＰ型半導体及びＮ型半導体の濃度によって決まる。また、一般的に、ダイオードのブレークダウンは、耐圧の低い領域ではツェナー降伏現象により発生し、耐圧の高い領域ではアバランシェ降伏現象により発生する。したがって、耐圧の低い領域では負の温度依存性を示し、耐圧の高い領域では正の温度依存性を示す。

ここで、約６Ｖ程度の耐圧は、ツェナー降伏現象により発生するブレークダウンとアバランシェ降伏現象により発生するブレークダウンとの境界となる。そのため、約６Ｖ程度の耐圧のツェナーダイオードの温度依存性は非常に小さくなる。また、約６Ｖ程度の耐圧のツェナーダイオードは、高濃度のＰ型半導体及びＮ型半導体により形成されるため、濃度ばらつきが小さく、耐圧ばらつきが小さい。そのため、約６Ｖ程度の耐圧の複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎを用いることにより、製造ばらつきや温度ばらつきの小さいダイナミッククランプ回路を実現することができる。つまり、クランプ時間のばらつきの小さいダイナミッククランプ回路を実現することができる。

（電力制御用半導体装置１０の第５変形例）
図１２は、電力制御用半導体装置１０の第５変形例を電力制御用半導体装置１０ｅとして示す図である。

図１２に示すように、電力制御用半導体装置１０ｅは、電力制御用半導体装置１０ｄと比較して、複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎに直列かつ逆向きに接続されたダイオードＤ３をさらに備える。具体的には、ダイオードＤ３のアノードは、ツェナーダイオードＤ１＿１のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは、抵抗素子Ｒ２の一端に接続されている。

ダイオードＤ３は、複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎとともに、電流経路Ｐ１の温度依存性をさらに低減するために用いられる。具体的には、複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎが正の温度依存性を示す場合、負の温度依存性を有するダイオードＤ３を設けることで、電流経路Ｐ１の温度依存性をさらに低減することができる。

なお、単体のダイオードＤ３が設けられる代わりに、直列接続された複数のダイオードＤ３＿１〜Ｄ３＿ｍ（ｍは２以上の整数）が設けられてもよい。要するに、ツェナーダイオードＤ１及びダイオードＤ３の数は任意に設定可能である。

＜実施の形態２＞
図１３は、実施の形態２に係る電力制御用半導体装置１０ｆの構成例を示す図である。
電力制御用半導体装置１０ｆは、ロードダンプ等によりサージ電圧が発生した場合、サージ電圧が電子制御システムに印加されるのを防ぐため、出力トランジスタＴ１の過電圧保護機能をインアクティブにする機能を有する。以下、具体的に説明する。

例えば、自動車やバイク等の車両では、電源ラインの断線等によりバッテリー電源がオルタネータ（発電機）から外れた場合、つまり、ロードダンプが発生した場合、オルタネータの負荷が変化して電源電圧端子（Ｖｃｃ２）にサージ電圧が誘起される。

図１４は、ロードダンプサージの波形を示す図である。
図１４を参照すると、ロードダンプサージは、その時定数が４００ｍｓ程度であり、電源電圧端子（Ｖｃｃ２）に正の電圧として現れる。一般的に、１２Ｖのバッテリー電源が用いられている場合、ロードダンプによるサージ電圧は、電子制御システム上では４０Ｖにクランプされている。

ここで、ロードダンプサージは、誘導性負荷の電磁エネルギーよりもはるかに大きなエネルギーを持つため、ロードダンプサージが発生したときにアクティブクランプ回路が動作すると、出力トランジスタＴ１が熱破壊してしまう可能性がある。そのため、ロードダンプサージが発生してもアクティブクランプ回路が動作しないように、出力トランジスタＴ１の耐圧＞クランプ電圧＞ロードダンプによるサージ電圧、の関係を満たすように設計されるのが一般的である。

しかしながら、出力トランジスタＴ１の耐圧及び単位面積当たりのオン抵抗はトレードオフの関係にあり、同じオン抵抗の出力トランジスタＴ１の場合、耐圧が高いほどチップ面積が大きくなりコスト高となる。そのため、出力トランジスタＴ１の耐圧は、できるだけ低くすることが望まれている。具体的には、ロードダンプによるサージ電圧が最大４０Ｖの場合、出力トランジスタＴ１の耐圧は最小４０Ｖになるように設計されることが望まれている。

そこで、電力制御用半導体装置１０ｆは、逆起電圧の発生時にはアクティブになり、ロードダンプサージの発生時にはインアクティブになるダイナミッククランプ回路を備えることで、出力トランジスタＴ１の耐圧をサージ電圧近傍まで低くすることを可能にしている。

（電力制御用半導体装置１０ｆの構成）
図１３に示すように、電力制御用半導体装置１０ｆは、電力制御用半導体装置１０ｅと比較して、トランジスタＴｒ５と、コンパレータＣＭＰ１と、をさらに備える。また、電力制御用半導体装置１０ｆには、バッテリー電源３からの電源電圧（以下、電源電圧Ｖｃｃ２とも称する）が供給される電源電圧端子Ｖｃｃ２がさらに設けられている。

以下では、トランジスタＴｒ５がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例に挙げて説明する。ただし、トランジスタＴｒ５は、ＮＰＮバイポーラトランジスタであってもよい。

