JP6034719B2

JP6034719B2 - 電子制御装置

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Publication number: JP6034719B2
Application number: JP2013037575A
Authority: JP
Inventors: 泰志杉山; 良介石田; 堅一星野; 小山　克也; 克也小山; 佐藤　千尋; 千尋佐藤; 泰彦岡田
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2013-02-27
Filing date: 2013-02-27
Publication date: 2016-11-30
Anticipated expiration: 2033-02-27
Also published as: JP2014165848A

Description

本発明は、電子制御装置に関する。

従来から、インジェクタ等に用いられる誘導性負荷を、アクティブクランプ回路を伴う駆動回路により駆動する電子制御装置が知られている（特許文献１）。特許文献１の駆動回路では、ｎチャネル型の電界効果トランジスタなどのスイッチ素子を用いて誘導性負荷を流れる電流を制御しており、電界効果トランジスタのドレインとゲートとの間にツェナーダイオードを介在させている。

特開２０１０−２３３２５２号公報

特許文献１のような駆動回路では、電界効果トランジスタがオンからオフに切り替わった場合、誘導性負荷において発生した逆起電力により電界効果トランジスタのドレイン電圧が所定値以上となると、ツェナーダイオードが降伏し、電界効果トランジスタのゲート電圧が上昇して、電界効果トランジスタが誘導性負荷の逆起電力を熱エネルギに変換する。誘導性負荷の逆起電力が電界効果トランジスタの許容損失よりも大きくなったとき、電界効果トランジスタが故障する虞がある。電界効果トランジスタの許容損失を向上させるため、電界効果トランジスタを大きくする必要があるが、コスト増加の懸念がある。特にツインインジェクタ等に備わる複数の誘導性負荷を、それらの誘導性負荷よりも少ない個数の電界効果トランジスタで制御する場合にあっては、コスト増加は避けられない。

本発明の第１の態様による電子制御装置は、直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、を備え、前記スイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタであって、前記ＮＰＮトランジスタのベースは、少なくとも抵抗器を介在させて前記電界効果トランジスタのドレインと電気的に接続することを特徴とする。
本発明の第２の態様による電子制御装置は、直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、を備え、前記スイッチング素子は、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであって、前記ＭＯＳＦＥＴのソースは、前記電界効果トランジスタのドレインに電気的に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に前記誘導性負荷を介在させて電気的に接続されることを特徴とする。
本発明の第３の態様による電子制御装置は、直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、を備え、前記第２の電力供給経路上の前記スイッチング素子に第１のダイオードのアノードを接続し、前記第１のダイオードのカソードに、キャパシタと、アノードが接地された第４のツェナーダイオードのカソードと、前記他負荷に電力を供給する電力供給回路とを並列に接続する。
本発明の第４の態様による電子制御装置は、直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、を備え、複数の前記第１の電力供給経路が並列に設けられている場合に、前記アクティブクランプ回路は、前記複数の前記第１の電力供給経路の各々にそれぞれ対応するように複数設けられ、前記第２の電力供給経路は、複数の前記第１の電力供給経路の各々の上に設けられた前記誘導性負荷と、複数の前記第１の電力供給経路の各々にそれぞれ設けられた複数の前記アクティブクランプ回路の各々との間から前記他負荷に向けて設けられ、前記スイッチング素子は、複数の前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、複数の前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行い、複数の前記第２の電力供給経路の各々は、複数のダイオードの各々を前記スイッチング素子よりも上流にそれぞれ備え、前記複数のダイオードの各々と前記スイッチング素子との間で合流することを特徴とする。

誘導性負荷の逆起電力による電界効果トランジスタの損失を抑制することで、電界効果トランジスタのサイズの増加に伴うコスト増を防止することができる。

本発明の第１の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの概略構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの回路構成例を示す図である。電源供給回路の回路構成例を示す。本発明の第２の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの概略構成例を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの回路構成例を示す図である。本発明の第１の実施の形態の変形例による電子制御装置の回路構成例を示す図である。本発明の第２の実施の形態の変形例による電子制御装置の回路構成例を示す図である。本発明の一実施の形態による電子制御装置の回路構成例を示す図である。

―第１の実施の形態―
図１は、本発明の第１の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの概略構成例を示すブロック図である。図１に例示されるＥＣＵ１００は、アクティブクランプ回路１１とスイッチング素子１２と電源供給回路１３と電源ＩＣ１４とマイクロコンピュータ１５とを備える。

