JP2016174454A - スイッチング素子の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】チップ面積が増大することを抑制しつつ、切替速度を可変に設定する。
【解決手段】ドライブユニット６０は、オン及びオフを指令する指令信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６をオンオフさせる。また、ドライブユニット６０は、スイッチング素子のゲートにゲート電流Ｉｇｅを流す電流経路に設けられた抵抗体６２，６７と、スイッチング素子のオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかの切替速度を設定する駆動制御部７０と、切替速度に応じて、抵抗体６２、６７を介して流れるゲート電流Ｉｇｅを調整する電流調整部７１と、を備え、電流調整部７１は、抵抗体６２、６７に直列に接続され当該抵抗体を介して行われるゲートへの通電を制御する通電制御素子６３，６６をオンした状態で、抵抗体６２，６７に流れる電流を変更することによりゲート電流Ｉｇｅを調整する電流可変部６４，６５，６８，６９とを有する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、例えば電力変換装置においてスイッチング素子をオンオフ駆動させるスイッチング素子の駆動装置に関するものである。

例えば、直流電圧と交流電圧との間で電力変換を行う交流モータ用の電力変換回路として、電源線間に１相分につき上アーム用と下アーム用の一対のスイッチング素子が直列接続されて構成されたものが知られている。この種の電力変換回路では、上下アームのスイッチング素子が交互に駆動されることで、直流電圧と交流電圧との間で電力を変換する。

ところで、スイッチング素子のオンオフの切り替えが実施される際にサージ電圧や電力損失が発生することが懸念される。そのため、サージ電圧や電力損失に影響する電力変換回路の電源電圧などのパラメータの値に基づいて、スイッチング素子のオンオフの切り替えが実施される際の切替速度を可変に設定するようにしている。

例えば、特許文献１に記載のものでは、スイッチング素子に駆動電流を流す電流経路を複数設けるとともに、複数の抵抗体を用いることで、各電流経路の抵抗値を異ならせている。そして、スイッチング素子の駆動の際に、経路切替素子により電流経路を切り替えることで、スイッチング素子のゲート端子に流れる駆動電流を変化させてスイッチング素子の切替速度を可変にしている。

特開２０１１−１０４４１号公報

しかしながら、上記従来の技術では、スイッチング素子の切替速度の設定数に応じて、各々抵抗値が異なる複数の電流経路や、それらの電流経路を切り替えるための複数の経路切替素子を設ける必要がある。このため、チップ面積が増大することが懸念される。

本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、チップ面積が増大することを抑制しつつ、切替速度を可変に設定することができるスイッチング素子の駆動装置を提供することにある。

本発明のスイッチング素子の駆動装置は、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６）のオン及びオフを指令する指令信号に基づいて前記スイッチング素子をオンオフさせるものである。そして、本駆動装置は、前記スイッチング素子の開閉制御端子に駆動電流を流す電流経路に設けられた抵抗体（６２，６７）と、前記スイッチング素子のオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかの切替速度を設定する速度設定部（７０）と、前記速度設定部により設定された切替速度に応じて、前記抵抗体を介して流れる前記駆動電流を調整する電流調整部（７１）と、を備え、前記電流調整部は、前記抵抗体に直列に接続され当該抵抗体を介して行われる前記開閉制御端子への通電を制御する通電制御素子（６３，６６）と、前記通電制御素子をオンした状態で、前記抵抗体に流れる電流を変更することにより前記駆動電流を調整する電流可変部（６４，６５，６８，６９）とを有することを特徴とする。

上記構成によれば、抵抗体を介して流れる駆動電流を調整することで、スイッチング素子のオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかにおいて切替速度を所望の速度にすることができる。またこの場合、電流調整部においては、抵抗体に直列に接続された通電制御素子をオンした状態で、前記抵抗体に流れる電流を変更することにより駆動電流の調整が行われる。そのため、複数の電流経路や複数の経路切替素子を用いて駆動電流を可変にしていた既存技術とは異なり、駆動電流を可変にするための構成を大幅に簡素化できる。その結果、チップ面積が増大することを抑制しつつ、切替速度を可変に設定することができる。

実施形態におけるシステム構成図。 ドライブユニットの構成図。 第１充電パターンを説明するためのタイムチャート。 第２充電パターンを説明するためのタイムチャート。 第３充電パターンを説明するためのタイムチャート。 第１放電パターンを説明するためのタイムチャート。 第２放電パターンを説明するためのタイムチャート。 第３放電パターンを説明するためのタイムチャート。 Ｖｃｅｓａｔと所定時間ＴＡ，ＴＢとの関係を示す図。 Ｖｃｅｓａｔと所定時間ＴＣ，ＴＤとの関係を示す図。 パターン切替の処理手順を示すフローチャート。 電流調整の処理手順を示すフローチャート。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態のスイッチング素子の駆動装置は、交流のモータジェネレータ（以下、モータと称する）を備える電力変換システムに適用される。

図１において、電力変換システム１００は、モータ１１、直流電源１０、電力変換装置としてのコンバータ２０及びインバータ３０、制御部５０、ドライブユニット２５，６０を備えて構成されている。モータ１１は、３相同期型又は３相誘導型の回転機である。インバータ３０はモータ１１に接続されるとともに、コンバータ２０を介して直流電源１０に接続されている。コンバータ２０とインバータ３０との間には、インバータ３０に印加される電源電圧Ｖｄｃ（いわゆるシステム電圧）を平滑化する平滑コンデンサ２２と、Ｖｄｃを検出する電圧検出部２３とが設けられている。モータ１１とインバータ３０との間には、インバータ３０からモータ１１へ出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部３１が設けられている。直流電源１０は、高電圧電源であり、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの充放電可能な二次電池、キャパシタなどが用いられる。