コンパレータＣＭＰ１は、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧（即ち、バッテリー電源３の電源電圧）と、出力端子ＯＵＴの電圧と、を比較して、その比較結果を出力する。具体的には、コンパレータＣＭＰ１では、非反転入力端子が出力端子ＯＵＴに接続され、反転入力端子が電源電圧端子Ｖｃｃ２に接続され、出力端子がトランジスタＴｒ５のゲートに接続される。

トランジスタＴｒ５は、電流経路Ｐ１上に設けられ、コンパレータＣＭＰ１の比較結果に基づいてオンオフを切り替えることにより、電流経路Ｐ１の導通状態を制御する。具体的には、トランジスタＴｒ５では、ソースがダイオードＤ３のアノードに接続され、ドレインがツェナーダイオードＤ１＿１のアノードに接続され、ゲートにコンパレータＣＭＰ１の比較結果が供給される。

ここで、誘導性の負荷４によって出力端子ＯＵＴに誘起される逆起電圧と、ロードダンプによって電源電圧端子Ｖｃｃ２に誘起されるサージ電圧とは、何れも正の電圧である。そこで、出力端子ＯＵＴの電圧及び電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧をコンパレータＣＭＰ１を用いて比較することにより、逆起電圧及びロードダンプサージの何れが発生したかを判定する。

例えば、逆起電圧により出力端子ＯＵＴの電圧が上昇した場合、出力端子ＯＵＴの電圧＞電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧となるため、コンパレータＣＭＰ１は、Ｈレベルの比較結果を出力する。それにより、トランジスタＴｒ５がオンするため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は導通する。即ち、アクティブクランプ回路はアクティブになる。その結果、出力トランジスタＴ１がオンするため、逆起電圧により上昇した出力端子ＯＵＴの電圧は、クランプ電圧（＝トランジスタＴｒ１の閾値電圧＋ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎのそれぞれの耐圧＋トランジスタＴｒ５の閾値電圧＋ダイオードＤ３の順方向電圧＋抵抗素子Ｒ２による降下電圧）までクランプされる。つまり、逆起電圧に対する過電圧保護が行われる。

また、例えば、出力トランジスタＴ１のオン時にロードダンプが発生した場合、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧及び出力端子ＯＵＴの電圧は上昇する。しかし、負荷４及び出力トランジスタＴ１を介して電流が流れるため、負荷４の抵抗による電圧降下により、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧＞出力端子ＯＵＴの電圧となる。したがって、コンパレータＣＭＰ１は、Ｌレベルの比較結果を出力する。それにより、トランジスタＴｒ５がオフするため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は非導通状態となる。即ち、アクティブクランプ回路はインアクティブになる。そのため、ロードダンプサージに対する過電圧保護は行われない。

一方、出力トランジスタＴ１のオフ時にロードダンプが発生した場合、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧及び出力端子ＯＵＴの電圧は上昇する。ここで、負荷４及び出力トランジスタＴ１を介して電流が流れないため、電源電圧Ｖｃｃ２の電圧＝出力端子ＯＵＴとなる。この場合でもロードダンプの発生を検出できるようにするため、コンパレータＣＭＰ１は、非反転入力端子と反転入力端子との間に意図的にオフセット電圧を持つように構成される。具体的には、コンパレータＣＭＰ１は、反転入力端子が非反転入力端子に対して正のオフセット電圧を持つように構成される。それにより、コンパレータＣＭＰ１は、出力トランジスタＴ１のオフ時にロードダンプが発生した場合でも、Ｌレベルの比較結果を出力することができる。つまり、コンパレータＣＭＰ１は、出力トランジスタＴ１のオフ時でもロードダンプの発生を正確に検出することができる。コンパレータＣＭＰ１からＬレベルの比較結果が出力されると、トランジスタＴｒ５がオフするため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は非導通状態となる。即ち、アクティブクランプ回路はインアクティブになる。そのため、ロードダンプサージに対する過電圧保護は行われない。

このように、電力制御用半導体装置１０ｆは、ロードダンプ等によりサージ電圧が発生した場合、出力トランジスタＴ１の過電圧保護機能をインアクティブにする。それにより、サージ電圧が電子制御システムに印加されるのを防ぐことができる。また、電力制御用半導体装置１０ｆでは、出力トランジスタＴ１の耐圧をロードダンプ等によるサージ電圧近傍まで低く設定することができるため、出力トランジスタＴ１の面積を小さくすることができ、その結果、コストを低減することができる。

（電力制御用半導体装置１０ｆの変形例）
図１５は、電力制御用半導体装置１０ｆの変形例を電力制御用半導体装置１０ｇとして示す図である。

図１５に示すように、電力制御用半導体装置１０ｇは、電力制御用半導体装置１０ｆと比較して、抵抗素子Ｒ３１〜Ｒ３４をさらに備える。具体的には、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２は、電源電圧端子Ｖｃｃ２と接地電圧端子ＧＮＤとの間に直列に設けられる。抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４は、出力端子ＯＵＴと接地電圧端子ＧＮＤとの間に直列に設けられる。そして、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２間のノードは、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に接続され、抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４間のノードは、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に接続される。

抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２は、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧を抵抗分圧して得られる低電圧を出力する。抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４は、出力端子ＯＵＴの電圧を抵抗分圧して得られる低電圧を出力する。それにより、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子及び非反転入力端子に過電圧が印加されるのを防ぐことができる。

なお、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子及び非反転入力端子に過電圧が印加されるのを防ぐことができるのであれば、抵抗素子Ｒ３１〜Ｒ３４以外の素子が設けられてもよい。例えば、抵抗素子Ｒ３２，Ｒ３４の代わりにツェナーダイオードが設けられてもよい。

