JP2016127718A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】自動車に搭載される大容量のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を精度良く検出する。
【解決手段】入力電力Ｗinが入力され入力電力Ｗinよりも電圧値の低い出力電力Ｗoutを出力するＤＣ／ＤＣ変換部２０と入力電流値を計測する入力電流検出部２２と出力電流値を算出する出力電流演算部２７２とスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４のデューティを検出するデューティ検出回路２８とを有する。ＤＣ／ＤＣ変換部２０はスイッチング素子を有し、前記入力電力が入力されるスイッチング回路２３と電力を変換するトランス２４と平滑回路２５とスイッチング素子にパルス状のスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４を出力するスイッチング制御部２６とを有する。出力電流演算部２７２は入力電流値とデューティ検出回路２８が検出したデューティとに基づいて出力電流値を演算する。このため、装置の構成が複雑化・大型化することを抑えつつ出力電流値を精度よく算出できる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置に関する。

従来、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）やＥＶ（Electric Vehicle）等の電気自動車は、メインモータを駆動するための高電圧系統から、その他の車両用負荷を駆動する低電圧系統へと電力を変換するＤＣ／ＤＣコンバータを有する。従来のＤＣ／ＤＣコンバータについては、例えば、特許文献１に記載されている。

また、近年の自動車には、ＣＡＮ（Control Area Network）に代表される車内ネットワークが搭載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータの出入力電圧や出入力電流等の情報は、車内ネットワークに送信され、自動車の制御に用いられている。

特開２０１３−４６４８９号公報

しかしながら、自動車に搭載される大容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電流を精度良く検出するのが困難であった。また、電流検出抵抗を用いて出力電流を検出する場合、大容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、電力損失が大きくなるという問題があった。

特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電流、入力電圧、および出力電圧に基づいて、出力電流を算出している（段落００１３〜００１４）。しかしながら、当該方法では、３つの計測値とトランスの推定効率という４つの誤差を含む値を用いて出力電流を算出するため、出力電流の算出精度が低くなる。また、特許文献１には、トランスの磁束検出素子の検出結果を用いる方法（段落００１４）も記載されているが、磁束検出素子を用いると、装置の小型化および低コスト化が困難となる。

また、特許文献１には、スイッチング制御部の制御情報に基づいてスイッチング信号のデューティ比を求める方法（段落００１４）も記載されている。しかしながら、一般的なスイッチング制御部（ＰＷＭ−ＩＣ）は、そのような制御情報の出力機能を有していない。特許文献１の記載だけでは、制御情報の具体的な取得方法が不明である。

本発明は、このような事情に鑑みなされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置において、装置の大型化を抑制しつつ、出力電流を精度よく検出できる技術を提供することを目的とする。

本願の第１発明は、電力変換装置であって、直流電力である入力電力が入力され、前記入力電力よりも電圧値の低い出力電力を出力するＤＣ／ＤＣ変換部と、前記入力電力の電流値である入力電流値を計測する入力電流検出部と、前記出力電力の電流値である出力電流値を算出する出力電流演算部と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部に入力されるスイッチング信号のデューティを検出するデューティ検出回路と、を有し、前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、スイッチング素子を有し、前記入力電力が入力されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路から入力される電力を変換するトランスと、前記トランスからの出力信号を平滑化する平滑回路と、前記スイッチング素子にパルス状のスイッチング信号を出力するスイッチング制御部と、を有し、前記出力電流演算部は、前記入力電流値と、前記デューティ検出回路が検出した前記デューティとに基づいて、推定出力電流を演算する。

本願の第２発明は、第１発明の電力変換装置であって、前記スイッチング制御部が、前記出力電力の電圧値に基づいて前記スイッチング信号を制御することにより、前記出力電力の電圧値を略一定とする。

本願の第３発明は、第１発明または第２発明の電力変換装置であって、前記スイッチング回路は、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、および第４スイッチング素子を有するフルブリッジ回路であり、前記トランスは、１次側に第１トランス入力端子および第２トランス入力端子を有し、前記スイッチング回路の２つの入力端子の間には、直列に接続される前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子と、直列に接続される前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、が並列に接続され、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の間に前記第１トランス入力端子が接続され、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の間に前記第２トランス入力端子が接続される。

