JP2016127759A - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御モードを切り替えることなく、必要に応じて、インバータが出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅の大きさを大きくすることが可能な回転電機制御装置を提供すること。【解決手段】温度予測部３４９において、回転電機の温度に相関する予測温度を求める。補正波形生成部３５１は、その予測温度が低くなるほど、変調率が高くなるように、あるいは、変調率が高く、かつ位相が進むように、電圧指令信号ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖw＊を補正するための補正波形ｆを生成する。そのため、低温時に、回転電機の出力を高めたり、その立ち上りを早めたりすることができ、回転電機による駆動応答性を高めることができる。【選択図】図３

Description

本発明は、所定の機器を回転駆動する回転電機を制御する回転電機制御装置に関する。

従来の回転電機の制御装置として、インバータの電源を直流の定電圧源とした電圧形インバータを用い、インバータの各スイッチング素子をＰＷＭ信号により駆動するものが知られている。この制御装置では、電圧指令信号を正弦波信号とし、この正弦波信号を三角波キャリア信号と比較することにより、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を生成する。そして、このＰＷＭ信号にてインバータの各スイッチング素子を駆動することにより、回転電機の駆動電圧信号として用いられるインバータの出力電圧は、電圧指令信号を模擬した正弦波状となる。このような正弦波ＰＷＭ制御を行うことにより、インバータの出力電圧を自由に制御することができる。

ただし、上述した正弦波ＰＷＭ制御では、インバータが駆動電圧信号として発生可能な交流電圧の基本波成分の振幅は電源電圧の半分以下であり、電源電圧の半分の大きさに対する基本波成分の振幅の比で表される変調率は１以下に制限される。そこで、インバータを、変調率が１以上となる過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御により動作させることにより、インバータが出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅をさらに増加させることが提案されている。

例えば、特許文献１や、特許文献２には、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、及び、矩形波制御モードのいずれかの制御モードにてモータを駆動するようにインバータを制御する制御装置が記載されている。

特開２００５−５１８９４号公報 特開２０１０−１６６７０７号公報

しかしながら、上述した特許文献１や特許文献２に記載の制御装置のように、所定の条件が成立したときに制御モードを切り替える構成の場合、各制御モードを実行するための制御ロジックをそれぞれ用意しなければならず、さらに、制御モード切替を判定するための切替ロジックも必要となる。また、制御モードの切り替えの遅れにより、トルク指令値などに対する追従遅れが発生しやすくなり、制御性能の悪化を招く虞もある。

本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、制御モードを切り替えることなく、必要に応じて、インバータが出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅の大きさを大きくすることが可能な回転電機制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、第１発明による回転電機制御装置（３００）は、
回転電機（２００）を駆動するための駆動電圧信号を出力するインバータ（３２３）と、
電圧指令信号とキャリア信号との比較結果に応じて、駆動電圧信号を出力するようにインバータを動作させるためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段（３４４）と、
回転電機の温度に相関する温度を検出する温度検出手段（３４９）と、
温度検出手段によって検出された温度に基づき、その温度が低下するほど、変調率が高くなるように電圧指令信号を補正するための補正信号を生成する補正信号生成手段（３５１）と、を備え、
ＰＷＭ信号生成手段は、補正信号生成手段により生成された補正信号によって補正された電圧指令信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。

このように、本第１発明による回転電機制御装置は、制御モードを切り替えるのではなく、キャリア信号と比較される電圧指令信号を、補正信号により補正することにより、インバータが出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅の大きさを変化させる。このため、制御モードの切り替え時に必要となる各種の制御ロジックや切り替えロジックが不要となる。また、制御モードの切り替えの必要がないため、制御モードの切り替えに伴う追従遅れなどの制御性能の悪化を招く虞も低減することができる。

さらに、本第１発明では、補正信号生成手段が、温度検出手段によって検出される、回転電機の温度に相関する温度に基づき、その温度が低下するほど、変調率が高くなるように電圧指令信号を補正するための補正信号を生成する。回転電機の温度が低くなるほど、その回転電機の可動部に対するフリクションが増加したり、回転電機が駆動対象機器を駆動する際の抵抗が大きくなったりする傾向がある。本発明では、回転電機の温度に相関する温度が低くなるほど、変調率が高くなるように電圧指令信号を補正するための補正信号を生成する。そのため、低温時に、回転電機の出力を高めることができ、回転電機による駆動対象機器の駆動応答性を高めることができる。