＜実施の形態３＞
図１６は、電力制御用半導体装置２０の構成例を示す図である。電力制御用半導体装置１０ａでは出力トランジスタＴ１がローサイドスイッチとして用いられていたのに対し、電力制御用半導体装置２０では出力トランジスタＴ１がハイサイドスイッチとして用いられている。

図１６に示すように、電力制御用半導体装置２０は、電力制御用半導体装置１０ａと同じく、出力トランジスタＴ１と、駆動回路ＤＲ１と、放電トランジスタＴｄ１と、ツェナーダイオードＤ１と、ダイオードＤ２と、抵抗素子Ｒ１と、抵抗素子Ｒ２と、トランジスタＴｒ１と、トランジスタＴｒ２とを備える。負荷４は、出力端子ＯＵＴと接地電源６との間に設けられている。

なお、接地電源６は、接地電源５とショートしていてもよい。ただし、一般的に、自動車等において出力トランジスタＴ１がハイサイドスイッチとして用いられた場合、負荷４に接続される接地電源と、電力制御用半導体装置２０に接続される接地電源とは異なる場合が多い。この場合、接地電源５，６間には２Ｖ程度の範囲内で電位差が生じる。

出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１は、ノードＮ２１を介して電源電圧端子Ｖｃｃ２に接続され、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１は、ノードＮ２３を介して出力端子ＯＵＴに接続される。そして、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１には、駆動回路ＤＲ１からの制御信号Ｓ１が抵抗素子Ｒ１及びノードＮ２２を介して供給される。即ち、出力トランジスタＴ１は、負荷４に流れる電流を制御するハイサイドスイッチとして用いられている。

放電トランジスタＴｄ１のドレインは、抵抗素子Ｒ１を介して出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１に電気的に接続され、放電トランジスタＴｄ１のソースは、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。そして、放電トランジスタＴｄ１のゲートには、駆動回路ＤＲ１からの制御信号Ｓ２が供給される。

駆動回路ＤＲ１は、電源電圧Ｖｃｃ２及び接地電圧ＧＮＤによって駆動され、外部から入力端子ＩＮに供給された外部入力信号に応じた制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。

ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２及びトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、出力トランジスタＴ１を過電圧から保護するダイナミッククランプ回路を構成している。一般的に、誘導性の負荷４への電流の供給をオンからオフに切り替えた場合、負荷４に蓄積された電磁エネルギーが放出されることにより逆起電圧が発生する。ダイナミッククランプ回路は、この逆起電圧による出力トランジスタＴ１の破壊を防ぐため、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧が所定のクランプ電圧より大きくなった場合に、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧がクランプ電圧になるまで、出力端子ＯＵＴの電圧をクランプしている。

具体的には、トランジスタＴｒ１では、ソースが電源電圧端子Ｖｃｃ２（換言すると、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１）に接続され、ドレイン及びゲートがトランジスタＴｒ２のゲート及びツェナーダイオードＤ１のカソードに接続される。ツェナーダイオードＤ１のアノードは、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１に接続される。トランジスタＴｒ２では、ソースが電源電圧端子Ｖｃｃ２に接続され、ドレインがダイオードＤ２のアノードに接続される。ダイオードＤ２のカソードは、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１に接続される。ここで、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、カレントミラー回路を構成している。

そして、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧が、ツェナーダイオードＤ１の耐圧及びトランジスタＴｒ１の閾値電圧を合計した電圧であるクランプ電圧より大きくなった場合、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧がクランプ電圧になるまで、出力端子ＯＵＴの電圧をクランプする。

（電力制御用半導体装置２０の動作）
続いて、図１７を用いて電力制御用半導体装置２０の動作を説明する。
図１７は、電力制御用半導体装置２０の動作を示すタイミングチャートである。なお、以下では、外部入力信号がＨレベルの場合に出力トランジスタＴ１がオンし、外部入力信号がＬレベルの場合に出力トランジスタＴ１がオフする場合を例に挙げて説明する。

まず、外部入力信号がＬレベルからＨレベルに変化すると（時刻ｔ２１）、駆動回路ＤＲ１はＨレベルの制御信号Ｓ１及びＬレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１には、バッテリー電源３の電源電圧よりも高いＨレベルの制御信号Ｓ１が供給され、かつ、Ｌレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオフするため、出力トランジスタＴ１はオンする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に対して電流が流れる。なお、このとき、出力トランジスタＴ１のゲート電圧はドレイン電圧より高くなるが、ダイオードＤ２により出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１側からトランジスタＴｒ２を介してドレインＤｒ１側への電流の逆流は防止される。

その後、外部入力信号がＨレベルからＬレベルに変化すると（時刻ｔ２２）、駆動回路ＤＲ１はＬレベルの制御信号Ｓ１及びＨレベルの制御信号Ｓ２を出力する。それにより、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１にはＬレベルの制御信号Ｓ１が供給される。また、Ｈレベルの制御信号Ｓ２により放電トランジスタＴｄ１がオンするため、出力トランジスタＴ１のゲートＧｔ１の電荷が抵抗素子Ｒ１及び放電トランジスタＴｄ１を介して出力端子ＯＵＴに放電される。そのため、出力トランジスタＴ１はオフする。その結果、バッテリー電源３から負荷４に流れる電流が遮断される（時刻ｔ２４）。