コンバータ２０は、昇圧及び降圧が可能なＤＣＤＣコンバータであり、モータ１１の力行時には、直流電源１０からの電圧を昇圧して、インバータ３０へ供給する。モータ１１の回生時には、モータ１１の発電により発生した電圧（直流電圧に変換後の電圧）を降圧して、直流電源１０を充電する。詳しくは、コンバータ２０は、リアクトル２１、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにそれぞれ逆並列に接続されている。リアクトル２１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間と、直流電源１０に接続されている。

コンバータ２０は、インバータ３０に印加されるＶｄｃを所定の電圧範囲で調整する。この場合、コンバータ２０は、直流電源１０の電圧を下限値として、その下限値から所定の電圧の上限値までインバータ３０のＶｄｃを調整する。

インバータ３０は、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームを備えている。各相アームは、２つずつ直列接続されたスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６と、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６に対してそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１６を備えて構成されている。

詳しくは、Ｕ相アームは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４及びダイオードＤ１１，Ｄ１４を備えている。Ｖ相アームは、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１５及びダイオードＤ１２，Ｄ１５を備えている。Ｗ相アームは、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１６及びダイオードＤ１３，Ｄ１６を備えている。以上の構成において、インバータ３０の各相アームの上アーム用と下アーム用との中間点は、それぞれモータ１１に接続されている。

電力変換装置を構成する各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６には、ＩＧＢＴ素子が用いられる。これ以外にも各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６には、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。

制御部５０は、低電圧バッテリ（図示略）を電源とし、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御部５０は、モータ１１の制御量をその指令値に制御すべく、コンバータ２０、インバータ３０の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６をオンオフ制御するためのパルス状の指令信号を生成する。

本実施形態では、制御部５０は、モータ１１の制御量としてトルク指令値ＴＲを入力し、トルク指令値ＴＲに基づいて、コンバータ２０及びインバータ３０の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフを制御するパルス状の指令信号を生成する。なお、トルク指令値ＴＲは、車両の制御を統括する上位の制御部（図示しない上位ＥＣＵ）から入力される。

また、上アームスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１３と下アームスイッチング素子Ｑ１４〜Ｑ１６とからなる一対のスイッチング素子が共にオン状態になると、直流電源１０を短絡する電流経路が形成されることによるデッドショートが生じる。このため、上アームスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１３の指令信号のオン期間と下アームスイッチング素子Ｑ１４〜Ｑ１６の指令信号のオン期間との間にデッドタイムを設け、上下アームの一対のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６の双方が所定期間だけオフ状態になるようにして、デッドショートが生じることを抑制している。

制御部５０は、モータ１１の駆動に際し、モータ１１のトルク指令値に基づいて、コンバータ２０の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるオンオフ比（例えばデューティ比）を算出し、指令信号を生成する。そして、その指令信号をドライブユニット２５に出力する。ドライブユニット２５では、指令信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフし、それによりＶｄｃが制御される。

また、制御部５０は、モータ１１の駆動に際し、モータ１１のトルク指令値に基づいて、インバータ３０の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６をオンオフさせるオンオフ比（例えばデューティ比）を算出する。そして、そのオンオフ比に基づいて、各相の上下アームのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を交互にオンオフさせるように指令信号を生成し、ドライブユニット６０に出力する。これにより、インバータ３０においてモータ１１に出力される出力電流が調整される。つまり、モータ１１の出力トルク（トルク指令値）に応じて、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６がオンオフされてモータ１１に流れる電流が可変に調整される。

コンバータ２０の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはドライブユニット２５がそれぞれ接続され、インバータ３０の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６には、ドライブユニット６０が接続されている。ドライブユニット２５，６０は、１チップ化された半導体集積回路や低電圧電源を備えて構成されており、制御部５０から入力されたパルス状の指令信号から、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６のゲートを駆動するゲート駆動信号を生成したり、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６の駆動状態を監視したりする。

各ドライブユニット２５，６０と制御部５０との間の信号伝送は、インターフェース１８を介して行われる。インターフェース１８は、高電圧の直流電源１０を備える高電圧システムと低電圧バッテリ（図示略）を備える低電圧システムとの間を電気的に絶縁することで、コンバータ２０及びインバータ３０に供給される高い駆動電圧（例えば数１００Ｖ）から、制御部５０を保護するためのものであり、例えば、光絶縁素子（フォトカプラ）などが使用される。

ここで、インバータ３０のドライブユニット６０の構成について詳しく説明する。図２に、スイッチング素子Ｑ１１に接続されるドライブユニット６０の構成を例示する。なお、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のドライブユニット６０はいずれも同様の構成を有している。

ドライブユニット６０は、１チップ化された集積回路６１を備えており、その集積回路６１は、駆動制御部７０と電流調整部７１とを備えている。駆動制御部７０は、第６端子Ｔ６を介して制御部５０から入力された指令信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１１のオンオフを制御する機能と、スイッチング素子Ｑ１１のオン切替時とオフ切替時とにおいて切替速度を可変に設定する機能とを有している。

駆動制御部７０は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング動作の際に発生するサージ電圧や電力損失の値に相関するパラメータ（速度調整パラメータ）に基づいて、切替速度を設定する。本実施形態では、インバータ３０の電源電圧に基づいて切替速度を設定することとし、より具体的には、スイッチング素子Ｑ１１のＶｃｅの飽和電圧であるＶｃｅｓａｔを、電源電圧相当のパラメータとして取得する。そして、Ｖｃｅｓａｔに基づいて切替速度を設定する。Ｖｃｅｓａｔが高いほど切替速度を小さい値に設定するとよい。なお、Ｖｃｅｓａｔ以外を速度調整パラメータとすることも可能であり、例えばスイッチング素子Ｑ１１を流れるコレクタエミッタ間電流Ｉｃｅに基づいて切替速度を設定することが可能である。

