JP2016126550A - 定電流回路及びこれを有するセンサ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧の範囲が広い定電流回路を提供する。【解決手段】第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とがカレントミラー回路を構成しており、第2トランジスタM2に流れる第2電流I2が電流制御回路20によって一定に保たれる。そのため、負荷RLに出力される第1トランジスタM1の第1電流I1は、第2トランジスタM2の第2電流I2に応じた一定の値に保たれる。また、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と等しくなるように制御されるため、負荷RLのインピーダンスの変化に応じて出力端子Toの電圧Voが変化しても、第1電流I1と第2電流I2との比は第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とのサイズ比「K」に略等しくなる。すなわち、第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とがカレントミラー回路として精度良く動作する。【選択図】図1
Description
本発明は、負荷に一定の電流を供給する定電流回路とこれを有するセンサ装置に関するものである。
カレントミラー回路を用いて負荷に定電流を供給する回路が一般的に知られている。通常のカレントミラー回路では、負荷電流が流れる一方のトランジスタの電圧(MOSトランジスタの場合、ドレイン−ソース電圧)と、一定電流が流れる他方のトランジスタの電圧とに差異を生じるため、この電圧の差異に応じて負荷電流が変化してしまう。そこで、高い定電流性能を必要とする場合は、一般にカスコード接続のトランジスタが追加される。
図3は、カスコード接続のトランジスタが設けられた定電流回路の従来例を示す図である。図3に示す定電流回路は、PMOS型のトランジスタM11〜14と定電流源CS1を有する。トランジスタM11とM12は、カレントミラー回路を構成する。トランジスタM11及びM12のソースが電源電圧VDDに接続され、そのゲートがトランジスタM12のドレインに共通接続される。トランジスタM13は、トランジスタM11とともにカスコード回路を構成する。トランジスタM13のソースがトランジスタM11のドレインに接続され、そのドレインが負荷RLを介してグランドに接続される。トランジスタM14は、トランジスタM13のゲートに供給するバイアス電圧Vgを発生する。トランジスタM14のソースがトランジスタM12のドレインに接続され、そのゲートとドレインが定電流源CS1を介してグランドに接続される。トランジスタM14のゲートに発生するバイアス電圧VgがトランジスタM13のゲートに入力される。
図3に示す定電流回路において、トランジスタM13のゲートに入力されるバイアス電圧Vgは、定電流源CS1の電流値とトランジスタM12とM14のしきい電圧に応じて決まる略一定の電圧となる。トランジスタM11のドレイン電圧Vdは、このバイアス電圧Vgに対してトランジスタM13のゲート−ソース電圧Vgsだけ高い電圧となる。負荷RLのインピーダンスが変化すると、これに応じてトランジスタM13のドレイン電圧Voも変化するが、この電圧変化に比べてゲート−ソース電圧Vgsの変化は十分小さい。従って、負荷RLのインピーダンスが変化しても、トランジスタM11のドレイン電圧Vdの変化は微小に抑えられる。トランジスタM11のドレイン電圧Vdが略一定になると、トランジスタM11のドレイン電流が略一定になるため、定電流性能が向上する。
図3に示す定電流回路では、負荷電流の出力端子Toと電源電圧VDDとの間に2つのトランジスタ(M11,M13)が設けられている。そのため、出力電圧の範囲は、トランジスタ2つ分(M12,M14)のオーバードライブ電圧に相当する電圧だけ電源電圧VDDより低い電圧に制限される。しかしながら、出力電圧の範囲が制限されるということは、同一インピーダンスの負荷RLに対して供給可能な電流の範囲が制限されることを意味する。より多くの電流が求められる用途において、出力電圧の範囲は広いことが望ましい。例えば、圧電センサなどに用いられる抵抗性センサ素子のブリッジ回路に定電流回路から一定の電流を供給する場合、大きな電流を供給するほどブリッジ回路の出力信号の振幅が大きくなり、SN比が向上するため、定電流回路の出力電圧範囲はできるだけ広いことが望ましい。
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧の範囲が広い定電流回路とそのような定電流回路を有するセンサ装置を提供することにある。
本発明の第1の観点に係る定電流回路は、負荷に出力される第1電流が流れる第1トランジスタと、前記第1トランジスタとカレントミラー回路を構成する第2トランジスタと、前記第2トランジスタに流れる第2電流を一定に保つ電流制御回路と、前記第2電流に応じて前記第2トランジスタに生じる電圧を、前記第1電流に応じて前記第1トランジスタに生じる電圧と等しくなるように制御する電圧制御回路とを有する。