ここで、出力トランジスタＴ１がオンしている間、誘導性の負荷４には電磁エネルギーが蓄えられる。そのため、出力トランジスタＴ１をオンからオフに切り替えると、負荷４に蓄えられた電磁エネルギーが放出され、出力端子ＯＵＴに負方向に逆起電圧が発生する。その結果、出力端子ＯＵＴには接地電源６よりも低い電圧が誘起される（時刻ｔ２３）。

逆起電圧により、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧がクランプ電圧（＝ツェナーダイオードＤ１の耐圧＋トランジスタＴｒ１の閾値電圧＋抵抗素子Ｒ２による降下電圧）より大きくなると、電源電圧端子Ｖｃｃ２からトランジスタＴｒ１、ツェナーダイオードＤ１及び抵抗素子Ｒ２を介して出力端子ＯＵＴ（以下電流経路Ｐ１とも称す）に電流が流れ始める。それにより、トランジスタＴｒ２には、トランジスタＴｒ１に流れる電流に比例した電流が流れる。つまり、電源電圧端子Ｖｃｃ２からトランジスタＴｒ２、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ１及び放電トランジスタＴｄ１を介して出力端子ＯＵＴ（以下、電流経路Ｐ２とも称す）に電流が流れる。それにより、出力トランジスタＴ１は、ゲート電圧が上昇するためオンする。それにより、電源電圧端子Ｖｃｃ２から出力トランジスタＴ１を介して出力端子ＯＵＴに電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの電圧は、クランプ電圧までクランプされる（時刻ｔ２３〜時刻ｔ２４）。このとき、出力端子ＯＵＴに流れる電流（負荷４に流れる電流）は、電磁エネルギーの放出により連続的に指数関数的に減少している。

なお、クランプ電圧は、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間電圧が耐圧を超える前にクランプ動作が実行されるような値に設定される。それにより、出力トランジスタＴ１の特性劣化や破壊を防ぐことができる。

ここで、電力制御用半導体装置２０の構成では、電力制御用半導体装置１０ａの場合と同様に、出力端子ＯＵＴに流れる電流が変化してもクランプ電圧は変化しないため、クランプ時間が精度よく制御される。具体的には、クランプ時間が短縮される。その結果、電力制御用半導体装置２０は、負荷４を精度よく駆動することができる。例えば、電力制御用半導体装置２０が自動車やバイク等の電子制御システムに搭載された場合、クランプ時間中に噴射される燃料を最小限に留めることができる。また、クランプ時間を正確に予測することが可能となるため、クランプ時間を考慮した燃料噴射量を正確に見積もることができる。その結果、エンジンの燃料効率を向上させることができる。

また、電力制御用半導体装置２０の構成では、クランプ時に出力トランジスタＴ１を強制的にオンするためのゲート電圧の供給元と、負荷４に供給される電源電圧の供給元とが同じである。そのため、電力制御用半導体装置２０は、逆起電力により出力端子ＯＵＴの電圧が上昇した場合に確実に出力トランジスタＴ１をオンにすることができる。

本実施の形態では、出力トランジスタＴ１がハイサイドスイッチとして使用された場合を例に説明したが、これに限られず、ローサイドスイッチとして使用されてもよい。

また、本実施の形態では、電流制限素子として抵抗素子Ｒ２が設けられた場合を例に説明したが、これに限られず、電力制御用半導体装置１０の場合と同様に設けられていなくてもよい。

（チップ搭載例）
図１８は、電力制御用半導体装置２０のチップ搭載例を示す図である。

図１８の例では、電力制御用半導体装置２０を構成する出力トランジスタＴ１及びスイッチング制御回路ＣＴＬ２が、それぞれチップＣＨＰ３及びチップＣＨＰ４上に設けられている。ただし、電力制御用半導体装置２０を構成する出力トランジスタＴ１及びスイッチング制御回路ＣＴＬ２は、モノシリックで構成されてもよい。

チップＣＨＰ４上に設けられたスイッチング制御回路ＣＴＬ２には、外部からパッドＰｄ４６を介して出力トランジスタＴ１のオンオフを制御するための入力信号が供給され、パッドＰｄ４４を介してバッテリー電源２からの電源電圧が供給され、パッドＰｄ４５を介して接地電源５からの接地電圧が供給される。そして、スイッチング制御回路ＣＴＬ２のノードＮ２１〜Ｎ２３は、それぞれ、チップＣＨＰ４のパッドＰｄ４１〜Ｐｄ４３と、チップＣＨＰ３のパッドＰｄ３１〜Ｐｄ３３とを介して、チップＣＨＰ３上に設けられた出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１、ゲートＧｔ１及びソースＳｒ１に接続される。なお、チップＣＨＰ３，ＣＨＰ４間はボンディングワイヤを介して接続される。

なお、スイッチング制御回路ＣＴＬ２には、過電圧保護回路に加えて、他の保護回路が設けられてもよい。例えば、スイッチング制御回路ＣＴＬ２には、出力トランジスタＴ１を過電流から保護する過電流保護回路（不図示）や、出力トランジスタＴ１を過温度から保護する過温度保護回路（不図示）等が設けられてもよい。また、これらの保護回路の出力結果を外部に出力する端子、パッドがさらに設けられてもよい。これらの保護回路の出力結果を観測することで、電力制御用半導体装置２０の状態を知ることができるため、機能の安全性を高めることができる。