電流調整部７１は、駆動制御部７０によるスイッチング素子Ｑ１１のオン指令又はオフ指令に基づいて、スイッチング素子Ｑ１１をオン状態又はオフ状態にするべく、スイッチング素子Ｑ１１のゲート（開閉制御端子）に流れる駆動電流（図のＩｇｅ）の調整を実施する。このとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに対して充電電流が流れることで、ゲートに電荷が蓄積される。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の駆動電圧（ゲート電圧）が上昇し、スイッチング素子Ｑ１１がオンする。また、スイッチング素子Ｑ１１のゲートから放電電流が流れることで、ゲートから電荷が放出される。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の駆動電圧（ゲート電圧）が低下し、スイッチング素子Ｑ１１がオフする。

また、電流調整部７１は、駆動制御部７０により設定された切替速度に基づいて、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに対する充電電流及び放電電流の大きさを調整し、それにより、スイッチング素子Ｑ１１のオン切替時の切替速度を可変にするとともに、スイッチング素子Ｑ１１のオフ切替時の切替速度を可変にすることとしている。

次に、電流調整部７１において切替速度を可変とする具体的な構成を説明する。ドライブユニット６０において、集積回路６１には充電用抵抗体６２と放電用抵抗体６７が接続されている。ドライブユニット６０には、定電圧電源４０から電力が供給される。定電圧電源４０には、充電用抵抗体６２を介して集積回路６１の第１端子Ｔ１が接続されている。

電流調整部７１は、ゲート充電に関する構成として、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、充電用スイッチング素子６３）と第１オペアンプ６４と第１電源６５とを備えている。充電用スイッチング素子６３が通電制御素子に相当し、第１オペアンプ６４及び第１電源６５が電流可変部に相当する。第１電源６５が可変電圧部に相当する。

充電用スイッチング素子６３は、第１端子Ｔ１を介して充電用抵抗体６２に接続されるとともに、第２端子Ｔ２を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。第１オペアンプ６４は、反転入力端子に第１端子Ｔ１が接続され、非反転入力端子に第１電源６５が接続され、出力端子に充電用スイッチング素子６３のゲートが接続される構成となっている。第１オペアンプ６４には駆動制御部７０からイネーブル信号ＳｉｇＣが出力され、第１オペアンプ６４は、イネーブル信号ＳｉｇＣが出力されている期間（指令信号のオン期間）で充電用スイッチング素子６３のオン操作を実施する。第１電源６５は、駆動制御部７０からの指令に応じてその出力電圧を可変設定可能に構成されている。

こうした構成によれば、第１電源６５の出力電圧に応じて第１端子Ｔ１の電圧を可変に調整でき、その電圧調整により、充電用抵抗体６２に流れる電流、すなわちゲート充電電流を制御することができる。言うなれば、電流調整部７１では、第１電源６５の出力電圧に応じて所定の定電流が生成され、その定電流が供給された状態でゲート充電が行われる。ちなみに、ゲート充電電流を制御する構成としては、図２に示した構成に限らない。

また、電流調整部７１は、ゲート放電に関する構成として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、放電用スイッチング素子６６）と第２オペアンプ６８と第２電源６９とを備えている。放電用スイッチング素子６６が通電制御素子に相当し、第２オペアンプ６８及び第２電源６９が電流可変部に相当する。第２電源６９が可変電圧部に相当する。

放電用スイッチング素子６６は、第４端子Ｔ４を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されるとともに、第５端子Ｔ５を介して放電用抵抗体６７に接続されている。第２オペアンプ６８は、反転入力端子に第５端子Ｔ５が接続され、非反転入力端子に第２電源６９が接続され、出力端子に放電用スイッチング素子６６のゲートが接続される構成となっている。第２オペアンプ６８には駆動制御部７０からイネーブル信号ＳｉｇＤが出力され、第２オペアンプ６８は、イネーブル信号ＳｉｇＤが出力されている期間（指令信号のオフ期間）で放電用スイッチング素子６６のオン操作を実施する。第２電源６９は、駆動制御部７０からの指令に応じてその出力電圧を可変設定可能に構成されている。

こうした構成によれば、第２電源６９の出力電圧に応じて第５端子Ｔ５の電圧を可変に調整でき、その電圧調整により、放電用抵抗体６７に流れる電流、すなわちゲート放電電流を制御することができる。言うなれば、電流調整部７１では、第２電源６９の出力電圧に応じて所定の定電流が生成され、その定電流が供給された状態でゲート放電が行われる。ちなみに、ゲート放電電流を制御する構成としては、図２に示した構成に限らない。

駆動制御部７０は、スイッチング素子Ｑ１１のオン切替時の切替速度に応じて第１電源６５の出力電圧を調整し、それによりゲート充電電流を制御する。オン切替速度に対応する第１電源６５の出力電圧は、駆動制御部７０が備える記憶手段であるメモリ７０ａに記憶されている。充電処理の実行によりスイッチング素子Ｑ１１のＶｇｅが閾値Ｖｔｈ以上になることに伴い、スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態からオン状態に切り替わる。

また、駆動制御部７０は、スイッチング素子Ｑ１１のオフ切替時の切替速度に応じて第２電源６９の出力電圧を調整し、それによりゲート放電電流を制御する。オフ切替速度に対応する第２電源６９の出力電圧は、メモリ７０ａに記憶されている。放電処理の実行によりＶｇｅが閾値Ｖｔｈ未満になることに伴い、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態からオフ状態に切り替わる。

なお、ドライブユニット６０の構成は、インバータ３０の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のドライブユニット６０について共通である以外に、コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドライブユニット２５についても共通である。

上述した電流調整部７１を用いてゲート充電電流及びゲート放電電流を制御する構成によれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６のオン切替時（ターンオン期間）及びオフ切替時（ターンオフ期間）において、各スイッチング素子への駆動電流（Ｉｇｅ）の大きさを任意に調整することが可能となる。そこで本実施形態では、各スイッチング素子への駆動電流を所定のパターンで変化させ、これにより損失低減やデッドタイムの適正化を実現することとしている。