また、第２発明による回転電機制御装置は、回転電機（２００）の近傍に設けられ、回転電機の少なくとも１相のステータコイルに接続されたシャント抵抗（３２４〜３２６）を備え、温度検出手段（３４９）は、電圧指令信号と、シャント抵抗に流れる電流から算出された実電圧信号との、単位時間当りの積分値の差に基づいて、回転電機の温度に相関する温度を検出することを特徴とする。このような構成を採用することにより、専用の温度センサを設けることなく、各相のステータコイルに流れる電流を検出するためのシャント抵抗の温度依存性を利用して、シャント抵抗の温度を検出することができる。このシャント抵抗は、回転電機の近傍に設けられるため、シャント抵抗の温度は、回転電機の温度に相関する。

上記括弧内の参照番号は、本発明の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら本発明の範囲を制限することを意図したものではない。

また、上述した特徴以外の、特許請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。

実施形態に係る回転電機一体型制御装置１００の概略構成を示す構成図である。 制御部３００の回路構成を示した回路図である。 図２のマイコン３２０が実行する機能をブロックにより示した機能ブロック図である。 温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎの算出方法を説明するための説明図である。 各シャント抵抗３２４〜３２６の温度依存性を示す図である。 温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎと予測温度との関係を定めたマップの一例を示す図である。 予測温度と振幅及び位相に関する加重補正係数Ａ、Ｐとの関係を定めたマップの一例を示す図である。 基本波としての電圧指令信号の、振幅だけが補正された場合と、振幅と位相とが補正された場合の信号を示した図である。 加重補正制御を示すフローチャートである。

以下、本発明の回転電機制御装置の実施形態を、図面を参照して説明する。なお、以下に示す実施形態では、回転電機制御装置を回転電機と一体化して、回転電機一体型制御装置として具現化した例について説明する。

まず、図１に基づき、本実施形態に係る回転電機一体型制御装置１００の概略構成について説明する。図１に示すように、この回転電機一体型制御装置１００は、回転電機２００と、回転電機２００の駆動を制御する制御部３００と、回転位置検出部４００と、を備えている。

回転電機２００は、例えば、車両のエンジンを駆動するスタータ、エンジン出力をアシストするモータ、及び減速時にエネルギー回生を行うリジェネレータとしての機能を備えたＩＳＧ（Integrated Starter Generator）であり、ステータ２１０と、シャフト２２０と、ロータ２３０と、を有している。ステータ２１０は、円筒状のステータコアを有し、そのステータコアには、内壁から突出する複数の突極が形成されている。そして、それぞれの突極に、３相のステータコイル２１３がそれぞれ巻きつけられている。この３相のステータコイル２１３に位相がずれた交流電流を流すことにより、ステータ２１０は、ロータ２３０を回転させる回転磁界を発生する。

シャフト２２０は、ロータ２３０と一体的に形成され、ロータ２３０とともに回転する。図１では、その回転軸をＬと示している。シャフト２２０の一端側には、回転位置検出部４００の構成要素である磁石４１０が固定されている。また、シャフト２２０には、磁石４１０が固定された一端と反対の他端にプーリ２２１が固定されている。このため、シャフト２２０の回転とともにプーリ２２１も回転する。プーリ２２１には図示しないベルトが係合され、このベルトを介して、エンジンにシャフト２２０の回転運動が伝達される。

ロータ２３０は、ステータ２１０と同軸の円筒状の部材であり、ステータ２１０の内周側に配置されている。そして、ロータ２３０の軸を含む、中央の空洞部にシャフト２２０が挿入固定されている。ロータ２３０は、その内部にロータコイル２３２を有している。このロータコイル２３２に流れる電流により形成される磁界と、ステータ２１０により形成される回転磁界とが相互作用して、ロータ２３０に回転のモーメントが発生する。なお、ロータコイル２３２の代わりに、ロータ２３０に永久磁石を埋め込んだ構成を採用しても良い。

ステータ２１０とロータ２３０は、図１に示すように、モータケース２４０に収容されている。モータケース２４０には、回転軸Ｌに沿ってシャフト２２０を挿通するための挿通孔２４１が形成されている。挿通孔２４１には、シャフト２２０を回転可能に支持する軸受２４２が配置されている。