本願の第４発明は、第３発明の電力変換装置であって、前記デューティ検出回路は、前記第１スイッチング素子に入力される第１スイッチング信号および前記第４スイッチング素子に入力される第４スイッチング信号がともにオンとなる期間を検出することにより、前記デューティを検出する。

本願の第５発明は、第４発明の電力変換装置であって、前記デューティ検出回路は、前記第１スイッチング信号の電圧値を変換する第１分圧回路と、前記第４スイッチング信号の電圧値を変換する第２分圧回路と、前記第１分圧回路の出力信号および前記第２分圧回路の出力信号が入力されるＡＮＤ回路と、前記ＡＮＤ回路からの出力信号を積分する積分回路と、を有し、前記出力電流演算部は、前記積分回路から出力される検出値に基づいて、前記出力電流を算出する。

本願の第６発明は、第３発明の電力変換装置であって、前記デューティ検出回路は、前記第１スイッチング素子に入力される第１スイッチング信号および前記第４スイッチング素子に入力される第４スイッチング信号がともにオンとなる期間と、前記第２スイッチング素子に入力される第２スイッチング信号および前記第３スイッチング素子に入力される第３スイッチング信号がともにオンとなる期間とを検出することにより、前記デューティを検出する。

本願の第７発明は、第１発明ないし第６発明のいずれかの電力変換装置であって、直流の入力電力が入力され、直流の出力電力を出力する。

本願の第８発明は、第１発明ないし第６発明のいずれかの電力変換装置であって、交流電力が入力され、直流の中間電力を出力するＡＣ／ＤＣ変換部をさらに有し、前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、前記中間電力が前記入力電力として入力され、直流の前記出力電力を出力する。

本願の第１発明〜第８発明によれば、入力電流値と、デューティ検出回路が検出したデューティとに基づいて、出力電流値を演算する。このため、装置の構成が複雑化・大型化することを抑えつつ、出力電流値を精度よく算出できる。

特に、本願の第４発明〜第６発明によれば、簡易な構成で精度よくデューティを検出できる。

車載用電力システムの概要を示すブロック図である。 電力変換装置の概要を示すブロック図である。 電力変換装置の一部を示す回路図である。 電力変換装置の各信号の例を示した図である。 変形例に係る電力変換装置のデューティ検出回路を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

＜１．車載用電力システムの構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係る車載用電力システム１の概要を示したブロック図である。車載用電力システム１は、プラグイン式ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）やプラグイン式ＥＶ（Electric Vehicle）等のプラグイン式電気自動車に用いられる電力システムである。図１に示すように、この車載用電力システム１は、高圧電力系統１０１と低圧電力系統１０２とを有する。

高圧電力系統１０１は、充電用コネクタ１１、充電システム１２、メインバッテリ１３、およびインバータ１４を有する。高圧電力系統１０１は、車両走行用のメインモータ９１に数百ボルトの高電圧を供給する。

充電用コネクタ１１は、プラグイン式電気自動車の車体に設けられたコネクタである。充電用コネクタ１１は、充電時に家庭用コンセントに接続される。充電システム１２は、充電用コネクタ１１に接続され、充電用コネクタ１１から入力された商用電力を直流電力に変換させ、メインバッテリ１３へと出力する。メインバッテリ１３は、充電システム１２からの出力電力によって充電される充電装置である。このメインバッテリ１３の出力電圧は数百ボルト程度である。インバータ１４は、メインバッテリ１３から出力される高圧電力から三相交流電力を生成し、メインモータ９１へと出力する。

低圧電力系統１０２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５およびサブバッテリ１６を有する。低圧電力系統１０２は、パワーウィンドウ、パワーステアリング、フューエルポンプ、照明機器、オーディオ等の各車両用負荷９２に対して、電力を供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、直流の入力電力Ｗinを、それよりも電圧の低い直流の出力電力Ｗoutに変換する電力変換装置である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、メインバッテリ１３から出力される数百ボルト程度の高圧電力を、１４ボルト程度の低圧電力に変換させ、サブバッテリ１６へと出力する。サブバッテリ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５から入力される電力によって充電される充電装置である。このサブバッテリ１６は、１２ボルト程度の低電圧の電力を、各車両用負荷９２に対して出力する。

＜２．ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の構成について説明する。図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の概要を示した機能ブロック図である。図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の一部の構成を示した回路図である。図３には、スイッチング回路２３に入力される入力電力Ｗinの入力電圧値Ｖinが、模式的に示されている。