上記の構成によれば、前記第1トランジスタと前記第2トランジスタとがカレントミラー回路を構成しており、前記第2トランジスタに流れる前記第2電流が前記電流制御回路によって一定に保たれる。そのため、負荷に出力される前記第1トランジスタの前記第1電流は、前記第2トランジスタの前記第2電流に応じた一定の値に保たれる。また、前記第2トランジスタに生じる電圧が前記第1トランジスタに生じる電圧と等しくなるように制御されるため、前記負荷のインピーダンスの変化等に応じて前記第1トランジスタに生じる電圧が変化しても、前記第1電流は前記第2電流に応じた一定の値に保たれ易くなる。
好適に、前記電圧制御回路は、前記第2電流の電流経路に設けられた第3トランジスタと、前記第1電流に応じて前記第1トランジスタに生じる電圧と、前記第2電流に応じて前記第2トランジスタに生じる電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第3トランジスタの制御端子に入力する第1増幅回路とを含んでよい。
好適に、前記電流制御回路は、前記第2電流の電流経路に設けられた抵抗と、前記抵抗に生じる電圧と所定の基準電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタの制御端子に入力する第2増幅回路とを含んでよい。
この場合、前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ及び前記第3トランジスタはMOSトランジスタであってよい。前記第1トランジスタのソースと前記第2トランジスタのソースとが接続され、前記第1トランジスタのゲートと前記第2トランジスタのゲートとが接続され、前記第2トランジスタと前記抵抗との間の電流経路に前記第3トランジスタが設けられてよい。前記第1増幅回路は、前記第1トランジスタのドレインの電圧と前記第2トランジスタのドレインの電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第3トランジスタのゲートに入力してよい。前記第2増幅回路は、前記抵抗に生じる電圧と前記基準電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタのゲートに入力してよい。
この場合、前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ及び前記第3トランジスタはMOSトランジスタであってよい。前記第1トランジスタのソースと前記第2トランジスタのソースとが接続され、前記第1トランジスタのゲートと前記第2トランジスタのゲートとが接続され、前記第2トランジスタと前記抵抗との間の電流経路に前記第3トランジスタが設けられてよい。前記第1増幅回路は、前記第1トランジスタのドレインの電圧と前記第2トランジスタのドレインの電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第3トランジスタのゲートに入力してよい。前記第2増幅回路は、前記抵抗に生じる電圧と前記基準電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタのゲートに入力してよい。
本発明の第2の観点に係るセンサ装置は、抵抗性センサ素子を用いて構成されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に一定の電流を供給する上記第1の観点に係る定電流回路とを有する。
本発明によれば、出力電圧の範囲が広い定電流回路を提供できる。また、抵抗性センサ素子を用いて構成されたブリッジ回路に供給される電流量が大きいセンサ装置を提供できる。
<第1の実施形態>
図1は、第1の実施形態に係る定電流回路の構成の一例を示す図である。
図1に示す定電流回路は、PMOS型の第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2と、電圧制御回路10と、電流制御回路20を有する。
図1は、第1の実施形態に係る定電流回路の構成の一例を示す図である。
図1に示す定電流回路は、PMOS型の第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2と、電圧制御回路10と、電流制御回路20を有する。
第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2は、カレントミラー回路を構成する。第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2は、互いのソース同士が接続されるとともに、互いのゲート同士が接続される。第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2のソースは電源電圧VDDに接続され、そのゲートには後述する電流制御回路20の制御信号が入力される。
