JP2016171712A - スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】スイッチング素子を駆動するスイッチング周波数にジッタ(周波数拡散)を与えて伝導EMIノイズの発生を低減するようにしたジッタ制御回路において、負荷の大きさを表すフィードバック電圧(FB電圧)を受けて、最大発振周波数(65kHz)の固定周波数の領域から、周波数低減領域、および最小発振周波数(25kHz)の固定周波数の領域に移行するにつれて、スイッチング周波数の拡散幅を段階的に拡大する。これにより、EMIノイズの測定周波数範囲が低域側に拡大されても、EMIノイズの十分な低減効果を得ることができる。
【選択図】図1
Description
このフライバック式のスイッチング電源装置100は、PWM(Pulse Width Modulation)制御用の制御回路である制御IC8を有し、少なくとも図中のトランスT、ダイオード19、コンデンサ20およびスイッチング素子を備えている。スイッチング素子としては、ここでは、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)17を用いている。
制御IC8において、起動回路31は、起動時にVH端子からVCC端子へ電流を供給するものであって、交流電源1が印加されると、制御IC8では、VH端子から起動回路31を通してVCC端子へ電流が流れる。これにより、VCC端子に外部接続されたコンデンサ13が充電されて、その電圧値が上昇する。
較する前に、CS端子の電圧に対し、スロープ補償回路35によってMOSFET17のオン幅に比例したスロープ補償電圧を加算するスロープ補償がなされている。
S=10×log(2×δ×fs/RBW)=10×log(2Δf/RBW)
ここで、δは拡散率(%)、fsは動作周波数(Hz)、Δfは片側拡散幅(=fs×δ)(Hz)、RBWは分解能帯域幅(Hz)である。この減衰量Sの数式によれば、拡散幅(2Δf)と分解能帯域幅RBWとの比が大きくなればなるほど減衰効果が大きくなることを表している。
発振器34は、図14に示したように、フィードバック電圧FBを検出するバッファアンプ61と、このバッファアンプ61の出力に応じてトランジスタ(nチャネル型のMOS−FET)N1に流れる電流を制御する増幅器62とを備える。トランジスタN1は、トランジスタ(pチャネル型のMOS−FET)P1,P2からなるカレントミラー回路に接続されて、トランジスタN1に流れる電流がこのカレントミラー回路の入力電流となる。このカレントミラー回路の出力電流は、カレントミラー回路の出力端であるトランジスタP2のドレイン端子に接続されるトランジスタN2に与えられ、トランジスタN5に流れる電流の制御に用いられる。さらには、カレントミラー回路の出力電流は、トランジスタN3およびトランジスタP3を介してトランジスタP4に流れる電流の制御に用いられる。
〔第1の実施の形態〕
図3は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御ICに設けられる発振器の概略構成を示す図、図4は図3の発振器に設けられるジッタ制御回路の概略構成を示す図である。
〔第2の実施の形態〕
図5は第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御ICに設けられる発振器の概略構成を示す図、図6は図5の発振器に設けられるジッタ制御回路の概略構成を示す図である。図5および図6において、図3および図4に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については、同じ符号を付して詳細な説明は省略する。
〔第3の実施の形態〕
図7は第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御ICに設けられる発振器の概略構成を示す図、図8は図7の発振器に設けられるジッタ制御回路の概略構成を示す図である。図7および図8において、図3および図4に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については、同じ符号を付して詳細な説明は省略する。
〔その他の実施の形態〕
図9は本発明の別のジッタ制御の概念を示す図である。
2 コモンモードチョークコイル
3 Xコンデンサ
4 ダイオードブリッジ
5 コンデンサ
6 ダイオード
7 電流制限抵抗
8 制御IC
9 サーミスタ
10 コンデンサ
11 抵抗
12 センス抵抗
13 コンデンサ
14 ダイオード
15 補助巻き線
16 一次巻き線
17 MOSFET
18 二次巻き線
19 ダイオード
20 コンデンサ
21 フォトカプラ
22 シャントレギュレータ
23,24 抵抗
25 負荷
31 起動回路
32 低電圧誤動作防止回路
33 内部電源回路
34,34a,34b 発振器
35 スロープ補償回路
36 FBコンパレータ
37 ワンショット回路
38 RSフリップフロップ
39 オアゲート
40 アンドゲート
41 オアゲート
42 ドライブ回路
43 レベルシフト回路
44 CSコンパレータ
45 OCPコンパレータ
46 オアゲート
47 電流源
48 LATコンパレータ
49 ラッチ回路
50 遅延時間制御回路
51 オアゲート
61 バッファアンプ
62 増幅器
63 ヒステリシスコンパレータ
64 インバータ
70,70a,70b ジッタ制御回路
71 分周器兼カウンタ
73 インバータ
100 スイッチング電源装置
C0,C,C1−C7 コンデンサ
CP1,CP2,CP11−CP14 コンパレータ
Ca 補助コンデンサ
FB_A 増幅器
I0 定電流源
N1−N5,N21−N27,N31,P1−P5,P11−P18,P21−P27,P31−P37,P41−P47,P51−P53 トランジスタ
R_RT タイミング抵抗
R0,R1,R2,R3,R11,R12 抵抗
RSFF RSフリップフロップ
RT_A 多入力増幅器
T トランス
V1,V2,V3,V4 基準電源
Vref,VrefH,VrefL,Vref1,Vref2,Vref3 基準電圧
Claims (6)
- 入力電圧に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより所定の直流電圧を生成して負荷に出力するように制御するときに、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従ってスイッチング周波数を低減するように制御するスイッチング電源装置の制御回路において、
前記負荷の大きさに応じた所定の電流をコンデンサに充電または前記コンデンサを放電するように切り換えることにより前記負荷の大きさに応じた前記スイッチング周波数を決定する発振手段と、
前記発振手段に設けられて前記スイッチング周波数に周波数拡散を与えるジッタ制御手段と、
を備え、
前記ジッタ制御手段は、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従ってスイッチング周波数の拡散幅を拡大するように制御することを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。 - 前記ジッタ制御手段は、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従って前記コンデンサを充電する前記電流の変化範囲を増やすことにより、スイッチング周波数の拡散幅を拡大することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。
- 前記ジッタ制御手段は、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従って前記コンデンサの容量の変化範囲を増やすことにより、スイッチング周波数の拡散幅を拡大することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。
- 前記ジッタ制御手段は、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従って前記コンデンサの充電完了時から放電開始までの時間の変化範囲を増やすように可変設定することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。
- 前記ジッタ制御手段は、それぞれ値の異なる基準電圧と前記負荷の大きさを表すフィードバック電圧とを比較する複数のコンパレータを用いて前記負荷の重負荷から軽負荷への移行を段階的に検出することを特徴とする請求項2ないし4のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置の制御回路。
- 入力電圧に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより所定の直流電圧を生成して負荷に出力するように制御するときに、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従ってスイッチング周波数を低減するように制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記負荷の大きさに応じた所定の電流をコンデンサに充電または前記コンデンサを放電するように切り換えることにより前記負荷の大きさに応じた前記スイッチング周波数を決定する発振手段と、
前記発振手段に設けられて前記スイッチング周波数に周波数拡散を与えるジッタ制御手段と、
を備え、
前記ジッタ制御手段は、前記負荷が重負荷から軽負荷に移行するに従ってスイッチング周波数の拡散幅を拡大するように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
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