図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、フィルタ２１、入力電流検出部２２、スイッチング回路２３、トランス２４、平滑回路２５、スイッチング制御部２６、マイコン２７、デューティ検出回路２８、および、出力電圧検出回路２９を有する。

メインバッテリ１３からＤＣ／ＤＣコンバータ１５に入力された高圧の入力電力Ｗinは、フィルタ２１においてノイズが除去されて、スイッチング回路２３へと入力される。フィルタ２１とスイッチング回路２３との間には、スイッチング回路２３へ入力される電力の電流値Ｉin（以下、「入力電流値Ｉin」と称する）を計測する、入力電流検出部２２が設けられている。

スイッチング回路２３の２つの入力端子２３０間には、メインバッテリ１３からフィルタ２１および入力電流検出部２２を介して高圧の入力電力Ｗinが入力される。

スイッチング回路２３は、直流である入力電流を、交流に変換するための回路である。図３に示すように、スイッチング回路２３は、第１スイッチング素子２３１、第２スイッチング素子２３２、第３スイッチング素子２３３、および第４スイッチング素子２３４を有する。スイッチング素子２３１〜２３４には、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が用いられる。

これらのスイッチング素子２３１〜２３４のゲート端子には、それぞれ、スイッチング制御部２６から後述するスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４が入力される。具体的には、第１スイッチング素子２３１には第１スイッチング信号Ｓ４１が入力され、第２スイッチング素子２３２には第２スイッチング信号Ｓ４２が入力され、第３スイッチング素子２３３には第３スイッチング信号Ｓ４３が入力され、そして、第４スイッチング素子２３４には第４スイッチング信号Ｓ４４が入力される。スイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４は、ＯＮ信号とＯＦＦ信号の２値の電圧値を有するＰＷＭ信号である。スイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４がそれぞれＯＮ信号である場合、ＯＮ信号の電力値に応じた電流がドレイン端子からソース端子へと流れる。

スイッチング回路２３の４個のスイッチング素子２３１〜２３４は、フルブリッジ状に接続されている。すなわち、第１スイッチング素子２３１および第２スイッチング素子２３２は、２つの入力端子２３０間に順に直列に接続されている。また、第３スイッチング素子２３３および第４スイッチング素子２３４は、２つの入力端子２３０間に順に直列に接続されている。そして、第１スイッチング素子２３１および第２スイッチング素子２３２と、第３スイッチング素子２３３および第４スイッチング素子２３４とが、並列に接続されている。

トランス２４は、１次側コイル２４１、２次側コイル２４２、コア２４３、および２つのダイオード２４４，２４５を有する。また、トランス２４は、１次側に第１トランス入力端子２４６および第２トランス入力端子２４７を有し、２次側に第１トランス出力端子２４８および第２トランス出力端子２４９を有する。

１次側コイル２４１は、第１トランス入力端子２４６と第２トランス入力端子２４７との間に接続される。２次側コイル２４２は直列に接続された第１巻線３１および第２巻線３２からなる。第１巻線３１の一端には、ダイオード２４４のカソード側が接続される。第１巻線３１の他端と第２巻線３２の一端とは、互いに接続される。また、第２巻線３２の他端には、ダイオード２４５のカソード側が接続される。２つのダイオード２４４，２４５は、いずれも、アノード側が第１トランス出力端子２４８に接続されている。また、２次側コイル２４２を構成する２つの巻線３１，３２の接続部が、第２トランス出力端子２４９に接続されている。コア２４３は、１次側コイル２４１と２次側コイル２４２とを相互インダクタンスで結合する磁気回路である。

第１トランス入力端子２４６は、第１スイッチング素子２３１と第２スイッチング素子２３２の間に接続されている。また、第２トランス入力端子２４７は、第３スイッチング素子２３３と第４スイッチング素子２３４の間に接続されている。