（電力制御用半導体装置２０の変形例）
図１９は、電力制御用半導体装置２０の変形例を電力制御用半導体装置２０ａとして示す図である。

図１９に示すように、電力制御用半導体装置２０ａは、電力制御用半導体装置２０と比較して、単体のツェナーダイオードＤ１に代えて直列接続された複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎを備えるとともに、それらに直列かつ逆向きに接続されたダイオードＤ３をさらに備える。具体的には、ダイオードＤ３のアノードは、ツェナーダイオードＤ１＿１のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは、抵抗素子Ｒ２の一端に接続されている。電力制御用半導体装置２０ａのその他の構成については、電力制御用半導体装置２０の場合と同様であるため、その説明を省略する。

各ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎには、温度依存性の小さい約６Ｖ程度の耐圧のツェナーダイオードが用いられている。それにより、電力制御用半導体装置１０ｄ等の場合と同様に、製造ばらつきや温度ばらつきの小さいダイナミッククランプ回路を実現することができる。つまり、クランプ時間のばらつきの小さいダイナミッククランプ回路を実現することができる。

また、ダイオードＤ３は、複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎとともに、電流経路Ｐ１の温度依存性をさらに低減するために用いられる。具体的には、複数のツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎが正の温度依存性を示す場合、負の温度依存性を有するダイオードＤ３を設けることで、電流経路Ｐ１の温度依存性をさらに低減することができる。

なお、ダイオードＤ３は不要であれば設けられなくてもよい。また、単体のダイオードＤ３が設けられる代わりに、直列接続された複数のダイオードＤ３＿１〜Ｄ３＿ｍ（ｍは２以上の整数）が設けられてもよい。要するに、ツェナーダイオードＤ１及びダイオードＤ３の数は任意に設定可能である。

＜実施の形態４＞
図２０は、実施の形態４に係る電力制御用半導体装置２０ｂの構成例を示す図である。
電力制御用半導体装置２０ｂは、ロードダンプ等によりサージ電圧が発生した場合、サージ電圧が電子制御システムに印加されるのを防ぐため、出力トランジスタＴ１の過電圧保護機能をインアクティブにする機能を有する。

図２０に示すように、電力制御用半導体装置２０ｂは、電力制御用半導体装置２０ａと比較して、トランジスタＴｒ５と、ツェナーダイオードＤ４１と、ダイオードＤ４２と、抵抗素子Ｒ４と、をさらに備える。ツェナーダイオードＤ４１、ダイオードＤ４２及び抵抗素子Ｒ４により電圧検出回路が構成される。

ツェナーダイオードＤ４１のアノードは、出力端子ＯＵＴに接続され、ツェナーダイオードＤ４１のカソードは、抵抗素子Ｒ４の一端に接続される。ダイオードＤ４２のカソードは、抵抗素子Ｒ４の他端に接続され、ダイオードＤ４２のアノードは、接地電圧端子ＧＮＤに接続される。ツェナーダイオードＤ４１のカソードがトランジスタＴｒ５のゲートに接続される。なお、ダイオードＤ４２の耐圧は、ロードダンプによるサージ電圧より高いものとする。

トランジスタＴｒ５は、電流経路Ｐ１上に設けられ、ツェナーダイオードＤ４１のカソード電圧に基づいてオンオフを切り替えることにより、電流経路Ｐ１の導通状態を制御する。具体的には、トランジスタＴｒ５では、ソースがダイオードＤ３のアノードに接続され、ドレインがツェナーダイオードＤ１＿１のアノードに接続され、ゲートにツェナーダイオードＤ４１のカソード電圧が供給される。

ここで、誘導性の負荷４によって出力端子ＯＵＴに誘起される逆起電圧が負電圧であるのに対し、ロードダンプによって電源電圧端子Ｖｃｃ２に誘起されるサージ電圧は正電圧である。したがって、逆起電圧及びロードダンプサージの何れが発生したかを判定するのは比較的容易である。例えば、電力制御用半導体装置２０ｂは、出力端子ＯＵＴが逆起電圧により負電圧になった場合にのみ電流経路Ｐ１を導通させてダイナミッククランプ回路をアクティブにし、それ以外では電流経路Ｐ１を非導通にしてダイナミッククランプ回路をインアクティブにする。

例えば、逆起電圧により出力端子ＯＵＴが負電圧となった場合、接地電圧端子ＧＮＤの電圧＞出力端子ＯＵＴの電圧となるため、接地電圧端子ＧＮＤから電圧検出回路を介して出力端子ＯＵＴに電流が流れる。それにより、トランジスタＴｒ５のゲートにはソースよりもツェナーダイオードＤ４１の耐圧分高い電圧が印加されるため、トランジスタＴｒ５はオンする。そのため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は導通する。即ち、アクティブクランプ回路はアクティブになる。その結果、出力トランジスタＴ１がオンするため、逆起電圧により低下した出力端子ＯＵＴの電圧は、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧がクランプ電圧（＝トランジスタＴｒ１，Ｔｒ５，Ｔｒ６のそれぞれの閾値電圧＋ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎのそれぞれの耐圧＋ダイオードＤ３の耐圧）になるまで上昇する。つまり、逆起電圧に対する過電圧保護が行われる。