ＥＣＵ１００は、直流電源であるバッテリ２００と、インジェクタ３００とを備える車両に用いられる。インジェクタ３００は、ソレノイドコイルのようなインダクタンスを有する誘導性負荷を用いて開閉する電磁弁を少なくとも一つ備え、バッテリ２００から流れる電流により電磁弁が開いたとき不図示のエンジンのシリンダに燃料を噴射する。以降の説明では、インジェクタ３００は、ツインインジェクタであるものとして、電磁弁３０１ａと電磁弁３０１ｂとを備えるものとする。

アクティブクランプ回路１１は、電界効果トランジスタ１１０を備えるクランプ回路であって、バッテリ２００からインジェクタ３００の電磁弁３０１ａおよび電磁弁３０１ｂへの電力供給に用いられる第１の電力供給経路Ｐ４００に設けられる。電界効果トランジスタ１１０は、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタであって、その動作状態としてオン状態と、オフ状態と、ハーフオン状態とを有する。

電界効果トランジスタ１１０は、第１の電力供給経路Ｐ４００に対するスイッチング制御に用いられる。すなわち、インジェクタ３００の電磁弁３０１ａおよび電磁弁３０１ｂには、電界効果トランジスタ１１０がオン状態のときバッテリ２００からの電流が流れ、電界効果トランジスタ１１０がオフ状態のときバッテリ２００からの電流が流れない。

スイッチング素子１２は、インジェクタ３００とアクティブクランプ回路１１の電界効果トランジスタ１１０との間から電源供給回路１３への電力供給に用いられる第２の電力供給経路Ｐ４１０に設けられ、第２の電力供給経路Ｐ４１０に対するスイッチング制御に用いられる。スイッチング素子１２は、例えばトランジスタ、電界効果トランジスタなどで構成され、アクティブクランプ回路１１の動作状態に基づいて、第２の電力供給経路Ｐ４１０を開閉する。スイッチング素子１２の動作については、詳細を後述する。

電源供給回路１３は、第２の電力供給経路Ｐ４１０を介して供給される電力を、電源ＩＣ１４へ出力する。電源ＩＣ１４は、バッテリ２００から供給される電力と、電源供給回路１３から出力された電力とを用いて電源電圧Ｖｃｃを生成する。この電源電圧Ｖｃｃはマイクロコンピュータ１５等に供給される。マイクロコンピュータ１５は、アクティブクランプ回路１１の電界効果トランジスタ１１０のゲートに噴射信号を入力し、電界効果トランジスタ１１０を制御する。

図２は、ＥＣＵ１００の回路構成例を示す図である。図２に例示されるＥＣＵ１００は、アクティブクランプ回路１１と、ＮＰＮトランジスタ１２ａと、電源供給回路１３と、マイクロコンピュータ１５と、出力用ダイオード１６と、抵抗器１７とを備える。

図２において、アクティブクランプ回路１１は、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタ１１０と、ツェナーダイオード１１１と、ダイオード１１２とを備える。ＮＰＮトランジスタ１２ａは、図１に示されるスイッチング素子１２の一例である。

電界効果トランジスタ１１０のゲートは、ダイオード１１２のカソードと、マイクロコンピュータ１５とに接続している。電界効果トランジスタ１１０のドレインは、インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂと、ツェナーダイオード１１１のカソードと、ＮＰＮトランジスタ１２ａのコレクタとに接続している。電界効果トランジスタ１１０のソースは接地されている。

ツェナーダイオード１１１のカソードは、前述したとおり、電界効果トランジスタ１１０のドレインと、インジェクタ３００と、ＮＰＮトランジスタ１２ａのコレクタとに接続している。ツェナーダイオード１１１のアノードは、ダイオード１１２のアノードと、抵抗器１７とに接続している。ツェナーダイオード１１１のツェナー電圧Ｖｚは、バッテリ２００がインジェクタ３００に印加する電源電圧ＶＢよりも大きい。

ダイオード１１２のアノードは、ツェナーダイオード１１１のアノードと、抵抗器１７と接続されている。ダイオード１１２のカソードは、電界効果トランジスタ１１０のゲートと、マイクロコンピュータ１５とに接続されている。

ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースは、抵抗器１７に接続されており、抵抗器１７を介してツェナーダイオード１１１のアノードとダイオード１１２のアノードとに接続している。ＮＰＮトランジスタ１２ａのコレクタは、前述したとおり、インジェクタ３００と、ツェナーダイオード１１１のカソードと、電界効果トランジスタ１１０のドレインとに接続している。ＮＰＮトランジスタ１２ａのエミッタは、出力用ダイオード１６のアノードに接続している。出力用ダイオード１６は、カソードが電源供給回路１３に接続している。