第１スイッチング素子２３１および第４スイッチング素子２３４に入力されるスイッチング信号Ｓ４１，Ｓ４４がＯＮ信号であり、かつ、第２スイッチング素子２３２および第３スイッチング素子２３３に入力されるスイッチング信号Ｓ４２，Ｓ４３がＯＦＦ信号である場合、第２トランス出力端子２４９から第１巻線３１およびダイオード２４４を介して第１トランス出力端子２４８へと向かう電流が生じる。また、第１スイッチング素子２３１および第４スイッチング素子２３４に入力されるスイッチング信号Ｓ４１，Ｓ４４がＯＦＦ信号であり、かつ、第２スイッチング素子２３２および第３スイッチング素子２３３に入力されるスイッチング信号Ｓ４２，Ｓ４３がＯＮ信号である場合、第２トランス出力端子２４９から第２巻線３２およびダイオード２４５を介して第１トランス出力端子２４８へと向かう電流が生じる。

第１トランス出力端子２４８および第２トランス出力端子２４９は、平滑回路２５に接続されている。平滑回路２５は、チョークコイル２５１およびコンデンサ２５２を有する。これにより、トランス２４の２次側から出力された電力を平滑化し、出力電圧値Ｖoutおよび出力電流値Ｉoutを有する直流の出力電力Ｗoutを出力する。

スイッチング制御部２６は、スイッチング回路２３の動作を制御するための処理部である。スイッチング制御部２６は、マイコン２７の後述する制御指令部２７１から入力される制御指令信号Ｓ２７１に従って、スイッチング回路２３の各スイッチング素子２３１〜２３４に対してスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４を出力する。本実施形態のスイッチング制御部２６には、いわゆるＰＷＭ−ＩＣが用いられている。

図４は、スイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４の時系列変化の一例を示した図である。図４に示すように、各スイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４は、ＯＮ信号とＯＦＦ信号の２値の電圧値を有し、周期Ｔ０ごとにＯＮ信号となる期間とＯＦＦ信号となる期間とを有する。

ここで、第１スイッチング信号Ｓ４１および第４スイッチング信号Ｓ４４がともにＯＮ信号となり、かつ、第２スイッチング信号Ｓ４２および第３スイッチング信号Ｓ４３が共にＯＦＦ信号となる期間を、第１期間Ｔ１と称する。また、第２スイッチング信号Ｓ４２および第３スイッチング信号Ｓ４３がともにＯＮ信号となり、かつ、第１スイッチング信号Ｓ４１および第４スイッチング信号Ｓ４４がともにＯＦＦ信号となる期間を、第２期間Ｔ２と称する。

スイッチング制御部２６は、図４に示すように、周期Ｔ０ごとに第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とを設け、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが交互に繰り返されるように、スイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４を出力する。本実施形態では、スイッチング回路２３に供給されるスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４のデューティＤは、Ｄ＝（Ｔ１＋Ｔ２）／Ｔ０となる。第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが略同一であれば、デューティＤは、Ｄ＝２＊Ｔ１／Ｔ０と近似できる。

このように、このＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、フィルタ２１、スイッチング回路２３、トランス２４、平滑回路２５、およびスイッチング制御部２６により、直流電力である入力電力Ｗinが入力され、入力電力Ｗinの電圧値である入力電圧値Ｖinよりも電圧値の低い出力電力Ｗoutを出力するＤＣ／ＤＣ変換部２０が構成されている。

マイコン（マイクロコントローラ）２７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の各部を制御するための処理部である。図２中に概念的に示したように、マイコン２７は、制御指令部２７１および出力電流演算部２７２を有する。制御指令部２７１および出力電流演算部２７２の各機能は、プログラムに従ってマイコン２７内のＣＰＵが動作することによって、実現される。

制御指令部２７１は、車内通信システムであるＣＡＮから入力される各車両用負荷９２の駆動状況に応じて、目標とする出力電圧値Ｖoutおよび出力電流値Ｉoutを示す制御指令信号Ｓ２７１を生成する。そして、制御指令部２７１は、生成された制御指令信号Ｓ２７１を、スイッチング制御部２６に対して出力する。

出力電流演算部２７２は、デューティ検出回路２８から出力される後述する検出値Ｓ２８に基づいて、デューティＤおよび出力電流値Ｉoutを算出する。本実施形態では、後述のように、デューティ検出回路２８から出力される検出値Ｓ２８は、Ｔ１／Ｔ０に比例する電圧値となる。そのため、検出値Ｓ２８に基づいて、デューティＤ＝２＊Ｔ１／Ｔ０を算出できる。

また、出力電流演算部２７２は、入力電流検出部２２から入力された入力電流値Ｉinと、算出したデューティＤとに基づいて、出力電流値Ｉoutを算出する。算出した出力電流値Ｉoutは、車内通信システムであるＣＡＮへと出力され、適切な値となっているか否かが監視される。

このＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、出力電流値Ｉoutは、トランス２４の巻数比をｎとして、Ｉout＝Ｉin＊ｎ＊Ｄにより算出できる。この式を用いれば、入力電流値ＩinおよびデューティＤの２つの計測値から、出力電流値Ｉoutを求めることができる。したがって、入力電流値Ｉin、入力電圧値Ｖin、および出力電圧値Ｖoutの３つの計測値およびトランスの推定効率から出力電流値Ｉoutを算出する場合と比較して、出力電流値Ｉoutの算出精度を向上させることができる。

デューティ検出回路２８は、スイッチング回路２３に入力されるスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４のデューティＤを検出するための回路である。図３に示すように、デューティ検出回路２８は、第１分圧回路２８１、第２分圧回路２８２、ＡＮＤ回路２８３、および積分回路２８４を有する。

第１分圧回路２８１は、第１スイッチング信号Ｓ４１の電圧値を、低圧に変換する回路である。第１分圧回路２８１は、直列に接続された２つの抵抗５１，５２を有する。抵抗５１の一端には、第１スイッチング信号Ｓ４１が入力される。抵抗５１の他端と、抵抗５２の一端とは、互いに接続されている。そして、抵抗５２の他端は、接地されている。また、抵抗５１および抵抗５２の接続部分には、ＡＮＤ回路２８３の２つの入力端子のうちの一方が接続されている。このため、ＡＮＤ回路２８３の一方の入力端子には、第１スイッチング信号Ｓ４１が抵抗５１，５２の抵抗値に基づいて低圧に変換された第１電圧信号Ｓ２８１が入力される。

第２分圧回路２８２は、第４スイッチング信号Ｓ４４の電圧値を、低圧に変換する回路である。第２分圧回路２８２は、直列に接続された２つの抵抗５３，５４を有する。抵抗５３の一端には、第４スイッチング信号Ｓ４４が入力される。抵抗５３の他端と、抵抗５４の一端とは、互いに接続されている。そして、抵抗５４の他端は、接地されている。また、抵抗５３および抵抗５４の接続部分には、ＡＮＤ回路２８３の２つの入力端子のうちの他方が接続されている。このため、ＡＮＤ回路２８３の他方の入力端子には、第４スイッチング信号Ｓ４４が抵抗５３，５４の抵抗値に元浮いて低圧に変換された第２電圧信号Ｓ２８２が入力される。

ＡＮＤ回路２８３には、第１分圧回路２８１の出力信号である第１電圧信号Ｓ２８１と、第２分圧回路２８２の出力信号である第２電圧信号Ｓ２８２とが入力される。これにより、図４に示すように、ＡＮＤ回路２８３からの出力信号であるパルス信号Ｓ２８３は、第１スイッチング信号Ｓ４１および第４スイッチング信号Ｓ４４がともにＯＮ信号となる第１期間Ｔ１にＯＮ信号となり、それ以外の期間にＯＦＦ信号となる。すなわち、パルス信号Ｓ２８３は、周期Ｔ０のうち、第１期間Ｔ１にのみＯＮ信号となる。

積分回路２８４は、ＡＮＤ回路２８３から出力されるパルス信号Ｓ２８３を積分し、電圧信号である検出値Ｓ２８として出力電流演算部２７２へと出力する。当該検出値Ｓ２８は、第１期間Ｔ１の長さに応じて変動する。すなわち、当該検出値Ｓ２８は、デューティＤを反映した値となる。出力電流演算部２７２は、得られた検出値Ｓ２８に基づいて、デューティＤおよび出力電流値Ｉoutを算出する。

本実施形態のデューティ検出回路２８は、第１スイッチング素子２３１に入力される第１スイッチング信号Ｓ４１と、第４スイッチング素子２３４に入力される第４スイッチング信号Ｓ４４とが、共にオンとなる期間を検出することにより、デューティＤを検出する。このように、本実施形態では、デューティ検出回路２８を簡易な回路構成で実現している。これにより、装置を大型化することなく、上述した出力電流値Ｉoutを精度よく算出することができる。