制御部３００は、回路基板３１０と、その回路基板３１０上に実装された、回転電機２００の駆動を制御するマイクロコントローラ（以下、マイコン）３２０や電源ＩＣ３２１などのチップ、回転位置検出部４００の構成要素である、ホール素子や磁気抵抗素子などの磁電変換素子４２０、及びその他の回路素子を有している。回路基板３１０は、例えば、一般的に知られたプリント基板である。マイコン３２０は、制御処理や演算処理を行うＣＰＵ、各種プログラムやデータを保存するためメモリを含む記憶装置、入力回路、出力回路等を含んで構成されている。電源ＩＣ３２１は、マイコン３２０への電源供給を管理する機能を備えている。磁電変換素子４２０は、シャフト２２０の一端に設けられた磁石４１０に対向するように配置され、磁石４１０、すなわちロータ２３０の回転角度に応じた電気信号を出力する。これらの回路基板３１０、及び、回路基板３１０に実装されたマイコン３２０、電源ＩＣ３２１、磁電変換素子４２０は、筐体３３０に収容されている。また、筐体３３０はカバー３３１に収容されている。

筐体３３０の外部であって、カバー３３１の内面に、制御部３００の構成要素としてのスイッチング素子３２２が配置されている。このスイッチング素子３２２は、後述するインバータを構成するためのもので、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＭＯＳＦＥＴなどで構成される。そして、カバー３３１の外面であって、スイッチング素子３２２が配置された部分の近傍に放熱フィン３３２が配置されている。放熱フィン３３２は、おもにスイッチング素子３２２が発生した熱をカバー３３１の外部に放熱する役割を果たす。

次に、図２を参照しつつ、制御部３００の構成について詳しく説明する。なお、図２では、電源ＩＣ３２１の図示を省略している。

回転電機２００は、インバータ３２３を介して、例えば１２Ｖもしくは４８Ｖの電圧を発生する車載バッテリ１０に接続されている。車載バッテリ１０と並列に平滑コンデンサ１２が接続されており、車載バッテリ１０から供給される動作電圧の安定化が図られている。

インバータ３２３は、回転電機２００の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータコイルに対応して、それぞれ、直列接続された一対のスイッチング素子３２２を備えている。そして、一対のスイッチング素子３２２同士を接続する接続線から分岐する分岐線が、各相のステータコイルに接続されている。各スイッチング素子３２２には、それぞれ、ダイオードが並列に接続されている。

本実施形態による回転電機２００の制御装置は、上述したように、回転電機２００の回転角度θを検出する回転位置検出部４００を備えている。さらに、回転電機２００の各相のステータコイルを流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをそれぞれ検出する電流センサとしてのシャント抵抗３２４〜３２６も備えている。各シャント抵抗３２４〜３２６は、各相のステータコイルと直列に接続されており、各相のステータコイルに流れる電流と同じ電流が、各シャント抵抗３２４〜３２６にも流れる。

これら各センサの検出値は、マイコン３２０に入力される。マイコン３２０は、これらのセンサの検出値に加え、図示しない上位ＥＣＵからのトルク指令値を入力する。上位ＥＣＵは、例えば、車速センサ、ブレーキペダルセンサ、アクセルペダルセンサなどの各種センサの検出信号に基づいて、マイコン３２０に対し、回転電機２００が発生すべきトルク指令値を指示する。マイコン３２０は、トルク指令値、及びセンサの検出値に基づいて、インバータ３２３を操作する操作信号（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。なお、回転電機２００がリジェネレータとして機能すべきときには、上位ＥＣＵは、マイナスのトルク指令値を指示する。

次に、インバータ３２３の操作信号の生成方法について、図３の機能ブロック図を参照しつつ、詳しく説明する。図３の機能ブロック図は、マイコン３２０において実行される機能をブロックにより図示したものである。

マイコン３２０は、回転電機２００が発生すべきトルク指令値τ^＊を上位ＥＣＵから受信する。すると、指令変換部３４０が、受け取ったトルク指令値τ^＊に対応する、回転座標であるｄｑ座標における電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を算出する。なお、公知のように、ｄｑ座標は、例えば、回転子のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸とし、そのｄ軸に垂直なｑ軸によって定義される回転座標である。