抵抗器１７は、ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースに流入する電流を制限する。ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースには、例えば、ツェナーダイオード１１１が降伏したときに電流が流れる。

図２を用いて、ＥＣＵ１００の動作について説明する。マイクロコンピュータ１５の制御のもと、電界効果トランジスタ１１０がオフ状態からオン状態に切り替わると、インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂに電流が流れて、不図示のシリンダの内部に燃料が噴射される。このとき、ツェナーダイオード１１１は降伏せず、ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースに電流が流れないため、ＮＰＮトランジスタ１２ａはオフである。したがって、電源供給回路１３にはバッテリ２００の電力が供給されない。

マイクロコンピュータ１５の制御のもと、電界効果トランジスタ１１０がオン状態からオフ状態に切り替わると、インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにおいて逆起電力が発生する。誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにて発生する逆起電力によるサージ電圧がツェナーダイオード１１１を降伏させると、電界効果トランジスタ１１０がハーフオン状態になると共に、抵抗器１７を介してＮＰＮトランジスタ１２ａのベースに電流が流れてＮＰＮトランジスタ１２ａがオン状態となる。インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにて発生する逆起電力は、その一部がハーフオン状態の電界効果トランジスタ１１０で熱エネルギとして消費されると共に、ＮＰＮトランジスタ１２ａおよび出力用ダイオード１６を介して電源供給回路１３に供給される。逆起電力が電源供給回路１３というインジェクタ３００以外の他負荷にも供給されることにより、ハーフオン状態の電界効果トランジスタ１１０で熱エネルギとして消費される電力が小さくなり、電界効果トランジスタ１１０の発熱を抑制することができる。

電界効果トランジスタ１１０がハーフオン状態にある間に、サージエネルギーを吸収すると、ツェナーダイオード１１１が降伏しなくなり、サージ電圧が減少し、電界効果トランジスタ１１０がオフ状態となる。

バッテリ２００の電圧ＶＢではツェナーダイオード１１１が降伏しないため、電界効果トランジスタ１１０がオン状態およびオフ状態で定常状態にあるとき、ＮＰＮトランジスタ１２ａがオフ状態となり、電源供給回路１３に電力が供給されない。

図３は、電源供給回路１３の回路構成例を示す。図３に例示された電源供給回路１３は、電解コンデンサ１３１と、第２ツェナーダイオード１３２と、分圧抵抗器１３３および１３４と、回生用ダイオード１３５とを備える。

電解コンデンサ１３１は、出力用ダイオード１６を介して供給される電力に対する容量性負荷である。電解コンデンサ１３１の正極は、出力用ダイオード１６のカソードと、第２ツェナーダイオード１３２のカソードと、分圧抵抗器１３３とに電気的に接続されている。他方で、電解コンデンサ１３１の負極は接地されている。

第２ツェナーダイオード１３２のカソードは、前述したとおり、出力用ダイオード１６のカソードと、電解コンデンサ１３１の正極と、分圧抵抗器１３３とに接続されている。他方で、第２ツェナーダイオード１３２のアノードは接地されている。第２ツェナーダイオード１３２のツェナー電圧は、図２のバッテリ２００のバッテリ電圧ＶＢ以上であり、アクティブクランプ回路１１のクランプ電圧未満である。

分圧抵抗器１３３の一端は、前述したとおり、出力用ダイオード１６のカソードと、電解コンデンサ１３１の正極と、第２ツェナーダイオード１３２のカソードとに電気的に接続されている。分圧抵抗器１３３の他端は、回生用ダイオード１３５のアノードと、分圧抵抗器１３４とに電気的に接続されている。

分圧抵抗器１３４の一端は接地され、その他端は前述したとおり分圧抵抗器１３３と回生用ダイオード１３５のアノードとに電気的に接続されている。回生用ダイオード１３５のアノードは、分圧抵抗器１３３および１３４に電気的に接続され、そのカソードは、電源ＩＣ１４に電気的に接続されている。