以下、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６のオン切替時（ゲート充電時）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６のオフ切替時（ゲート放電時）とに分けて、駆動電流の調整パターンについて説明する。こうしたゲート充電制御、及びゲート放電制御は、ドライブユニット６０（又は２５）の駆動制御部７０において実施され、例えば駆動制御部７０に設けられたタイマ回路等を用いて電流切替のタイミングが時間管理される。駆動電流の調整は、電流調整部７１における第１電源６５の出力電圧の切替により実施される。駆動制御部７０は、下記のいずれかのパターンを用いてゲート充電制御及びゲート放電制御を実施する。なお、以下の説明では、便宜上、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６を区別せずスイッチング素子Ｑとして示す。

まずは、スイッチング素子Ｑのオン切替時におけるゲート充電パターンについて説明する。図３は、第１充電パターンを説明するためのタイムチャートであり、図４は、第２充電パターンを説明するためのタイムチャートである。なお、これら各図において、Ｖｇｅはスイッチング素子Ｑのゲート電圧であり、Ｉｇｅはスイッチング素子Ｑのゲート電流であり、Ｉｃｅはスイッチング素子Ｑのコレクタエミッタ間電流であり、Ｖｃｅはスイッチング素子Ｑのコレクタエミッタ間電圧である。ゲート電流Ｉｇｅが「駆動電流」に相当する。ゲート電流Ｉｇｅの大きさを示す図中の電流Ｉ１，Ｉ２は、Ｉ１＜Ｉ２である。図４では、上下アームの指令信号をそれぞれ示すとともに、下アームのスイッチング素子Ｑについての挙動を示している。

第１充電パターンを示す図３において、時刻ｔ１１では、指令信号の立ち上がりに伴いＩｇｅを第１電流Ｉ１にしてゲート充電が開始され、その後、時刻ｔ１１から所定時間ＴＡが経過した時刻ｔ１３で、Ｉｇｅが第１電流Ｉ１よりも大きい第２電流Ｉ２にステップ状に変更される。このとき、ｔ１１以降においてはＶｇｅが徐々に上昇し、Ｖｇｅが閾値Ｖｔｈに達した時刻ｔ１２で、Ｉｃｅが流れ始めるとともにＶｃｅが低下し始める。ＩｇｅがＩ１からＩ２に切り替えられる時刻ｔ１３は、Ｖｇｅがミラー電圧に達した時点又はその付近になるよう定められており、それに合わせて所定時間ＴＡが定められている。また、時刻ｔ１３は、Ｖｃｅ（スイッチング素子Ｑの一対の入出力端子間の電圧）が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点になるよう定められている。

ここで、図３において、指令信号の立ち上がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図３に一点鎖線で示すように、Ｖｇｅがミラー電圧に到達した以後においてＶｃｅの低下が比較的緩慢になり、それに起因する損失の発生が懸念される。図のＸが、Ｖｃｅの低下が緩慢になるテール期間である。これに対し、時刻ｔ１３でＩｇｅを増加させることにより、Ｖｃｅの低下が早められ、損失低減が可能となっている。

また、第２充電パターンを示す図４において、時刻ｔ２１では、下アーム側の指令信号の立ち上がりに伴いＩｇｅを第２電流Ｉ２にしてゲート充電が開始され、その後、時刻ｔ２１から所定時間ＴＢが経過した時刻ｔ２２で、Ｉｇｅが第２電流Ｉ２よりも小さい第１電流Ｉ１にステップ状に変更される。このとき、ｔ２１以降においてはＶｇｅが徐々に上昇し、Ｖｇｅが閾値Ｖｔｈに達した時点でＩｃｅが流れ始めるとともにＶｃｅが低下し始める。ＩｇｅがＩ２からＩ１に切り替えられる時刻ｔ２２は、第２電流Ｉ２によるゲート充電が開始された後にＶｇｅが閾値Ｖｔｈに達する時点、換言すればＩｃｅ（スイッチング素子Ｑの一対の入出力端子間の電流）が流れ始める時点としてあらかじめ定められており、それに合わせて所定時間ＴＢが定められているとよい。

ここで、図４において、指令信号の立ち上がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図４に一点鎖線で示すように、ゲート充電の開始直後におけるＶｇｅの上昇が比較的緩慢になり、それに起因して充電開始からＶｇｅが閾値Ｖｔｈに達するまでの所要時間（Ｉｃｅの流れ始めまでの所要時間）が長引くことになる。つまり、指令信号の立ち上がりタイミングを時刻ｔ２１よりも早い時刻ｔ２０にする必要が生じる。この点、本パターンでは、Ｉｇｅを上記のごとく切り替えることで、スイッチング素子Ｑのオン切替時における応答性が高められることとなる。

Ｉｃｅの流れ始めのタイミング（ｔ２２）を一定にして考えれば、指令信号の立ち上がりタイミングを、時刻ｔ２０から時刻ｔ２１に遅らせることができることとなる。そのため、上下一対の各スイッチング素子Ｑのオン期間の間に所定のデッドタイムを介在させることを考えると、先行してオンされているスイッチング素子Ｑの指令信号（図の上アーム側の指令信号）の立ち下がりタイミングを遅らせることが可能となる。したがって、所望のデッドタイムを確保しつつ、各スイッチング素子Ｑを効率良くオンさせることができる。

次に、上記の第１充電パターンと第２充電パターンとを組み合わせた第３充電パターンについて図５を用いて説明する。

図５では、時刻ｔ３１で、下アーム側の指令信号の立ち上がりに伴いＩｇｅを第２電流Ｉ２にしてゲート充電が開始され、その後、時刻ｔ３１から所定時間ＴＢが経過した時刻ｔ３２で、Ｉｇｅが第１電流Ｉ１にステップ状に変更される。このとき、ｔ３１以降においてはＶｇｅが徐々に上昇し、Ｖｇｅが閾値Ｖｔｈに達した時点（ｔ３２）でＩｃｅが流れ始めるとともにＶｃｅが低下し始める。