指令変換部３４０において、電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊が算出されると、電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御部３４１が、算出された電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と、後述する座標変換部３４６から出力されるｄｑ座標における実モータ電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑとに基づき、実モータ電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑを電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊に近づけるように、インバータ３２３の各スイッチング素子３２２を駆動するための電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を演算する。すなわち、回転電機２００を実際に流れるｄｑ座標上の電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑを、トルク指令値τ^＊に応じて設定される電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊にフィードバック制御するための操作量としてｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。

電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊が算出されると、座標変換部３４２において、回転電機２００の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータコイルに出力すべきＵ相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖ_w ^＊が、座標変換によって生成される。この座標変換は、例えば、以下のようにして実行することができる。

まず、ｄｑ座標において算出された電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を、静止座標であるαβ座標上の値に座標変換する。なお、公知のように、αβ座標は、ロータ２３０の回転軸Ｌを原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標である。このｄｑ座標からαβ座標への座標変換は、回転位置検出部４００の検出信号に基づいて、後述する回転角度算出部３４５によって算出された回転角度θに基づいて実行される。ロータ２３０の回転角度θにより、ｄｑ座標とαβ座標との相対的な位相関係が特定できるためである。さらに、座標変換部３４２は、αβ座標において算出されたα軸電圧指令値ｖ_α ^＊及びβ軸電圧指令値ｖ_β ^＊に対して、２相−３相変換を行って、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_w ^＊を生成する。

座標変換部３４２により生成されたＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_w ^＊は、補正部３４３に与えられる。補正部３４３は、後述する補正波形生成部３５１が生成する補正波形ｆを用いて、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_w ^＊をそれぞれ補正して、補正Ｕ相電圧指令値ｖ’_ｕ ^＊、補正Ｖ相電圧指令値ｖ’_ｖ ^＊、補正Ｗ相電圧指令値ｖ’_w ^＊を生成する。そして、ＰＷＭ制御部３４４では、補正Ｕ相電圧指令値ｖ’_ｕ ^＊、補正Ｖ相電圧指令値ｖ’_ｖ ^＊、補正Ｗ相電圧指令値ｖ’_w ^＊をそれぞれキャリア信号と比較し、その比較結果に基づいて、各相のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、ＰＷＭ制御部３４４は、補正Ｕ相電圧指令値ｖ’_ｕ ^＊、補正Ｖ相電圧指令値ｖ’_ｖ ^＊、補正Ｗ相電圧指令値ｖ’_w ^＊が、キャリア信号である三角波信号と交差するポイント（時間）を求め、その求めたポイントにてパルスがオン又はオフするようにＰＷＭ信号を生成する。

回転角度算出部３４５は、回転位置検出部４００の磁電変換素子４２０から出力された、シャフト２２０（ロータ２３０）の回転に応じて変化する検出信号に基づき、ロータ２３０の回転角度θを算出する。回転角度算出部３４５によって算出された回転角度θは、２つの座標変換部３４２、３４６に与えられる。

電流算出部３４７は、各相のステータコイルにそれぞれ直列に接続されたシャント抵抗３２４〜３２６の両端電位差に基づいて、各シャント抵抗３２４〜３２６に流れる電流（つまり、各相のステータコイルに流れる電流）を算出するものである。各シャント抵抗３２４〜３２６の抵抗値は予め定められているので、各シャント抵抗の両端電位差から、それぞれのシャント抵抗３２４〜３２６を流れる電流を求めることができる。

ただし、各シャント抵抗３２４〜３２６の抵抗値は温度依存性があり、シャント抵抗３２４〜３２６の温度に応じて、抵抗値が変化する。本実施形態では、詳しくは後述するが、各シャント抵抗３２４〜３２６の温度依存性を利用して、回転電機２００の温度を推定により検出する。

座標変換部３４６は、電流算出部３４７によって算出された各相のステータコイルに流れる実モータ電流値ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗを、ｄｑ座標における実モータ電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑに座標変換するものである。この座標変換は、上述した座標変換部３４２における座標変換とは逆に、３相−２相変換、αβ座標からｄｑ座標への変換を行うことによってなされる。

電流算出部３４７によって算出された実モータ電流値ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗは、電圧算出部３４８にも与えられる。電圧算出部３４８は、実モータ電流値ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗに基づいて、回転電機２００の各相のステータコイルに印加されている実モータ電圧値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗを算出する。この算出された実モータ電圧値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗは、温度予測部３４９に与えられる。

温度予測部３４９は、まず、下記の数式１を用いて、温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎを算出する。