出力用ダイオード１６を介して電源供給回路１３に電流が入力されると、電解コンデンサ１３１が容量性負荷として動作して電荷を蓄積する。これにより、電解コンデンサ１３１に所定容量以上の電荷が蓄積されるまでは、電界効果トランジスタ１１０の発熱を抑制することができる。また、電解コンデンサ１３１に所定容量以上の電荷が蓄積されると、第２ツェナーダイオード１３２が降伏して、電界効果トランジスタ１１０の発熱を抑制する。このように、電解コンデンサ１３１に所定容量以上の電荷が蓄積された後、第２ツェナーダイオード１３２を介して電力を分散させることにより、電界効果トランジスタ１１０の発熱を抑制することができる。

出力用ダイオード１６を介した電力供給が停止すると、分圧抵抗１３３および１３４と、回生用ダイオード１３５とを介して、電解コンデンサ１３１が電源ＩＣ１４に向けて放電する。

以上説明した各実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。
ＥＣＵ１００は、バッテリ２００からインジェクタ３００へ電力供給を行う第１の電力供給経路Ｐ４００に設けられ、第１の電力供給経路Ｐ４００に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタ１１０を備え、電界効果トランジスタ１１０が第１の電力供給経路Ｐ４００を遮断しているときに電界効果トランジスタ１１０のドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路１１と、第１の電力供給経路Ｐ４００上のインジェクタ３００とアクティブクランプ回路１１との間からインジェクタ３００とは異なる他負荷、例えば電源供給回路１３の電解コンデンサ１３１に向けて電力供給するための第２の電力供給経路Ｐ４１０と、アクティブクランプ回路１１の動作状態に応じて、第２の電力供給経路Ｐ４１０に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子１２と、を備える。ＥＣＵ１１０は、インジェクタ３００などの誘導性負荷の逆起電力が発生したとき、第２の電力供給経路Ｐ４１０を介して逆起電力を他負荷に分散させることで電界効果トランジスタ１１０が故障することを防止することができる。

―第２の実施の形態―
本発明の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態による電子制御装置は、スイッチング素子１２として、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いる点が第１の実施の形態と異なる。

図４は、本発明の第２の実施の形態による電子制御装置としてのＥＣＵの概略構成例を示すブロック図である。図４に例示されるＥＣＵ５００は、アクティブクランプ回路１１とスイッチング素子１２ｂと電源供給回路１３と電源ＩＣ１４とマイクロコンピュータ１５とを備える。第１の実施の形態と同様の構成については、その説明を省略する。

ＥＣＵ５００は、ＥＣＵ１００と同様に、バッテリ２００と、インジェクタ３００とを備える車両に用いられる。スイッチング素子１２ｂは、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであって、第２の電力供給経路Ｐ４１０ｂに設けられ、第２の電力供給経路Ｐ４１０ｂに対するスイッチング制御に用いられる。スイッチング素子１２ｂは、バッテリ２００の出力と、インジェクタ３００とアクティブクランプ回路１１との間の電位との差分に基づいて、第２の電力供給経路Ｐ４１０ｂを開閉する。

図５は、ＥＣＵ５００の回路構成例を示す図である。図５に例示されるＥＣＵ５００は、アクティブクランプ回路１１と、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂと、電源供給回路１３と、マイクロコンピュータ１５と、出力用ダイオード１６とを備える。第１の実施の形態においてＮＰＮトランジスタ１２ａのベースに接続されていた抵抗器１７は、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂをスイッチング素子１２として用いる場合には不要である。図５では、アクティブクランプ回路１１のツェナーダイオード１１１のアノードと、ダイオード１１２のアノードとには、抵抗器１７が接続されていない。

ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのゲートは、バッテリ２００に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１２ｂのソースは、インジェクタ３００とアクティブクランプ回路１１との間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１２ｂのドレインは、出力用ダイオード１６のアノードに接続されている。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂは、ゲートをバッテリ２００に接続しても故障しないような耐圧を有する。

図５を用いて、ＥＣＵ５００の動作について説明する。マイクロコンピュータ１５の制御のもと、電界効果トランジスタ１１０がオフ状態からオン状態に切り替わると、インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂに電流が流れて、不図示のシリンダの内部に燃料が噴射される。このとき、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのゲート―ソース間電圧が略零であるため、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂはオフである。したがって、電源供給回路１３にはバッテリ２００の電力が供給されない。

