JP2012191358A - 差動信号発生回路および電圧制御ゲイン可変増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧制御によりゲイン調整を行うゲイン可変増幅器制御用の制御電圧を、基準電圧を用いることなく生成し、電圧制御ゲイン可変増幅器全体の小型化および消費電力の削減を図る。
【解決手段】ゲイン可変増幅器制御回路を構成する差動対として、ｎチャネル型トランジスタＴＲ１１とｐチャネル型トランジスタＴＲ１２とを用い、共通のゲイン制御電圧Ｓ１をこれらトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートに供給する。各トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２を流れる電流は、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するにつれて一方は増加し、他方は減少する特性となり、基準電圧を用いたゲイン可変増幅器制御回路と同一特性のゲイン可変増幅器制御電圧を得ることができる。よって、基準電圧発生回路を設ける必要がないため、装置全体の小型化および消費電力の削減を図ることができる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、差動信号を発生する差動信号発生回路および、電圧制御によりゲインを調整する電圧制御ゲイン可変増幅器に関する。

従来、電圧制御によりゲイン調整を行うようにした電圧制御ゲイン可変増幅器として、例えば図６に示す電圧制御ゲイン可変増幅器１００が提案されている（例えば、非特許文献１、特許文献１参照）。
この電圧制御ゲイン可変増幅器１００は、ゲイン可変増幅器１１０と、当該ゲイン可変増幅器１１０のゲインを制御するためのゲイン可変増幅器制御回路１２０と、所定の基準電圧を発生する基準電圧発生回路１３０とから構成される。

ゲイン可変増幅器制御回路１２０は、図示しない上位装置から入力されるゲイン制御電圧Ｓ１と基準電圧発生回路１３０からの基準電圧Ｓ２とから、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａおよび第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂを生成し、これをゲイン可変増幅器１１０に出力する。
ゲイン可変増幅器１１０は、ゲイン可変増幅器制御回路１２０からの第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａおよび第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂと、電圧信号からなる第１差動入力信号Ｖin１および第２差動入力信号Ｖin２を入力し、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂに応じたゲインで、第１および第２差動入力信号Ｖin１、Ｖin２を増幅し、電圧信号からなる第１差動出力信号Ｖout１および第２差動出力信号Ｖout２として出力する。

図７は、図６中の基準電圧発生回路１３０の一例を示す構成図である。
基準電圧発生回路１３０は、例えば図７に示すように、直列に接続された少なくとも２つの抵抗Ｒ１０１およびＲ１０２がグランドＧＮＤ−ＶＤＤ電源間に接続され、抵抗Ｒ１０１および抵抗Ｒ１０２の抵抗比により基準電圧Ｓ２を生成する。すなわち、抵抗Ｒ１０１および抵抗Ｒ１０２間の電圧が基準電圧Ｓ２として出力される。

図８は、図６中のゲイン可変増幅器制御回路１２０の一例を示す構成図である。
図８に示すように、ゲイン可変増幅器制御回路１２０は、差動対を構成するトランジスタＴＲ１１１とＴＲ１１２とを備えて構成され、トランジスタＴＲ１１１のドレインは抵抗Ｒ１１１を介してＶＤＤ電源に接続される。同様にトランジスタＴＲ１１２のドレインは抵抗Ｒ１１２を介してＶＤＤ電源に接続される。これらトランジスタＴＲ１１１、ＴＲ１１２のソースは共に、定電流源Ｉ１１１を介してグランドＧＮＤに接続される。

トランジスタＴＲ１１１のゲートにはゲイン制御電圧Ｓ１が入力され、トランジスタＴＲ１１２のゲートには基準電圧Ｓ２が入力される。そして、抵抗Ｒ１１１およびトランジスタＴＲ１１１間の電圧が第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、抵抗Ｒ１１２およびトランジスタＴＲ１１２間の電圧が第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂとして出力される。