その後、時刻ｔ３１から所定時間ＴＡが経過した時刻ｔ３３で、Ｉｇｅが第２電流Ｉ２にステップ状に変更される。なお、時刻ｔ３３は、時刻ｔ３２からの経過時間で管理されていてもよい。時刻ｔ３３は、Ｖｇｅがミラー電圧に達した時点又はその付近になるよう定められている。

時刻ｔ３１〜ｔ３２の期間で流れる第２電流Ｉ２と、時刻ｔ３３以降の期間で流れる第２電流Ｉ２とは同じ大きさの電流であってもよいし、互いに異なる大きさの電流であってもよい。この場合、時刻ｔ３１〜ｔ３２でのＩ２を、時刻ｔ３３以降のＩ２よりも大きくしてもよいし、その逆に小さくしてもよい。

ここで、図５において、指令信号の立ち上がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図５に一点鎖線で示すように、ゲート充電の開始直後におけるＶｇｅの上昇が比較的緩慢になることに加え、Ｖｃｅの低下が緩慢になるテール期間が生じる。これに対し、上記のごとくＩｇｅを変化させることにより、ゲート充電の開始直後におけるＶｇｅの上昇が早められるとともに、Ｖｃｅの低下が促進される。これにより、損失低減と適正なデッドタイム管理とが可能となる。

次に、スイッチング素子Ｑのオフ切替時におけるゲート放電パターンについて説明する。図６は、第１放電パターンを説明するためのタイムチャートであり、図７は、第２放電パターンを説明するためのタイムチャートである。図７では、上下アームの指令信号をそれぞれ示すとともに、下アームのスイッチング素子Ｑについての挙動を示している。

第１放電パターンを示す図６において、時刻ｔ４１では、指令信号の立ち下がりに伴いＩｇｅを第１電流Ｉ１にしてゲート放電が開始され、その後、時刻ｔ４１から所定時間ＴＣが経過した時刻ｔ４３で、Ｉｇｅが第１電流Ｉ１よりも大きい第２電流Ｉ２にステップ状に変更される。このとき、ｔ４１以降においてはＶｇｅが徐々に低下し、ミラー期間を経てＶｇｅが閾値Ｖｔｈに達した時刻ｔ４２で、Ｉｃｅが低下し始める。ＩｇｅがＩ１からＩ２に切り替えられる時刻ｔ４３は、Ｉｃｅ（スイッチング素子Ｑの一対の入出力端子間の電流）が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点としてあらかじめ定められており、それに合わせて所定時間ＴＣが定められているとよい。

ここで、図６において、指令信号の立ち下がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図６に一点鎖線で示すように、Ｉｃｅの低下が緩慢になる期間（テール期間）が生じ、それに起因する損失の発生が懸念される。これに対し、時刻ｔ４３でＩｇｅを増加させることにより、Ｉｃｅの低下が早められ、損失低減が可能となっている。

また、第２放電パターンを示す図７において、時刻ｔ５１では、指令信号の立ち下がりに伴いＩｇｅを第２電流Ｉ２にしてゲート放電が開始され、その後、時刻ｔ５１から所定時間ＴＤが経過した時刻ｔ５２で、Ｉｇｅが第２電流Ｉ２よりも小さい第１電流Ｉ１にステップ状に変更される。ＩｇｅがＩ２からＩ１に切り替えられる時刻ｔ５２は、Ｖｇｅがミラー電圧よりも僅かに低電圧側の閾値Ｖｔｈに達した時点、すなわちＩｃｅが低下し始める時点としてあらかじめ定められており、それに合わせて所定時間ＴＤが定められているとよい。

ここで、図７において、指令信号の立ち下がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図７に一点鎖線で示すように、ゲート放電の開始からミラー期間の終了までの所要時間が長引く。そのため、指令信号の立ち下がりタイミングを時刻ｔ５１よりも早い時刻ｔ５０にする必要が生じる。この場合、Ｉｃｅの低下し始めのタイミング（ｔ５２）を一定にして考えれば、本パターンでは、指令信号の立ち下がりタイミングを遅らせることができることとなる。これにより、所望のデッドタイムを確保しつつ、スイッチング素子Ｑを効率良くオンさせることができる。また、時刻ｔ５２でＩｇｅをＩ２からＩ１に下げることにより、Ｉｃｅ低下時におけるサージ発生を抑制できる。

次に、上記の第１放電パターンと第２放電パターンとを組み合わせた第３放電パターンについて図８を用いて説明する。

図８では、時刻ｔ６１で、下アーム側の指令信号の立ち下がりに伴いＩｇｅを第２電流Ｉ２にしてゲート放電が開始され、その後、時刻ｔ６１から所定時間ＴＤが経過した時刻ｔ６２で、Ｉｇｅが第１電流Ｉ１にステップ状に変更される。その後、時刻ｔ６１から所定時間ＴＣが経過した時刻ｔ６３で、Ｉｇｅが第２電流Ｉ２にステップ状に変更される。このとき、ｔ６１以降においてはＶｇｅが徐々に低下し、Ｖｇｅがミラー期間を経てミラー電圧よりも低下し始めると、その直後に、Ｖｇｅが閾値Ｖｔｈに達してＩｃｅが低下し始める（ｔ６２）。この時刻ｔ６２でＩｇｅがＩ１に変更され、その後、Ｉｃｅがゼロになる前の時刻ｔ６３で、ＩｇｅがＩ２に変更される。なお、時刻ｔ６３は、時刻ｔ６２からの経過時間で管理されていてもよい。

時刻ｔ６１〜ｔ６２の期間で流れる第２電流Ｉ２と、時刻ｔ６３以降の期間で流れる第２電流Ｉ２とは同じ大きさの電流であってもよいし、互いに異なる大きさの電流であってもよい。この場合、時刻ｔ６１〜ｔ６２でのＩ２を、時刻ｔ６３以降のＩ２よりも大きくしてもよいし、その逆に小さくしてもよい。