第1トランジスタM1のドレインは電流の出力端子Toに接続され、出力端子Toとグランドとの間に負荷RLが接続される。第1トランジスタM1に流れる第1電流I1は、出力端子Toから負荷RLに出力される。
電流制御回路20は、第2トランジスタM2に流れる第2電流I2を一定に保つ制御を行う。図1の例において、電流制御回路20は、抵抗R1と、第2増幅回路OP2と、基準電圧発生回路21を有する。
抵抗R1は第2電流I2の電流経路に設けられる。抵抗R1の一方の端子はグランドに接続され、他方の端子は後述の電圧制御回路10を介して第2トランジスタM2のドレインに接続される。抵抗R1は例えば可変抵抗であり、その抵抗値を調節することによって第1電流I1の電流値を所望の値に設定することができる。
第2増幅回路OP2は、第2電流I2に応じて抵抗R1に生じる電圧Vs1と基準電圧Vrとの差を増幅し、当該増幅結果に応じた制御信号を第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2のゲートに入力する。第2増幅回路OP2は、例えばオペアンプであり、非反転入力端子において抵抗R1の電圧Vs1を入力し、反転入力端子において基準電圧Vrを入力する。
抵抗R1は第2電流I2の電流経路に設けられる。抵抗R1の一方の端子はグランドに接続され、他方の端子は後述の電圧制御回路10を介して第2トランジスタM2のドレインに接続される。抵抗R1は例えば可変抵抗であり、その抵抗値を調節することによって第1電流I1の電流値を所望の値に設定することができる。
第2増幅回路OP2は、第2電流I2に応じて抵抗R1に生じる電圧Vs1と基準電圧Vrとの差を増幅し、当該増幅結果に応じた制御信号を第1トランジスタM1及び第2トランジスタM2のゲートに入力する。第2増幅回路OP2は、例えばオペアンプであり、非反転入力端子において抵抗R1の電圧Vs1を入力し、反転入力端子において基準電圧Vrを入力する。
電圧制御回路10は、第2電流I2に応じて第2トランジスタM2に生じるドレイン−ソース間の電圧を、第1電流I1に応じて第1トランジスタM1に生じるドレイン−ソース間の電圧と等しくなるように制御する。すなわち、電圧制御回路10は、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2を第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と等しくなるように制御する。
図1の例において、電圧制御回路10は、第3トランジスタM3と第1増幅回路OP1を有する。
第3トランジスタM3は、第2トランジスタM2と抵抗R1との間の電流経路に設けられる。第3トランジスタM3のソースは第2トランジスタM2のドレインに接続され、そのドレインは抵抗R1に接続される。
第1増幅回路OP1は、第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2との差を増幅し、当該増幅結果に応じた制御信号を第3トランジスタM3のゲートに入力する。第1増幅回路OP1は、例えばオペアンプであり、非反転入力端子にドレイン電圧Vd1が入力され、反転入力端子にドレイン電圧Vd2が入力される。
第3トランジスタM3は、第2トランジスタM2と抵抗R1との間の電流経路に設けられる。第3トランジスタM3のソースは第2トランジスタM2のドレインに接続され、そのドレインは抵抗R1に接続される。
第1増幅回路OP1は、第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2との差を増幅し、当該増幅結果に応じた制御信号を第3トランジスタM3のゲートに入力する。第1増幅回路OP1は、例えばオペアンプであり、非反転入力端子にドレイン電圧Vd1が入力され、反転入力端子にドレイン電圧Vd2が入力される。
上述した構成を有する定電流回路の動作を説明する。
第2電流I2によって抵抗R1に生じる電圧Vs1が基準電圧Vrと等しい場合、抵抗R1の抵抗値を「R」とすると、第2電流I2の電流値は「Vr/R」となる。第2電流I2がこの電流値より大きくなると、抵抗R1に生じる電圧Vs1が上昇し、第2増幅回路OP2の出力電圧が上昇し、第2トランジスタM2のゲート電圧が上昇するため、第2電流I2は減少する方向に変化する。逆に、第2電流I2が電流値「Vr/R」より小さくなると、第2増幅回路OP2の出力電圧が低下し、第2電流I2は増大する方向に変化する。この負帰還の動作により、第2電流I2は電流値「Vr/R」に略等しくなる。