前記差動対を構成するトランジスタＴＲ１１１とＴＲ１１２とは、同種のトランジスタ、例えば、同じトランジスタサイズのｎチャネル型電界効果トランジスタで構成されている。
なお、同種のトランジスタとは、導電型、トランジスタサイズおよびしきい値電圧が同一となるトランジスタのことを意味する。また、抵抗Ｒ１１１および抵抗Ｒ１１２の抵抗値は同一値に設定されている。

つぎに、このゲイン可変増幅器制御回路１２０の動作原理を説明する。
図８に示すゲイン可変増幅器制御回路１２０において、トランジスタＴＲ１１１およびＴＲ１１２に流れる電流は、基準電圧Ｓ２に対するゲイン制御電圧Ｓ１の電位により決定される。そしてトランジスタＴＲ１１１に流れる電流と抵抗Ｒ１１１の抵抗値との積、トランジスタＴＲ１１２に流れる電流と抵抗Ｒ１１２の抵抗値との積をそれぞれＶＤＤ電源電圧から減算した値が、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂとなる。
この第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂは、ゲイン制御電圧Ｓ１に対して図９に示す特性で変化する。なお、図９において横軸はゲイン制御電圧Ｓ１〔Ｖ〕、縦軸は第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ〔Ｖ〕および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂ〔Ｖ〕である。

図９に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１が基準電圧Ｓ２よりも低いときには、トランジスタＴＲ１１１側に流れる電流量は少なく、トランジスタＴＲ１１２側に流れる電流量は多い。このため、トランジスタＴＲ１１１側の第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは、トランジスタＴＲ１１２側の第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも大きい。そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するとトランジスタＴＲ１１１に流れる電流が増加し、逆にトランジスタＴＲ１１２に流れる電流が減少するため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し、第２可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する。

そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が基準電圧Ｓ２よりも大きくなると、トランジスタＴＲ１１１側に流れる電流は多くなり、トランジスタＴＲ１１２側に流れる電流は少なくなるため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも小さくなる。
図１０は、図６中のゲイン可変増幅器１１０の一例を示す構成図である。
このゲイン可変増幅器１１０は、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂによりロード抵抗Ｒ２１１、Ｒ２１２に流れる電流を制御することにより、ゲインを可変させるギルバートセル回路である。

具体的には、図１０に示すように、このゲイン可変増幅器１１０は、第１の差動対をなすｎチャネル電界効果トランジスタからなる２つのトランジスタＴＲ２１１およびＴＲ２１２と、第２の差動対をなすｎチャネル電界効果トランジスタからなるトランジスタＴＲ２１３およびＴＲ２１４と、第３の差動対をなすｎチャネル電界効果トランジスタからなるトランジスタＴＲ２１５およびＴＲ２１６と、を備える。

第１の差動対をなすトランジスタＴＲ２１１およびＴＲ２１２のソースはともに定電流源Ｉ２１１を介してグランドＧＮＤに接続されている。
トランジスタＴＲ２１１のドレインは、第２の差動対をなすｎチャネル電界効果トランジスタからなるトランジスタＴＲ２１３およびＴＲ２１４のソースに接続され、一方のトランジスタＴＲ２１３のドレインはロード抵抗Ｒ２１１を介してＶＤＤ電源に接続される。他方のトランジスタＴＲ２１４のドレインは直接ＶＤＤ電源に接続される。

同様に、トランジスタＴＲ２１２のドレインは、第３の差動対をなすｎチャネル電界効果トランジスタからなるトランジスタＴＲ２１５およびＴＲ２１６のソースに接続され、一方のトランジスタＴＲ２１６のドレインはロード抵抗Ｒ２１２を介してＶＤＤ電源に接続されるとともに、他方のトランジスタＴＲ２１５のドレインは直接ＶＤＤ電源に接続される。

第１の差動対をなすトランジスタＴＲ２１１のゲートには第１差動入力信号Ｖin１が入力され他方のトランジスタＴＲ２１２のゲートには第２差動入力信号Ｖin２が入力される。また、第２の差動対をなすトランジスタＴＲ２１３および第３の差動対をなすトランジスタＴＲ２１６のゲートに第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａが入力され、第２の差動対をなすトランジスタＴＲ２１４および第３の差動対をなすトランジスタＴＲ２１５のゲートに第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂが入力される。
そして、ロード抵抗Ｒ２１１およびトランジスタＴＲ２１３間の電圧が第１差動出力信号Ｖout１、ロード抵抗Ｒ２１２およびトランジスタＴＲ２１６間の電圧が第２差動出力信号Ｖout２、として出力される。