ここで、図８において、指令信号の立ち下がり後にＩｇｅをＩ１のまま一定に制御した場合との差異を述べる。ＩｇｅをＩ１のまま一定にした場合には、図８に一点鎖線で示すように、ゲート放電の開始からミラー期間の終了までの所要時間（ｔ６０〜ｔ６２）が長引くことに加え、Ｉｃｅの低下が緩慢になる期間が生じる。これに対し、上記のごとくＩｇｅを変化させることにより、ゲート放電の開始からミラー期間の終了までの所要時間が短縮されるとともに、Ｉｃｅの低下が促進される。これにより、損失低減と適正なデッドタイム管理とが可能となる。

ちなみに、コンバータ２０側のドライブユニット２５では、充電パターンとして第１充電パターンが用いられ、放電パターンとして第１放電パターンが用いられるとよい。

ところで、スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時における切替速度を可変とする構成では、都度の切替速度に応じて、電圧や電流の所定変化に要する時間が変化する。つまり、上述した各充電パターンや各放電パターンにおいてＩｇｅを変更すべきタイミングが変化する。

そこで、ドライブユニット６０は、スイッチング素子Ｑのオン切替時において、ゲート充電を開始した後にＩｇｅを第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とで切り替えるタイミングを、駆動制御部７０により設定した切替速度、又はその切替速度を設定するために用いる速度調整パラメータに応じて設定する。本実施形態では、速度調整パラメータとしてのＶｃｅｓａｔに基づいて切替速度を可変設定することとしており、Ｖｃｅｓａｔに基づいて、又はそのＶｃｅｓａｔに基づき設定された切替速度に基づいて、所定時間ＴＡ，ＴＢ（図３〜図５参照）を設定する。例えば、ドライブユニット６０（駆動制御部７０）は、図９の関係を用い、Ｖｃｅｓａｔに基づいて所定時間ＴＡ，ＴＢを設定するとよい。なお、図９の関係はメモリ７０ａに記憶されているとよい（後述の図１０も同様）。

また、ドライブユニット６０は、スイッチング素子Ｑのオフ切替時において、ゲート放電を開始した後にＩｇｅを第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とで切り替えるタイミングを、駆動制御部７０により設定した切替速度、又はその切替速度を設定するために用いる速度調整パラメータに応じて設定する。例えば、ドライブユニット６０（駆動制御部７０）は、図１０の関係を用い、Ｖｃｅｓａｔに基づいて所定時間ＴＣ，ＴＤ（図６〜図８参照）を設定するとよい。

また、上述した各充電パターンや各放電パターンは、車両における各種条件に応じて切り替えて用いることが可能である。具体的には、モータ１１の回転速度、すなわちモータ１１の電気周波数に応じて、第１充電パターンと第２充電パターンとの切替を実施する。又は、モータ１１の回転速度に応じて、第１放電パターンと第２放電パターンとの切替を実施する。

図１１はパターン切替の処理手順を示すフローチャートである。本処理は、ドライブユニット６０においてハードロジックとして実施される。又は制御部５０において実施されてもよい。

図１１において、ステップＳ１１では、モータ回転速度が所定値ＫＮ以上であるか否かを判定する。そして、ＹＥＳの場合、ステップＳ１２に進み、第２充電パターンによるＩｇｅ調整を実施する。また、ＮＯの場合、ステップＳ１３に進み、第１充電パターンによるＩｇｅ調整を実施する。

モータ回転速度はレゾルバ等の回転検出手段により検出されるとよい。モータ回転速度に代えて、モータ１１の電気周波数による判定を実施してもよい。なお、ゲート放電時の場合には、ステップＳ１２で第２放電パターンによるＩｇｅ調整を実施し、ステップＳ１３で第１放電パターンによるＩｇｅ調整を実施するとよい。

また、Ｉｇｅを上記各パターンで調整する場合と、Ｉｇｅを同一のままにする場合とを切り替える構成にしてもよい。具体的には、スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかにおいて、スイッチング素子Ｑのコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅｓａｔ（一対の入出力端子間に印加される印加電圧）、又はそれに相応するインバータ３０の電源電圧Ｖｄｃ（システム電圧）に応じて、Ｉｇｅのパターン切替を実施するか実施しないかを選択する。

図１２は電流調整の処理手順を示すフローチャートである。本処理は、ドライブユニット６０においてハードロジックとして実施される。又は制御部５０において実施されてもよい。

図１２において、ステップＳ２１では、Ｖｃｅｓａｔが所定値ＫＶ以上であるか否かを判定する。そして、ＹＥＳの場合、ステップＳ２２に進み、スイッチング素子Ｑのゲート充放電時において上記いずれかのパターンによるＩｇｅの切替を実施する旨を決定する。また、ＮＯの場合、ステップＳ２３に進み、Ｉｇｅとして高電流側の値である第２電流Ｉ２を用いてゲート充放電を行う旨を決定する。

以上、詳述した本実施形態によれば、以下の優れた効果が得られる。

上記構成によれば、電流調整部７１において、充電用抵抗体６２又は放電用抵抗体６７を介して流れるＩｇｅ（駆動電流）を調整することで、スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかにおいて切替速度を所望の速度にすることができる。またこの場合、電流調整部７１においては、抵抗体６２，６７に直列に接続されたスイッチング素子６３，６６（通電制御素子）をオンした状態で、抵抗体６２，６７に流れる電流を変更することによりＩｇｅの調整が行われる。そのため、複数の電流経路や複数の経路切替素子を用いて駆動電流を可変にしていた既存技術とは異なり、Ｉｇｅを可変にするための構成を大幅に簡素化できる。その結果、チップ面積が増大することを抑制しつつ、切替速度を可変に設定することができる。