出力電圧検出回路２９は、平滑回路２５から出力される出力電圧値Ｖoutを検出し、スイッチング制御部２６へとフィードバックする回路である。スイッチング制御部２６は、出力電圧検出回路２９が検出した出力電圧値Ｖoutに基づいてスイッチング信号Ｓ４１〜Ｓ４４を制御することにより、出力電圧値Ｖoutが略一定となるようにフィードバック制御を行うことができる。

以上のように、このＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、入力電流値Ｉinと、デューティ検出回路２８が検出したデューティＤとに基づいて、出力電流値Ｉoutを演算する。このため、装置の構成が複雑化・大型化することを抑えつつ、出力電流値Ｉoutを精度よく算出できる。

＜３．変形例＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。

図５は、変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ検出回路２８を示す回路図である。図５の例では、デューティ検出回路２８が、第１パルス信号生成部６１、第２パルス信号生成部６２、ＯＲ回路６３、および積分回路２８４を有する。

第１パルス信号生成部６１および第２パルス信号生成部６２は、それぞれ、第１分圧回路２８１、第２分圧回路２８２、およびＡＮＤ回路２８３を有する。第１分圧回路２８１、第２分圧回路２８２、およびＡＮＤ回路２８３の構成は、上記の実施形態のデューティ検出回路２８における第１分圧回路２８１、第２分圧回路２８２、およびＡＮＤ回路２８３と同様である。

第１パルス信号生成部６１では、第１分圧回路２８１に第１スイッチング信号Ｓ４１が入力され、第２分圧回路２８２に第４スイッチング信号Ｓ４４が入力される。これにより、第１パルス信号生成部６１のＡＮＤ回路２８３からは、周期Ｔ０のうち第１期間Ｔ１にＯＮ信号となり、それ以外の期間にＯＦＦ信号となる第１パルス信号Ｓ６１が出力される。

第２パルス信号生成部６２では、第１分圧回路２８１に第２スイッチング信号Ｓ４２が入力され、第２分圧回路２８２に第３スイッチング信号Ｓ４３が入力される。これにより、第２パルス信号生成部６２のＡＮＤ回路２８３からは、周期Ｔ０のうち第２期間Ｔ２にＯＮ信号となり、それ以外の期間にＯＦＦ信号となる第２パルス信号Ｓ６２が出力される。

ＯＲ回路６３には、第１パルス信号生成部６１から出力される第１パルス信号Ｓ６１と、第２パルス信号生成部６２から出力される第２パルス信号Ｓ６２とが入力される。これにより、ＯＲ回路６３からの出力信号である第３パルス信号Ｓ６３は、周期Ｔ０のうち第１期間Ｔ１および第２期間Ｔ２にＯＮ信号となり、それ以外の期間にＯＦＦ信号となる。

積分回路２８４は、ＯＲ回路６３から出力される第３パルス信号Ｓ６３を積分し、電圧信号である検出値Ｓ２８としてマイコン２７の出力電流演算部２７２へと出力する。当該検出値Ｓ２８は、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２の和Ｔ１＋Ｔ２の長さに応じて変動する。すなわち、当該検出値Ｓ２８は、デューティＤを反映した値となる。出力電流演算部２７２は、得られた検出値Ｓ２８に基づいて、デューティＤおよび出力電流値Ｉoutを算出することができる。

このように、デューティ検出回路２８は、第１スイッチング素子に入力される第１スイッチング信号Ｓ４１および第４スイッチング素子に入力される第４スイッチング信号Ｓ４４がともにオンとなる期間と、第２スイッチング素子に入力される第２スイッチング信号Ｓ４２および第３スイッチング素子に入力される第３スイッチング信号Ｓ４３がともにオンとなる期間とを検出することにより、デューティＤを検出してもよい。

また、上記の実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータの回路方式がフルブリッジ方式であったが、本発明はこれに限られない。ＤＣ／ＤＣコンバータの回路方式は、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式、または、その他の回路方式であってもよい。

また、上記の実施形態の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータであったが、本発明の構成をＡＣ／ＤＣコンバータに用いてもよい。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に整流平滑化を行うＡＣ／ＤＣ変換部をさらに設けて、全体をＡＣ／ＤＣコンバータとすればよい。その場合、ＡＣ／ＤＣ変換部は、入力された交流電力を、直流の中間電力に変換する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータのＤＣ／ＤＣ変換部に、当該中間電力が入力電力として入力される。