マイクロコンピュータ１５の制御のもと、電界効果トランジスタ１１０がオン状態からオフ状態に切り替わると、インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにおいて逆起電力が発生する。誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにて発生する逆起電力によるサージ電圧がツェナーダイオード１１１を降伏させると、電界効果トランジスタ１１０がハーフオン状態になる。このとき、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのソースの電位がゲートの電位より逆起電力分だけ大きくなり、ゲート―ソース間電圧がｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂの閾値より十分大きくなり、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂがオン状態となる。インジェクタ３００の誘導性負荷３０２ａおよび誘導性負荷３０２ｂにて発生する逆起電力は、その一部がハーフオン状態の電界効果トランジスタ１１０で熱エネルギとして消費されると共に、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂおよび出力用ダイオード１６を介して電源供給回路１３に供給される。逆起電力が電源供給回路１３というインジェクタ３００以外の他負荷にも供給されることにより、ハーフオン状態の電界効果トランジスタ１１０で熱エネルギとして消費される電力が小さくなり、電界効果トランジスタ１１０の発熱を抑制することができる。

電界効果トランジスタ１１０がハーフオン状態にある間に、ある程度サージエネルギーを吸収すると、ツェナーダイオード１１１が降伏しなくなり、サージ電圧が減少し、電界効果トランジスタ１１０がオフ状態となる。

電界効果トランジスタ１１０がオン状態およびオフ状態で定常状態にあるとき、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのゲート―ソース間電圧が零であるため、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂがオフ状態となり、電源供給回路１３に電力が供給されない。

以上説明した第２の実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。
ＥＣＵ５００は、スイッチング素子として、ＮＰＮトランジスタ１２ａの代わりにｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂを用いることで、抵抗器１７が不要となる。また、ＮＰＮトランジスタ１２ａのスイッチング動作はバッテリ２００の電圧ＶＢの変動による影響を受けるが、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのスイッチング動作はバッテリ２００の電圧ＶＢの変動による影響を受けない。なぜなら、バッテリ２００の電圧ＶＢの変動により、ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースに流入する電流は変化するのに対して、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１２ｂのドレイン側クランプ電圧は、バッテリ電圧に依存せず変化しないからである。

以上の実施の形態は、以下のように変形して実施できる。
〔１〕図２および図５のツェナーダイオード１１１は、複数個のツェナーダイオードが直列に接続された直列回路に置き換えて、ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースまたはｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのソースを、その直列回路のｍ段目のツェナーダイオードのアノードまたはカソードに接続することにしてもよい。

図６は、図２のツェナーダイオード１１１を、複数個のツェナーダイオードが直列に接続された直列回路１１１ａに置き換えたＥＣＵ１００ａの回路構成を示す図である。ＮＰＮトランジスタ１２ａのベースの接続先を変更可能にすることで、他負荷に供給する電圧を制御することができる。

図７は、図５のツェナーダイオード１１１を、複数個のツェナーダイオードが直列に接続された直列回路１１１ａに置き換えたＥＣＵ５００ａの回路構成を示す図である。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１２ｂのソースの接続先を変更可能にすることで、他負荷に供給する電圧を制御することができる。

〔２〕スイッチング素子１２を用いて、複数の第２の電力供給経路Ｐ４１０を同時に制御することにしてもよい。図８には、スイッチング素子１２の一例であるＮＰＮトランジスタ１２ａを用いて、二つの第２の電力供給経路Ｐ４１０を同時に制御する場合の回路構成例が図示されている。図８には、一つのＮＰＮトランジスタ１２ａと、二つのインジェクタ３００と、二つのインジェクタ３００の各々に対応する二つのアクティブクランプ回路１１と、二つの抵抗器１７とが図示されている。図８では、二つのインジェクタ３００の各々とそれぞれに対応するアクティブクランプ回路１１との間に、二つの第２の電力供給経路Ｐ４１０がそれぞれ接続されている。二つの第２の電力供給経路Ｐ４１０の各々には、ダイオード２０が設けられている。ダイオード２０は、カソードがＮＰＮトランジスタ１２ａに接続されている。このダイオード２０により、一方の第２の電力供給経路Ｐ４１０から他方の第２の電力供給経路に向けて電流が逆流することを予防することができる。複数個の第２の電力供給経路Ｐ４１０を一つのスイッチング素子１２で制御することにより、電子制御装置の省スペース化を図ることができる。

本発明による電子制御装置は、インジェクタ３００以外の誘導性負荷に対しても、上記と同様の動作を行うことができる。すなわち、上記のインジェクタ３００を他の誘導性負荷に置き換えた場合であっても、上記と同様の動作を行うことができる。