つまり、図４に示すように、補正Ｕ相電圧指令値ｖ’_ｕ ^＊、補正Ｖ相電圧指令値ｖ’_ｖ ^＊、補正Ｗ相電圧指令値ｖ’_w ^＊のそれぞれの時間的な変化を示す電圧指令信号の単位時間（０〜Ｔ）当りの積分値と、実モータ電圧値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗのそれぞれの時間的変化を示す実モータ電圧信号の単位時間当りの積分値との差の絶対値を温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎとして算出する。すなわち、本実施形態では、回転電機２００の各相に対して、それぞれ温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎが算出される。

なお、数式１における「Δｔ」は、電圧指令信号と実モータ電圧信号との位相ずれを補正するためのものであるが、この補正は行わなくても良い。

ここで、上述したように、各シャント抵抗３２４〜３２６は、図５に示すように、温度依存性を有しており、シャント抵抗３２４〜３２６の温度が高くなるほど、抵抗値が大きくなる。なお、図５には、２５℃の室温を基準としたシャント抵抗３２４〜３２６の抵抗値変化率の一例を示している。このような抵抗値変化率は、抵抗温度係数（Temperature Coefficient Resistance：TCR）と呼ばれる。

このように、各シャント抵抗３２４〜３２６の抵抗値は温度依存性を有しているので、図４に示すように、シャント抵抗３２４〜３２６の温度に応じて、電圧指令信号と、実モータ電圧信号とがずれる場合がある。換言すれば、電圧指令信号と実モータ電圧信号のずれの大きさからシャント抵抗３２４〜３２６の温度を推定することができる。本実施形態では、電圧指令信号と実モータ電圧信号のずれの大きさを求めるため、上述した数式１を用いている。

そして、温度予測部３４９は、算出した温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎに基づいて、シャント抵抗３２４〜３２６の予測温度を求める。例えば、温度予測部３４９は、図６に示すような、予め実験的に求めた温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎと予測温度との関係を定めたマップを記憶しており、このマップを参照することにより、温度係数Ｔｅｍｐ_ｃｎから予測温度を求めることができる。ただし、マップを用いる以外にも、例えば、温度係数と、予測温度との関係を数式によって表し、温度係数をその数式に代入することにより、予測温度を求めることも可能である。温度予測部３４９が算出した予測温度は、加重補正係数算出部３５０に出力される。

なお、上述したように、制御部３００は、回転電機２００と一体化されているので、シャント抵抗３２４〜３２６は、回転電機２００の近傍に配置され、双方の環境温度は実質的に同一とみなすことができる。すなわち、シャント抵抗３２４〜３２６の予測温度は、回転電機２００の温度と高い相関性を有している。

加重補正係数算出部３５０は、予測温度に基づいて、補正波形ｆを生成するための基礎となる加重補正係数を算出する。本実施形態では、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_w ^＊に対して、振幅及び位相を補正可能な補正波形ｆを生成する。そのため、加重補正係数算出部３５０は、予測温度に応じて、振幅に関する加重補正係数Ａと、位相に関する加重補正係数Ｐとを算出する。例えば、加重補正係数算出部３５０は、図７に示すように、予測温度と振幅及び位相に関する加重補正係数Ａ、Ｐとの関係を予め定めてマップとして記憶しておき、予測温度が与えられたとき、このマップを参照して、対応する振幅及び位相の加重補正係数Ａ、Ｐを求める。

図７に示すマップでは、基準温度である２５℃のとき、振幅及び位相の加重補正係数Ａ、Ｐはともにゼロとなり、それよりも予測温度が低くなるほど、加重補正係数Ａ、Ｐが大きくなるように定められている。その際、基準温度よりも低い所定温度範囲では、位相に関する加重補正係数はゼロに維持しつつ、振幅に関する加重補正係数Ａだけを増加するようにし、その所定温度範囲を超えて予測温度が低下する範囲において、位相に関する加重補正係数Ｐを増加するように設定することが好ましい。位相の補正は、回転電機２００の制御特性に与える影響が相対的に大きいため、振幅の補正により十分な出力が得られる場合には、振幅の補正だけで済ませた方が好ましいためである。