また、上記の実施形態では、車載用電力システム１に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ１５について説明した。しかしながら、本発明の電力変換装置は、自動車以外の機器に搭載されるものであってもよい。

また、電力変換装置の各部を実現するための具体的な回路構成については、図３に示された回路構成と、相違していてもよい。また、上記の実施形態や変形例に登場した各要素を、矛盾が生じない範囲で、適宜に組み合わせてもよい。

１ 車載用電力システム
１１ 充電用コネクタ
１２ 充電システム
１３ メインバッテリ
１４ インバータ
１５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１６ サブバッテリ
２０ ＤＣ／ＤＣ変換部
２１ フィルタ
２２ 入力電流検出部
２３ スイッチング回路
２４ トランス
２５ 平滑回路
２６ スイッチング制御部
２７ マイコン
２８ デューティ検出回路
２９ 出力電圧検出回路
９１ メインモータ
９２ 車両用負荷
１０１ 高圧電力系統
１０２ 低圧電力系統
２３１〜２３４ スイッチング素子
２７１ 制御指令部
２７２ 出力電流演算部
２８１ 第１分圧回路
２８２ 第２分圧回路
Ｄ デューティ
Ｉin 入力電流値
Ｉout 出力電流値
Ｖin 入力電圧値
Ｖout 出力電圧値
Ｗin 入力電力
Ｗout 出力電力

Claims (8)

1. 直流電力である入力電力が入力され、前記入力電力よりも電圧値の低い出力電力を出力するＤＣ／ＤＣ変換部と、
   前記入力電力の電流値である入力電流値を計測する入力電流検出部と、
   前記出力電力の電流値である出力電流値を算出する出力電流演算部と、
   前記ＤＣ／ＤＣ変換部に入力されるスイッチング信号のデューティを検出するデューティ検出回路と、
   を有し、
   前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、
   スイッチング素子を有し、前記入力電力が入力されるスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路から入力される電力を変換するトランスと、
   前記トランスからの出力信号を平滑化する平滑回路と、
   前記スイッチング素子にパルス状のスイッチング信号を出力するスイッチング制御部と、
   を有し、
   前記出力電流演算部は、前記入力電流値と、前記デューティ検出回路が検出した前記デューティとに基づいて、推定出力電流を演算する、電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記スイッチング制御部が、前記出力電力の電圧値に基づいて前記スイッチング信号を制御することにより、前記出力電力の電圧値を略一定とする、電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記スイッチング回路は、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、および第４スイッチング素子を有するフルブリッジ回路であり、
   前記トランスは、１次側に第１トランス入力端子および第２トランス入力端子を有し、
   前記スイッチング回路の２つの入力端子の間には、
   直列に接続される前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子と、
   直列に接続される前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、
   が並列に接続され、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の間に前記第１トランス入力端子が接続され、
   前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の間に前記第２トランス入力端子が接続される、電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
   前記デューティ検出回路は、前記第１スイッチング素子に入力される第１スイッチング信号および前記第４スイッチング素子に入力される第４スイッチング信号がともにオンとなる期間を検出することにより、前記デューティを検出する、電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
   前記デューティ検出回路は、
   前記第１スイッチング信号の電圧値を変換する第１分圧回路と、
   前記第４スイッチング信号の電圧値を変換する第２分圧回路と、
   前記第１分圧回路の出力信号および前記第２分圧回路の出力信号が入力されるＡＮＤ回路と、
   前記ＡＮＤ回路からの出力信号を積分する積分回路と、
   を有し、
   前記出力電流演算部は、前記積分回路から出力される検出値に基づいて、前記出力電流を算出する、電力変換装置。
6. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
   前記デューティ検出回路は、前記第１スイッチング素子に入力される第１スイッチング信号および前記第４スイッチング素子に入力される第４スイッチング信号がともにオンとなる期間と、前記第２スイッチング素子に入力される第２スイッチング信号および前記第３スイッチング素子に入力される第３スイッチング信号がともにオンとなる期間とを検出することにより、前記デューティを検出する、電力変換装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   直流の入力電力が入力され、直流の出力電力を出力する、電力変換装置。
8. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   交流電力が入力され、直流の中間電力を出力するＡＣ／ＤＣ変換部
   をさらに有し、
   前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、前記中間電力が前記入力電力として入力され、直流の前記出力電力を出力する、電力変換装置。

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