また、例えば、出力トランジスタＴ１のオン時にロードダンプが発生した場合、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧は上昇する。また、出力トランジスタＴ１のオン抵抗が十分に小さい場合、負荷電流による出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間の電圧降下は十分に小さくなるため、出力端子ＯＵＴの電圧も電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧とほぼ同じ値まで上昇する。しかしながら、上記したようにダイオードＤ４２の耐圧がロードダンプによるサージ電圧よりも高いため、出力端子ＯＵＴから電圧検出回路を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流は流れない。それにより、トランジスタＴｒ５のゲート及びソースは同電位となるため、トランジスタＴｒ５はオフする。そのため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は非導通状態となる。即ち、アクティブクランプ回路はインアクティブになる。そのため、ロードダンプサージに対する過電圧保護は行われない。

一方、出力トランジスタＴ１のオフ時にロードダンプが発生した場合、電源電圧端子Ｖｃｃ２の電圧は上昇するが、出力端子ＯＵＴの電圧は接地電源６の電圧値を示す。接地電源５，６の電位差は２Ｖ程度以内であるため、出力端子ＯＵＴから電圧検出回路を介して接地電圧端子ＧＮＤに電流は流れない。それにより、トランジスタＴｒ５のゲート及びソースは同電位となるため、トランジスタＴｒ５はオフする。そのため、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎ等を通る電流経路Ｐ１は非導通状態となる。即ち、アクティブクランプ回路はインアクティブになる。そのため、ロードダンプサージに対する過電圧保護は行われない。なお、このとき、出力トランジスタＴ１のドレインＤｒ１及びソースＳｒ１間にはロードダンプサージが印加されるが、出力トランジスタＴ１の耐圧はサージ電圧よりも高いので、出力トランジスタＴ１がブレークダウンして破壊することはない。

このように、電力制御用半導体装置２０ｂは、逆起電圧により出力端子ＯＵＴが負電圧になった場合にのみ出力トランジスタＴ１の過電圧保護機能をアクティブにする。そのため、ロードダンプ等によりサージ電圧が発生した場合には出力トランジスタＴ１の過電圧保護機能はインアクティブとなっている。それにより、サージ電圧が電子制御システムに印加されるのを防ぐことができる。また、電力制御用半導体装置２０ｂでは、出力トランジスタＴ１の耐圧をロードダンプ等によるサージ電圧近傍まで低く設定することができるため、出力トランジスタＴ１の面積を小さくすることができ、その結果、コストを低減することができる。

なお、電圧検出回路は、上記した構成に限られず、同等の機能を有する他の構成に適宜変更可能である。例えば、ダイオードＤ４２の代わりに、ゲート及びソース間をショートしたＭＯＳトランジスタが設けられてもよい。

（電力制御用半導体装置２０ｂの変形例）
図２１は、電力制御用半導体装置２０ｂの変形例を電力制御用半導体装置２０ｃとして示す図である。

図２１に示すように、電力制御用半導体装置２０ｃは、電力制御用半導体装置２０ｂと比較して、抵抗素子Ｒ２に代えてトランジスタＴｒ６を備えるとともに、トランジスタＴｒ７をさらに備える。以下では、トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例に挙げて説明する。

トランジスタＴｒ６では、ドレイン及びゲートがダイオードＤ３のカソード及びトランジスタＴｒ７のゲートに接続され、ソースが出力端子ＯＵＴに接続される。トランジスタＴｒ７では、ドレインがダイオードＤ４２のカソードに接続され、ソースが出力端子ＯＵＴに接続される。

なお、トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７は、カレントミラー回路を構成している。また、トランジスタＴｒ６は、電流経路Ｐ１が導通したときにツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎに流れる電流を制限する電流制限素子としての役割を果たす。ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎに流れる電流を制限することにより、ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎのブレークダウン電圧を安定させることができる。

また、トランジスタＴｒ７は、抵抗素子Ｒ４とともに、ツェナーダイオードＤ４１に流れる電流を制限する電流制限素子としての役割を果たす。ツェナーダイオードＤ４１に流れる電流を制限することにより、ツェナーダイオードＤ４１のブレークダウン電圧を安定させることができる。

図２２は、電力制御用半導体装置２０ｃの効果をより詳細に説明するための図である。図２２には、電力制御用半導体装置２０ｃの電流経路Ｐ１及び電圧検出回路の回路図が示されている。

逆起電圧等により出力端子ＯＵＴが負電圧になり、接地電圧端子ＧＮＤから電圧検出回路を介して出力端子ＯＵＴに電流が流れ始めると、ゲート電圧の上昇によりトランジスタＴｒ５がオンするため、トランジスタＴｒ６を含む電流経路Ｐ１は導通する。即ち、アクティブクランプ回路はアクティブになる。その結果、出力トランジスタＴ１がオンするため、逆起電圧によって低下した出力端子ＯＵＴの電圧は、電源電圧端子Ｖｃｃ２及び出力端子ＯＵＴ間の差電圧がクランプ電圧（＝トランジスタＴｒ１，Ｔｒ５，Ｔｒ６のそれぞれの閾値電圧＋ツェナーダイオードＤ１＿１〜Ｄ１＿ｎのそれぞれの耐圧＋ダイオードＤ３の耐圧）になるまで上昇する。