なお、基準温度よりも高い温度範囲においては、振幅及び位相の加重補正係数Ａ、Ｐはゼロであっても良いし、マイナスの補正係数を取っても良い。

補正波形生成部３５１は、加重補正係数算出部３５０によって算出された加重補正係数Ａ、Ｐを用いて、補正波形ｆを生成する。本実施形態では、補正波形ｆとして、三角波を用いている。補正波形ｆとしての三角波は、加重補正係数Ａ、Ｐを用いて、例えば、下記の数式２により算出することができる。

上記数式２により、振幅に関する加重補正係数Ａに応じた振幅を有し、かつ、位相に関する加重補正係数Ｐに応じて位相の進んだ補正波形ｆとしての三角波を生成することができる。

このようにして算出された補正波形ｆは、上述したように、補正部３４３において、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_w ^＊にそれぞれ加算されて、補正Ｕ相電圧指令値ｖ’_ｕ ^＊、補正Ｖ相電圧指令値ｖ’_ｖ ^＊、補正Ｗ相電圧指令値ｖ’_w ^＊が算出される。

なお、補正波形ｆは、各相の予測温度に応じた加重補正係数により個別に生成されても良い。一方で、例えば、各シャント抵抗３２４〜３２６の予測温度の平均値や最低値に基づいて、各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_w ^＊に対して共通の補正波形ｆが生成されても良い。

また、補正波形ｆは、その頂点が中央に位置する三角波のみでなく、例えば、のこぎり波など頂点が中央から位相の進み方向にずれた三角波であっても良いし、正弦波、台形波などであっても良い。

図８は、例えば１相のステータコイルに対する基本波としての、電圧指令値の変化を示す電圧指令信号の、振幅だけが補正された場合と、振幅と位相とが補正された場合の補正信号を示している。図８に示すように、振幅が大きくなるように、あるいは、振幅が大きくかつ位相が進むように補正することにより、インバータ３２３が出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅の大きさを大きくすることができ、変調率を高めることができる。また、位相を進めることにより、駆動電圧信号の基本波成分をより早く立ち上げることができる。

本実施形態では、回転電機２００は、車両のエンジンを駆動するスタータ、あるいはエンジン出力をアシストするモータとしての役割を果たす。このような役割を果たす上で、回転電機２００の温度が低くなるほど、その回転電機２００の可動部（シャフト２２０）に対するフリクションが増加したり、回転電機２００の駆動対象であるエンジン内のオイルの粘性が高くなって、エンジンを駆動する際の抵抗が大きくなったりする傾向がある。本実施形態では、回転電機２００の温度に相関する予測温度を求め、その予測温度が低くなるほど、変調率が高くなるように、あるいは、変調率が高く、かつ位相が進むように、電圧指令信号を補正するための補正波形ｆを生成する。そのため、低温時に、回転電機２００の出力を高めたり、その立ち上りを早めたりすることができ、回転電機２００によるエンジンの駆動応答性を高めることができる。

次に、図９のフローチャートを参照して、予測温度に基づく加重補正制御の流れについて説明する。

まず、ステップＳ１００において、所定間隔毎に、ポーリング処理、又は割込み処理として、加重補正制御を開始する。続く、ステップＳ１１０では、シャント抵抗を流れる電流の電流値を算出する。そして、ステップＳ１２０において、出力している（補正された）電圧指令信号と、シャント抵抗を流れる電流値から求めた電圧値の変化を示す実電圧信号との積分値の差の絶対値から温度係数を求め、さらに、温度係数に基づいて、予測温度を算出する。

ステップＳ１３０では、予測温度を所定の設定温度と比較する。この比較処理において、予測温度が設定温度よりも高いと判定された場合、制御部３００の温度が高温になっているとみなせるため、ステップＳ１７０に進んで、回転電機２００の駆動を停止する。これにより、異常高温によって制御部３００が損傷することを防止することができる。

一方、ステップＳ１３０の比較処理において、予測温度は設定温度未満と判定された場合、ステップＳ１４０の処理に進む。ステップＳ１４０では、予測温度に基づいて、振幅及び位相に関する加重補正係数Ａ、Ｐを算出する。なお、上述したように、これらの加重補正係数Ａ、Ｐは、予測温度が基準温度未満である場合に有意な値が算出され、基準温度以上の場合には、原則として、ゼロとなる。ただし、基準温度以上の場合に、オプションとして、マイナスの補正係数を算出しても良い。