以上で説明した各実施の形態や各種の変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。

１１アクティブクランプ回路
１２スイッチング素子
１２ａＮＰＮトランジスタ
１２ｂｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ
１３電源供給回路
１５マイクロコンピュータ
２０ダイオード
１００，１００ａ，５００，５００ａＥＣＵ
１１０電界効果トランジスタ
１１１ツェナーダイオード
１１１ａ直列回路
３００インジェクタ
Ｐ４００第１の電力供給経路
Ｐ４１０，Ｐ４１０ｂ第２の電力供給経路

Claims

直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、
前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、
前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
を備え、
前記スイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタであって、
前記ＮＰＮトランジスタのベースは、少なくとも抵抗器を介在させて前記電界効果トランジスタのドレインと電気的に接続することを特徴とする電子制御装置。
請求項１に記載の電子制御装置において、
前記アクティブクランプ回路は、カソードが前記電界効果トランジスタのドレインに電気的に接続されると共に、アノードが前記電界効果トランジスタのゲートに電気的に接続される第１のツェナーダイオードをさらに備え、
前記ＮＰＮトランジスタのベースは、前記第１のツェナーダイオードと前記抵抗器とを介在させて前記電界効果トランジスタのドレインと電気的に接続することを特徴とする電子制御装置。
請求項２に記載の電子制御装置において、
前記アクティブクランプ回路は、前記電界効果トランジスタのドレインとゲートとの間に複数の第２のツェナーダイオードが直列に接続され、
前記ＮＰＮトランジスタのベースは、前記複数の第２のツェナーダイオードの少なくとも一つと前記抵抗器とを介在させて前記電界効果トランジスタのドレインと電気的に接続することを特徴とする電子制御装置。
直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、
前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、
前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
を備え、
前記スイッチング素子は、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであって、
前記ＭＯＳＦＥＴのソースは、前記電界効果トランジスタのドレインに電気的に接続され、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に前記誘導性負荷を介在させて電気的に接続されることを特徴とする電子制御装置。
請求項４に記載の電子制御装置において、
前記アクティブクランプ回路は、前記電界効果トランジスタのドレインとゲートとの間に複数の第３のツェナーダイオードが直列に接続され、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に、前記誘導性負荷と、前記複数の第３のツェナーダイオードの一部とを介在させて電気的に接続されることを特徴とする電子制御装置。
直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、
前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、
前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
を備え、
前記第２の電力供給経路上の前記スイッチング素子に第１のダイオードのアノードを接続し、
前記第１のダイオードのカソードに、キャパシタと、アノードが接地された第４のツェナーダイオードのカソードと、前記他負荷に電力を供給する電力供給回路とを並列に接続する電子制御装置。
請求項１から６のいずれか一項に記載の電子制御装置において、
前記第１の電力供給経路は、並列に接続された複数の誘導性負荷に対して前記直流電源から電力供給を行う経路であることを特徴とする電子制御装置。
請求項７に記載の電子制御装置において、
前記複数の誘導性負荷は、ツインインジェクタの電磁弁であることを特徴とする電子制御装置。
直流電源から誘導性負荷へ電力供給を行う第１の電力供給経路に設けられ、前記第１の電力供給経路に対してスイッチング動作する電界効果トランジスタを備え、前記電界効果トランジスタが前記第１の電力供給経路を遮断しているときに前記電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧が所定のクランプ電圧を超えることを防止するアクティブクランプ回路と、
前記第１の電力供給経路上の前記誘導性負荷と前記アクティブクランプ回路との間から前記誘導性負荷とは異なる他負荷に向けて電力供給するための第２の電力供給経路と、
前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
を備え、
複数の前記第１の電力供給経路が並列に設けられている場合に、
前記アクティブクランプ回路は、前記複数の前記第１の電力供給経路の各々にそれぞれ対応するように複数設けられ、
前記第２の電力供給経路は、複数の前記第１の電力供給経路の各々の上に設けられた前記誘導性負荷と、複数の前記第１の電力供給経路の各々にそれぞれ設けられた複数の前記アクティブクランプ回路の各々との間から前記他負荷に向けて設けられ、
前記スイッチング素子は、複数の前記アクティブクランプ回路の動作状態に応じて、複数の前記第２の電力供給経路に対してスイッチング動作を行い、
複数の前記第２の電力供給経路の各々は、複数のダイオードの各々を前記スイッチング素子よりも上流にそれぞれ備え、前記複数のダイオードの各々と前記スイッチング素子との間で合流することを特徴とする電子制御装置。