他方、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1より低くなると、第1増幅回路OP1の出力電圧が上昇し、第3トランジスタM3のゲート電圧が上昇し、第3トランジスタM3のドレイン電流が減少し、抵抗R1の電圧Vs1が低下し、第2増幅回路OP2の出力電圧が低下し、第2トランジスタM2のゲート電圧が低下する。第2トランジスタM2のゲート電圧が低下すると、第2トランジスタM2のゲート−ソース間の電圧が高くなるため、第2トランジスタM2のドレイン−ソース間の電圧が低下し、ドレイン電圧Vd2が上昇する方向に変化する。逆に、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1より高くなると、第1増幅回路OP1の出力電圧が低下し、第2増幅回路OP2の出力電圧が上昇し、ドレイン電圧Vd2は低下する方向に変化する。この負帰還の動作により、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2は第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と略等しくなる。
第1トランジスタM1と第2トランジスタM2は、ゲート−ソース間に同一の電圧が与えられており、かつ、ソース−ドレイン間の電圧が略等しくなるように制御されているため、第1電流I1と第2電流I2との比は第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とのサイズ比に略等しくなる。第1トランジスタM1のサイズを第2トランジスタM2の「K」倍とすると、第1電流I1は概ね第2電流I2のK倍となる。第2電流I2は電流値「Vr/R」に略等しくなるように制御されているため、第1電流I1は概ね次式で表される。
[数1]
I1 = K×(Vr/R) … (1)
I1 = K×(Vr/R) … (1)
以上説明したように、本実施形態に係る定電流回路によれば、第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とがカレントミラー回路を構成しており、第2トランジスタM2に流れる第2電流I2が電流制御回路20によって一定に保たれる。そのため、負荷RLに出力される第1トランジスタM1の第1電流I1は、第2トランジスタM2の第2電流I2に応じた一定の値に保たれる。
また、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と等しくなるように制御されるため、負荷RLのインピーダンスの変化に応じて出力端子Toの電圧Vo(=Vd1)が変化しても、第1電流I1と第2電流I2との比は第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とのサイズ比「K」に略等しくなる。すなわち、第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とがカレントミラー回路として精度良く動作する。
従って、負荷RLに出力される第1電流I1は、出力端子Toの電圧Voが変化しても精度良く一定に保たれるため、非常に良好な定電流特性を得ることができる。
また、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vd2が第1トランジスタM1のドレイン電圧Vd1と等しくなるように制御されるため、負荷RLのインピーダンスの変化に応じて出力端子Toの電圧Vo(=Vd1)が変化しても、第1電流I1と第2電流I2との比は第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とのサイズ比「K」に略等しくなる。すなわち、第1トランジスタM1と第2トランジスタM2とがカレントミラー回路として精度良く動作する。
従って、負荷RLに出力される第1電流I1は、出力端子Toの電圧Voが変化しても精度良く一定に保たれるため、非常に良好な定電流特性を得ることができる。
また、本実施形態に係る定電流回路によれば、負荷RLの電流経路上に設けられたトランジスタが1つのみ(第1トランジスタM1)でも動作するため、図3に示す従来の定電流回路に比べて出力電圧Voの範囲を広くすることができる。
<第2の実施形態>
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図2は、第2の実施形態に係るセンサ装置の構成の一例を示す図である。図2に示すセンサ装置は、例えば圧力センサであり、ブリッジ回路41と、定電流回路42と、増幅回路43と、AD変換器44を有する。
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図2は、第2の実施形態に係るセンサ装置の構成の一例を示す図である。図2に示すセンサ装置は、例えば圧力センサであり、ブリッジ回路41と、定電流回路42と、増幅回路43と、AD変換器44を有する。
ブリッジ回路41は、抵抗性センサ素子Rs1〜Rs4を用いて構成されたホイートストンブリッジ回路であり、抵抗性センサ素子Rs1〜Rs4の抵抗値の変化に応じた検出信号S40を出力する。抵抗性センサ素子Rs1〜Rs4は、例えばピエゾ抵抗素子であり、圧力に応じて抵抗値が変化する。