第１電源６５の出力電圧に応じて充電用抵抗体６２に流れる電流を可変とし、それによりＩｇｅ（ゲート充電電流）を調整する構成にした。また、第２電源６９の出力電圧に応じて放電用抵抗体６７に流れる電流を可変とし、それによりＩｇｅ（ゲート放電電流）を調整する構成にした。この場合、Ｉｇｅ調整のための構成として電源６５，６９やオペアンプ６４，６８を有するが、これらはＩｇｅ経路とは異なり低電流系の構成であり、チップ面積増大の不都合を招きにくい構成となっている。

スイッチング素子Ｑのオン切替時における第１充電パターンとして、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１にしてスイッチング素子Ｑのゲート充電を開始した後に、Ｖｃｅが低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２（＞Ｉ１）に変更する構成とした。この場合、スイッチング素子Ｑのオン当初においてＶｃｅの低下が早められ、損失低減が可能となっている。

スイッチング素子Ｑのオン切替時における第２充電パターンとして、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２にしてスイッチング素子Ｑのゲート充電を開始した後に、Ｉｃｅが流れ始める時点で、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１に変更する構成とした。この場合、スイッチング素子Ｑのオン切替時における応答性が高められることとなる。したがって、所望のデッドタイムを確保しつつ、スイッチング素子Ｑを効率良くオンさせる上で有利な構成を実現できる。

スイッチング素子Ｑのオン切替時における第３充電パターンとして、第１充電パターンと第２充電パターンとを組み合わせることとした。この場合、各スイッチング素子Ｑのオン切替時において損失低減と適正なデッドタイム管理とを実現できる。

スイッチング素子Ｑのオフ切替時における第１放電パターンとして、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１にしてスイッチング素子Ｑのゲート放電を開始した後に、Ｉｃｅが低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２（＞Ｉ１）に変更する構成とした。この場合、スイッチング素子Ｑがオフ状態に切り替わる直前においてＩｃｅの低下が早められ、損失低減が可能となっている。

スイッチング素子Ｑのオフ切替時における第２放電パターンとして、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２にしてスイッチング素子Ｑのゲート放電を開始した後に、Ｉｃｅが低下し始める時点で、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１に変更する構成とした。この場合、指令信号の立ち下がりタイミングを遅らせることができる。したがって、所望のデッドタイムを確保しつつ、スイッチング素子Ｑを効率良くオンさせる上で有利な構成を実現できる。

スイッチング素子Ｑのオフ切替時における第３放電パターンとして、第１放電パターンと第２放電パターンとを組み合わせることとした。この場合、各スイッチング素子Ｑのオフ切替時において損失低減と適正なデッドタイム管理とを実現できる。

モータ１１の回転速度が所定以上である場合、すなわちモータ１１の電気周波数が比較的高い場合に、第２充電パターン（図４参照）によりＩｇｅを変化させ、モータ１１の回転速度が所定未満である場合、すなわちモータ１１の電気周波数が比較的低い場合に、第１充電パターン（図３参照）によりＩｇｅを変化させる構成にした。これにより、モータ１１の高回転状態においてはデッドタイムの最適化を優先でき、それ以外の場合は損失低減を優先できる。

モータ１１の回転速度が所定以上である場合、すなわちモータ１１の電気周波数が比較的高い場合に、第２放電パターン（図７参照）によりＩｇｅを変化させ、モータ１１の回転速度が所定未満である場合、すなわちモータ１１の電気周波数が比較的低い場合に、第１放電パターン（図６参照）によりＩｇｅを変化させる構成にした。これにより、モータ１１の高回転状態においてはデッドタイムの最適化を優先でき、それ以外の場合は損失低減を優先できる。

スイッチング素子Ｑのオン切替時において、ゲート充電を開始した後にＩｇｅを切り替えるタイミングを、切替速度又は速度調整パラメータに応じて設定する構成とした。これにより、モータ１１の出力要求等に応じてスイッチング素子Ｑの切替速度が変更されたとしても、Ｉｇｅの切替タイミングを適正化し、ひいてはスイッチング素子Ｑにおいて適正なオン動作を実現できる。

スイッチング素子Ｑのオフ切替時において、ゲート放電を開始した後にＩｇｅを切り替えるタイミングを、切替速度又は速度調整パラメータに応じて設定する構成とした。これにより、モータ１１の出力要求等に応じてスイッチング素子Ｑの切替速度が変更されたとしても、Ｉｇｅの切替タイミングを適正化し、ひいてはスイッチング素子Ｑにおいて適正なオフ動作を実現できる。

スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかにおいて、スイッチング素子ＱのＶｃｅｓａｔが所定以上である場合に、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２で切り替えることとし、Ｖｃｅｓａｔが所定未満である場合に、Ｉｇｅを常時、第２電流Ｉ２（＞Ｉ１）とする。この場合、スイッチング素子Ｑの電源電圧が比較的高い状態において、損失低減や適正なデッドタイム管理の実現を図ることができる。

（他の実施形態）
上記実施形態を例えば次のように変更してもよい。

・上述の第１〜第３の充電パターンを以下のように実施してもよい。第１充電パターンにおいて、Ｖｃｅの検出値に基づいてＩｇｅの切替（Ｉ１→Ｉ２）を実施する構成でもよい。この場合、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１にしてスイッチング素子Ｑのゲート充電を開始した後に、Ｖｃｅの検出値が低下しゼロになるまでの期間内においてその検出値が所定値に達した時点で、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２に変更する。

また、第２充電パターンにおいて、Ｉｃｅの検出値に基づいてＩｇｅの切替（Ｉ２→Ｉ１）を実施する構成でもよい。この場合、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２にしてスイッチング素子Ｑのゲート充電を開始した後に、Ｉｃｅが流れ始めたと検出された時点で、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１に変更する。

第３充電パターンにおいては、上記の第１充電パターンと第２充電パターンとを組み合わせとして実施する。

・上述の第１〜第３の放電パターンを以下のように実施してもよい。第１放電パターンにおいて、Ｉｃｅの検出値に基づいてＩｇｅの切替（Ｉ１→Ｉ２）を実施する構成でもよい。この場合、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１にしてスイッチング素子Ｑのゲート放電を開始した後に、Ｉｃｅの検出値が低下しゼロになるまでの期間内においてその検出値が所定値に達した時点で、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２に変更する。