続くステップＳ１５０では、ステップＳ１４０において算出した加重補正係数に基づいて、補正波形ｆを生成する。そして、ステップＳ１６０において、補正波形ｆを電圧指令信号に加算することにより、電圧指令信号を補正する。

このように本実施形態によれば、制御モードを切り替えるのではなく、キャリア信号と比較される電圧指令信号を補正波形ｆにより補正することにより、インバータ３２３が出力する駆動電圧信号の基本波成分の振幅の大きさを変化（大きく）させるようにしている。このため、制御モードの切り替え時に必要となる各種の制御ロジックや切り替えロジックが不要となる。また、制御モードの切り替えの必要がないため、制御モードの切り替えに伴う追従遅れなどの制御性能の悪化を招く虞も低減することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々、変形して実施することができる。

例えば、上述した実施形態では、回転電機２００は、ＩＳＧとして、エンジンを始動するスタータ、あるいはエンジンの出力をアシストするモータの役割を果たす例について説明したが、回転電機２００の駆動対象機器は、必ずしもエンジンに限られない。

また、上述した実施形態では、シャント抵抗３２４〜３２６の温度依存性を利用して、回転電機２００の温度に相関する温度を検出した。しかしながら、回転電機２００の近傍に温度センサを設けて、回転電機２００の温度に相関する温度を検出しても良い。

１００ 回転電機一体型制御装置
２００ 回転電機
３００ 制御部
３２０ マイコン
３２３ インバータ
３２４〜３２６ シャント抵抗
４００ 回転位置検出部

Claims (9)

1. 所定の機器を回転駆動する回転電機（２００）を制御する回転電機制御装置（３００）であって、
   前記回転電機を駆動するための駆動電圧信号を出力するインバータ（３２３）と、
   電圧指令信号とキャリア信号との比較結果に応じて、前記駆動電圧信号を出力するように前記インバータを動作させるためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段（３４４）と、
   前記回転電機の温度に相関する温度を検出する温度検出手段（３４９）と、
   前記温度検出手段によって検出された前記温度に基づき、前記温度が低下するほど、変調率が高くなるように前記電圧指令信号を補正するための補正信号を生成する補正信号生成手段（３５１）と、を備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記補正信号生成手段により生成された前記補正信号によって補正された前記電圧指令信号に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする回転電機制御装置。
2. 前記回転電機の近傍に設けられ、前記回転電機の少なくとも１相のステータコイルに接続されたシャント抵抗（３２４〜３２６）を備え、
   前記温度検出手段は、前記電圧指令信号と、前記シャント抵抗に流れる電流から算出された実電圧信号との、単位時間当りの積分値の差に基づいて、前記回転電機の温度に相関する温度を検出することを特徴とする請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記シャント抵抗は、前記回転電機における各相のステータコイルにそれぞれ接続されるように複数設けられ、
   前記温度検出手段は、前記複数のシャント抵抗に流れる電流から算出された実電圧信号に基づき、前記各相のステータコイルごとに個別に温度を検出し、
   前記補正信号生成手段は、前記各相のステータコイルごとに検出された温度に基づいて、前記各相のステータコイルごとに前記補正信号を算出することを特徴とする請求項２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記補正信号生成手段は、前記温度検出手段によって検出される温度と、前記電圧指令信号の振幅を補正するための振幅補正係数との関係を予め記憶しており、前記温度検出手段によって検出された温度に対応する前記振幅補正係数を用いて、前記補正信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の回転電機制御装置。
5. 前記補正信号生成手段は、さらに、前記温度検出手段によって検出される温度と、前記電圧指令信号の位相を補正するための位相補正係数との関係を予め記憶しており、前記温度検出手段によって検出された温度に対応する前記位相補正係数を用いて、前記補正信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の回転電機制御装置。
6. 前記補正信号による前記電圧指令信号の補正は、前記補正信号を前記電圧指令信号に加算することによって行われることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の回転電機制御装置。
7. 前記温度検出手段によって検出された温度が所定の設定温度以上である場合、前記回転電機の駆動を停止する停止手段（Ｓ１７０）を備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の回転電機制御装置。
8. 前記補正信号生成手段は、前記温度検出手段によって検出された温度が所定の補正実行温度以下である場合に、前記変調率が高くなるように前記電圧指令信号を補正するための前記補正信号を生成することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の回転電機制御装置。
9. 前記回転電機制御装置は、前記回転電機と一体に形成されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の回転電機制御装置。

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