ここで、トランジスタＴｒ６を含む電流経路Ｐ１に電流が流れ始めると、トランジスタＴｒ７には、トランジスタＴｒ６に流れる電流に比例した電流が流れる。つまり、接地電圧端子ＧＮＤと出力端子ＯＵＴとの間には、ダイオードＤ４２、抵抗素子Ｒ４及びツェナーダイオードＤ４１を含む電流経路と、ダイオードＤ４２及びトランジスタＴｒ７を含む電流経路との２つの電流経路が形成される。それにより、抵抗素子Ｒ４の抵抗値を大きくすることなく、ツェナーダイオードＤ４１に流れる電流が制限されるため、ツェナーダイオードＤ４１のブレークダウン電圧を安定させることができる。その結果、トランジスタＴｒ６のゲート保護を確実に行うことができる。

電力制御用半導体装置２０ｃのその他の構成及び動作については、電力制御用半導体装置２０ｂの場合と同様であるため、その説明を省略する。

以上のように、上記実施の形態１〜４に係る電力制御用半導体装置は、出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１及びドレインＤｒ１間の電圧がクランプ電圧を超えた場合に出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１及びドレインＤｒ１間を導通させるツェナーダイオードＤ１と、ツェナーダイオードＤ１に電流が流れた場合に出力トランジスタＴ１のソースＳｒ１及びゲートＧｔ１間に電流を流すトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２とを備える。それにより、クランプ時に出力端子ＯＵＴに流れる電流が変化してもクランプ電圧が変化しないため、クランプ時間を精度よく制御することができる。具体的には、クランプ時間を短縮することができる。その結果、負荷４を精度よく駆動することができる。例えば、上記実施の形態１〜４に係る電力制御用半導体装置が自動車やバイク等の電子制御システムに搭載された場合、クランプ時間中に噴射される燃料を最小限に留めることができる。また、クランプ時間を正確に予測することが可能となるため、クランプ時間を考慮した燃料噴射量を正確に見積もることができる。その結果、エンジンの燃料効率を向上させることができる。

上記実施の形態１〜４では、出力トランジスタＴ１がパワーＭＯＳトランジスタである場合を例に説明したが、この場合、出力トランジスタＴ１は様々な形状及び構成のトレンチセルにより形成されることができる。例えば、出力トランジスタＴ１は、トレンチ型やプレーナ型のＭＯＳトランジスタであってもよい。また、出力トランジスタＴ１は、縦型及び横型のＭＯＳトランジスタの何れの構造体であってもよい。

あるいは、出力トランジスタＴ１がバイポーラトランジスタである場合、出力トランジスタＴ１は、例えば、ゲート絶縁型のバイポーラトランジスタの構造体であってもよい。もちろん、出力トランジスタＴ１は、それ以外のセル構造体であってもよい。また、パワーＭＯＳトランジスタを構成する単位セル構造は、ストライプに限られず、六角形や四角形等のいかなる形状であってもよい。

また、上記実施の形態１〜４に係る電力制御用半導体装置は、パワー半導体デバイスとしてパッケージングされていてもよいし、ベアチップとして用いられてもよい。また、電力制御用半導体装置を構成する出力トランジスタＴ１及びスイッチング制御回路は、モノシリック（１つのダイ）上に形成されてもよいし、それぞれ別々のチップ（ダイ）上に形成されてもよい。

さらに、上記実施の形態１〜４に係る電力制御用半導体装置は、自動車やバイク等の燃料噴射システムに適用される場合に限られず、その他の電子制御システムに適用されることができる。例えば、自動車のソレノイドの駆動、産業用ロボット等に用いられるモータの駆動、及び、シーケンサのリレー制御等に適用されてもよい。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

例えば、上記の実施の形態に係る半導体装置では、半導体基板、半導体層、拡散層（拡散領域）などの導電型（ｐ型もしくはｎ型）を反転させた構成としてもよい。そのため、ｎ型、及びｐ型の一方の導電型を第１の導電型とし、他方の導電型を第２の導電型とした場合、第１の導電型をｐ型、第２の導電型をｎ型とすることもできるし、反対に第１の導電型をｎ型、第２の導電型をｐ型とすることもできる。

１ 電子制御ユニット
２，３ バッテリー電源
４ 負荷
４＿１〜４＿４ ソレノイドインジェクタ
５，６ 接地電源
１０ 電力制御用半導体装置
１０＿１〜１０＿４ 電力制御用半導体装置
１０ａ〜１０ｇ 電力制御用半導体装置
１１ マイコン
１２ レギュレータ
１３ ダイオード
２０ 電力制御用半導体装置
２０ａ〜２０ｃ 電力制御用半導体装置
１０１＿１〜１０１＿４ 吸気マニホールド
１０２ エンジン回転数センサ
１０３ 車速センサ
１０４ スロットル開度センサ
ＣＨＰ１〜ＣＨＰ４ チップ
ＣＭＰ１ コンパレータ
ＣＴＬ１ スイッチング制御回路
ＣＴＬ１＿１〜ＣＴＬ１＿４ スイッチング制御回路
ＣＴＬ２ スイッチング制御回路
Ｄ１ ツェナーダイオード
Ｄ１＿１〜Ｄ１＿ｎ ツェナーダイオード
Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｄ４１ ツェナーダイオード
Ｄ４２ ダイオード
ＤＲ１ 駆動回路
ＧＮＤ 接地端子
ＩＮ 入力端子
Ｎ１〜Ｎ３ ノード
ＯＵＴ 出力端子
Ｐｄ１１〜Ｐｄ１５ パッド
Ｐｄ２１〜Ｐｄ２６ パッド
Ｐｄ３１〜Ｐｄ３５ パッド
Ｐｄ４１〜Ｐｄ４６ パッド
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４ 抵抗素子
Ｒ３１〜Ｒ３４ 抵抗素子
ＳＹＳ１，ＳＹＳ２ 電子制御システム
Ｔ１ 出力トランジスタ
Ｔ１＿１〜Ｔ１＿４ 出力トランジスタ
Ｔｄ１ トランジスタ
Ｔｒ１〜Ｔｒ７ トランジスタ
Ｖｃｃ１ 電源端子
Ｖｃｃ２ 電源端子