また、第２放電パターンにおいて、Ｉｃｅの検出値に基づいてＩｇｅの切替（Ｉ２→Ｉ１）を実施する構成でもよい。この場合、Ｉｇｅを第２電流Ｉ２にしてスイッチング素子Ｑのゲート放電を開始した後に、Ｉｃｅが低下し始めたと検出された時点で、Ｉｇｅを第１電流Ｉ１に変更する。

第３放電パターンにおいては、上記の第１放電パターンと第２放電パターンとを組み合わせとして実施する。

・スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時におけるＩｇｅ調整の機能を、制御部５０に設けることも可能である。この場合、制御部５０は、指令信号の立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミングを基準とする時間に基づいて、又はＶｃｅ、Ｉｃｅといった素子動作パラメータに基づいて、Ｉｇｅの切替を実施する。

・スイッチング素子Ｑのオン切替時及びオフ切替時のうち一方についてのみ、切替速度を可変設定する構成であってもよい。この場合、切替速度の可変設定を行う側についてのみＩｇｅの調整機能を設けるとよい。

２５，６０…ドライブユニット、６２…充電用抵抗体、６５…第１電源、６７…放電用抵抗体、６９…第２電源、７０…駆動制御部、７１…電流調整部、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６…スイッチング素子。

Claims (13)

1. スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６）のオン及びオフを指令する指令信号に基づいて前記スイッチング素子をオンオフさせるスイッチング素子の駆動装置（２５，５０，６０）であって、
   前記スイッチング素子の開閉制御端子に駆動電流を流す電流経路に設けられた抵抗体（６２，６７）と、
   前記スイッチング素子のオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかの切替速度を設定する速度設定部（７０）と、
   前記速度設定部により設定された切替速度に応じて、前記抵抗体を介して流れる前記駆動電流を調整する電流調整部（７１）と、
   を備え、
   前記電流調整部は、前記抵抗体に直列に接続され当該抵抗体を介して行われる前記開閉制御端子への通電を制御する通電制御素子（６３，６６）と、前記通電制御素子をオンした状態で、前記抵抗体に流れる電流を変更することにより前記駆動電流を調整する電流可変部（６４，６５，６８，６９）とを有することを特徴とするスイッチング素子の駆動装置。
2. 前記電流調整部は、前記電流可変部として、出力電圧を可変とする可変電圧部（６５，６９）を有し、前記可変電圧部の出力電圧に応じて、前記通電制御素子に流れる電流を変更する構成を備えている請求項１に記載のスイッチング素子の駆動装置。
3. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオン切替時において、前記駆動電流を前記第１電流にして前記開閉制御端子への充電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電圧が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動装置。
4. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオン切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子への充電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間に電流が流れ始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更する請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
5. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオン切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子への充電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間に電流が流れ始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更し、その後、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電圧が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動装置。
6. 前記スイッチング素子のオンオフにより回転機（１１）に対して電力を供給する電力供給システムに適用され、
   前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオン切替時において、前記駆動電流を前記第１電流にして前記開閉制御端子への充電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電圧が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する第１オン操作手段と、
   前記スイッチング素子のオン切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子への充電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間に電流が流れ始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更する第２オン操作手段と、
   前記回転機の回転速度が所定以上である場合に、前記第２オン操作手段により前記駆動電流を調整し、前記回転機の回転速度が所定未満である場合に、前記第１オン操作手段により前記駆動電流を調整する切替手段と、
   を備える請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動装置。
7. 前記スイッチング素子のオン切替時において、前記開閉制御端子への充電を開始した後に前記駆動電流を前記第１電流と前記第２電流とで切り替えるタイミングを、前記速度設定部により設定した切替速度、又はその切替速度を設定するために用いる速度調整パラメータに応じて設定する請求項３乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
8. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記駆動電流を前記第１電流にして前記開閉制御端子からの放電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する請求項１乃至７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
9. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
   前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子からの放電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下し始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更する請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
10. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
    前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子からの放電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下し始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更し、その後、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する請求項１乃至７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
11. 前記スイッチング素子のオンオフにより回転機（１１）に対して電力を供給する電力供給システムに適用され、
    前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
    前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記駆動電流を前記第１電流にして前記開閉制御端子からの放電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下しゼロになるまでの期間内の所定時点で、前記駆動電流を前記第２電流に変更する第１オフ操作手段と、
    前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記駆動電流を前記第２電流にして前記開閉制御端子からの放電を開始した後に、前記スイッチング素子の一対の入出力端子間の電流が低下し始める時点で、前記駆動電流を前記第１電流に変更する第２オフ操作手段と、
    前記回転機の回転速度が所定以上である場合に、前記第２オフ操作手段により前記駆動電流を調整し、前記回転機の回転速度が所定未満である場合に、前記第１オフ操作手段により前記駆動電流を調整する切替手段と、
    を備える請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
12. 前記スイッチング素子のオフ切替時において、前記開閉制御端子への放電を開始した後に前記駆動電流を前記第１電流と前記第２電流とで切り替えるタイミングを、前記速度設定部により設定した切替速度、又はその切替速度を設定するために用いる速度調整パラメータに応じて設定する請求項８乃至１１のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
13. 前記電流調整部は、前記駆動電流を、第１電流とそれよりも大きい第２電流とで切り替え可能であり、
    前記スイッチング素子の一対の入出力端子間に印加される印加電圧が所定以上であるか否かを判定する手段と、
    前記スイッチング素子のオン切替時及びオフ切替時の少なくともいずれかにおいて、前記印加電圧が所定以上であると判定されていれば、前記駆動電流を前記第１電流及び前記第２電流で切り替えることとし、前記印加電圧が所定未満であると判定されていれば、前記駆動電流を前記第２電流とする手段と、を備える請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。

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