定電流回路42は、ブリッジ回路41に一定の電流を供給する。これにより、ブリッジ回路41の検出信号S40は、ピエゾ抵抗素子の抵抗値の変化を表す電圧信号となる。この定電流回路42は、上述した第1の実施形態に係る定電流回路(図1)である。
増幅回路43は、ブリッジ回路41の検出信号S40を増幅する。増幅回路43は、図示しないレンジ切り替え用の制御信号に応じて、増幅ゲインを切り替えてもよい。
AD変換器44は、増幅回路43において増幅された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、検出データDATとして出力する。
第2の実施形態に係るセンサ装置によれば、定電流回路42が図1に示す構成を有しているため、定電流回路42からブリッジ回路41に印加する電圧の範囲を広くすることが可能であり、これにより、ブリッジ回路41に供給する電流の範囲を広くすることができる。従って、ブリッジ回路41の検出信号S40の振幅を大きくすることが可能となり、SN比を高めて測定精度を向上することができる。
以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。すなわち、上述した実施形態において挙げられている回路構成は一例であり、同様な機能を実現する他の回路に置き換えることができる。
例えば、図1に示す定電流回路ではPMOS型のトランジスタ(M1,M2)によるカレントミラー回路を用いているが、本発明の他の実施形態ではNMOS型のトランジスタによるカレントミラー回路を用いてもよい。
また、図1に示す定電流回路では、電圧制御回路10においてPMOS型の第3トランジスタM3を用いているが、本発明の他の実施形態では、電圧制御回路においてNMOS型のトランジスタを用いてもよい。
また、定電流回路に用いるトランジスタはMOS型に限定されるものではなく、パイポーラ型などの他の種類のトランジスタでもよい。
10…電圧制御回路、20…電流制御回路、21…基準電圧発生回路、41…ブリッジ回路、42…定電流回路、43…増幅回路、44…AD変換器、M1…第1トランジスタ、M2…第2トランジスタ、M3…第3トランジスタ、OP1…第1増幅回路、OP2…第2増幅回路、I1…第1電流、I2…第2電流、Vr…基準電圧。
Claims (5)
- 負荷に出力される第1電流が流れる第1トランジスタと、
前記第1トランジスタとカレントミラー回路を構成する第2トランジスタと、
前記第2トランジスタに流れる第2電流を一定に保つ電流制御回路と、
前記第2電流に応じて前記第2トランジスタに生じる電圧を、前記第1電流に応じて前記第1トランジスタに生じる電圧と等しくなるように制御する電圧制御回路と
を有することを特徴とする定電流回路。 - 前記電圧制御回路は、
前記第2電流の電流経路に設けられた第3トランジスタと、
前記第1電流に応じて前記第1トランジスタに生じる電圧と、前記第2電流に応じて前記第2トランジスタに生じる電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第3トランジスタの制御端子に入力する第1増幅回路とを含む
ことを特徴とする請求項1に記載の定電流回路。 - 前記電流制御回路は、
前記第2電流の電流経路に設けられた抵抗と、
前記抵抗に生じる電圧と所定の基準電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタの制御端子に入力する第2増幅回路とを含む
ことを特徴とする請求項2に記載の定電流回路。 - 前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ及び前記第3トランジスタはMOSトランジスタであり、
前記第1トランジスタのソースと前記第2トランジスタのソースとが接続され、
前記第1トランジスタのゲートと前記第2トランジスタのゲートとが接続され、
前記第2トランジスタと前記抵抗との間の電流経路に前記第3トランジスタが設けられ、
前記第1増幅回路は、前記第1トランジスタのドレインの電圧と前記第2トランジスタのドレインの電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第3トランジスタのゲートに入力し、
前記第2増幅回路は、前記抵抗に生じる電圧と前記基準電圧との差を増幅し、当該増幅結果に応じた信号を前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタのゲートに入力する
ことを特徴とする請求項3に記載の定電流回路。 - 抵抗性センサ素子を用いて構成されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路に一定の電流を供給する定電流回路とを有し、
前記定電流回路が、請求項1乃至4の何れか一項に記載された定電流回路である
ことを特徴とするセンサ装置。
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