Claims (16)

1. 負荷に流れる電流を制御する出力トランジスタの第１端子及び第２端子間の電圧が所定値を超えた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間を導通させる電圧制限回路と、
   前記電圧制限回路に電流が流れた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間を導通させる、第１カレントミラー回路と、
   を備えた、半導体装置。
2. 前記第１カレントミラー回路は、
   前記電圧制限回路に直列に設けられた第１トランジスタと、
   前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間に設けられ、前記第１トランジスタに比例する電流が流れる第２トランジスタと、
   を有する、請求項１に記載の半導体装置。
3. 第２カレントミラー回路をさらに備え、
   前記第２カレントミラー回路は、
   前記電圧制限回路に直列に設けられた第３トランジスタと、
   前記第３トランジスタに比例する電流が流れる第４トランジスタと、を有し、
   前記第１カレントミラー回路は、
   前記第４トランジスタに直列に設けられた第１トランジスタと、
   前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間に設けられ、前記第１トランジスタに比例する電流が流れる第２トランジスタと、
   を有する、請求項１に記載の半導体装置。
4. 前記出力トランジスタの制御端子から第１端子への電流の逆流を防止する第１ダイオードをさらに備えた、請求項１に記載の半導体装置。
5. 前記出力トランジスタの第２端子及び制御端子間に設けられ、出力トランジスタをオフする場合にオンに制御される放電トランジスタと、
   前記出力トランジスタの第２端子及び制御端子間において、前記放電トランジスタに直列に設けられた抵抗素子と、
   をさらに備えた、請求項１に記載の半導体装置。
6. 前記電圧制限回路は、１又は複数のツェナーダイオードである、請求項１に記載の半導体装置。
7. 前記１又は複数のツェナーダイオードに直列かつ逆向きに設けられた１又は複数の第２ダイオードをさらに備えた、請求項６に記載の半導体装置。
8. 前記電圧制限回路に直列に設けられた電流制限素子をさらに備えた、請求項６に記載の半導体装置。
9. 前記負荷は、バッテリー電源と前記出力トランジスタの第１端子との間に設けられ、
   前記半導体装置は、
   前記バッテリー電源の電圧と、前記出力トランジスタの第１端子の電圧と、を比較する第１コンパレータと、
   前記電圧制限回路に直列に設けられ、前記第１コンパレータの比較結果に基づいてオンオフが制御される第５トランジスタと、
   をさらに備えた、請求項１に記載の半導体装置。
10. 前記バッテリー電源及び前記出力トランジスタの第１端子のそれぞれの電圧を分圧する抵抗素子群をさらに備え、
    前記第１コンパレータは、前記抵抗素子群によって分圧された前記バッテリー電源及び前記出力トランジスタの第１端子のそれぞれの電圧を比較する、請求項９に記載の半導体装置。
11. 前記負荷は、接地電源と前記出力トランジスタの第２端子との間に設けられ、
    前記半導体装置は、
    前記出力トランジスタの第２端子の電圧を検出する電圧検出回路と、
    前記電圧検出回路の検出結果に基づいてオンオフが制御される第５トランジスタと、
    をさらに備えた、請求項１に記載の半導体装置。
12. 前記電圧検出回路は、
    前記負荷に接続された前記接地電源とは異なる第２の接地電源と、前記出力トランジスタの第２端子と、の間に直列に設けられた電圧検出用ダイオード、電圧検出用抵抗、及び、電圧検出用ツェナーダイオードを有し、
    前記半導体装置は、
    前記電圧制限回路に直列に設けられた第６トランジスタと、
    前記電圧検出用ダイオード及び前記電圧検出用抵抗間のノードと、前記出力トランジスタの第２端子と、の間に設けられ、前記第６トランジスタに比例する電流が流れる第７トランジスタと、
    をさらに備え、
    前記第５トランジスタは、前記電圧検出用抵抗及び前記電圧検出用ツェナーダイオード間のノードの電圧に基づいてオンオフする、請求項１１に記載の半導体装置。
13. 請求項１に記載の半導体装置と、
    前記出力トランジスタと、
    を備えた、電力制御用半導体装置。
14. １又は複数の負荷に流れる電流を制御する１又は複数の電力制御用半導体装置と、
    外部に設けられたセンサからの情報に基づいて前記１又は複数の電力制御用半導体装置に指示を与える演算処理装置と、
    を備え、
    前記１又は複数の電力制御用半導体装置の各々は、
    対応する前記負荷に流れる電流を制御する出力トランジスタと、
    前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間の電圧が所定値を超えた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び第２端子間を導通させる電圧制限回路と、
    前記電圧制限回路に電流が流れた場合、前記出力トランジスタの第１端子及び制御端子間を導通させる、第１カレントミラー回路と、
    を有する、車載用電子制御ユニット。
15. 前記１又は複数の負荷は、何れも車両のエンジン内に設けられたソレノイドインジェクタである、請求項１４に記載の車載用電子制御ユニット。
16. 請求項１５に記載の車載用電子制御ユニットを搭載した車両。

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