つぎに、図１０のゲイン可変増幅器１１０の動作原理を説明する。
第１および第２差動入力信号Ｖin１、Ｖin２が、第１の差動対をなすトランジスタＴＲ２１１およびＴＲ２１２のゲートに入力されることにより、第１差動入力信号Ｖin１および第２差動入力信号Ｖin２はｇｍ倍の電流に変換増幅され、それぞれの電流を、第２の差動対をなすトランジスタＴＲ２１３およびＴＲ２１４、第３の差動対をなすトランジスタＴＲ２１５およびＴＲ２１６において制御して絞ることにより、ロード抵抗Ｒ２１１およびＲ２１２に流れる電流配分が決定されてゲインを可変とする。

そして、第２の差動対および第３の差動対をなすトランジスタＴＲ２１３〜ＴＲ２１６を、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂにより制御することによって、ロード抵抗Ｒ２１１およびＲ２１２に流れる電流配分が、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂにより決定されることによって、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂに応じたゲインＧに調整されるようになっている。
このゲイン可変増幅器１１０のゲインＧは、ゲイン制御電圧Ｓ１に対して図１１に示す特性で変化する。なお、図１１において横軸はゲイン制御電圧Ｓ１〔Ｖ〕、縦軸はゲイン可変増幅器１０のゲインＧである。

前述の図９に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１が基準電圧Ｓ２よりも小さいときには、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも大きくなる。このため、ロード抵抗Ｒ２１１、Ｒ２１２（または、トランジスタＴＲ２１３、ＴＲ２１６を流れる電流は、ロードではないトランジスタＴＲ２１４、ＴＲ２１５を流れる電流よりも多くなる。したがって、ゲイン可変増幅器１１０のゲインＧは高い値となる。

ゲイン制御電圧Ｓ１が増加すると、図９に示すように第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し、逆に第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する。このため、ロード抵抗Ｒ２１１、Ｒ２１２（または、トランジスタＴＲ２１３、ＴＲ２１６）に流れる電流は減少し、ロードではないトランジスタＴＲ２１４、ＴＲ２１５を流れる電流は増加する。したがって、ゲイン可変増幅器１１０のゲインＧは減少する。

そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が基準電圧Ｓ２よりも大きくなると、図９に示すように第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも小さくなる。このため、ロード抵抗Ｒ２１１、Ｒ２１２（または、トランジスタＴＲ２１３、ＴＲ２１６を流れる電流は、ロードではないトランジスタＴＲ２１４、ＴＲ２１５を流れる電流に比較して小さくなる。したがって、ゲイン可変増幅器１１０のゲインＧは低い値となる。

特開平１０−８４２３８号公報

Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著，黒田忠広完訳，「アナログＣＭＯＳ集積回路の設計 基礎編」，第９版，丸善株式会社，平成１９年１２月１５日，ｐ．１５５

上述のように、図８に示すゲイン可変増幅器制御回路１２０においては、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを生成するためには、一方のトランジスタのゲート電位を固定電位にする必要がある。そのため、基準電圧Ｓ２を生成するための基準電圧発生回路１３０が必要となり、基準電圧発生回路１３０を設ける分だけ、消費電流が増大し、また回路規模の拡大にもつながる。そのため、改善が望まれていた。
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、消費電流を削減し且つ回路規模の縮小を図ることの可能な差動信号発生回路および電圧制御ゲイン可変増幅器を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１にかかる差動信号発生回路は、直列に接続された第１の抵抗素子および第１のトランジスタと、直列に接続された第２の抵抗素子および第２のトランジスタと、が電源間に並列に接続されてなり、共通の制御信号を前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの制御入力端子に供給し、前記第１の抵抗素子および第１のトランジスタの接続点の信号と前記第２の抵抗素子および第２のトランジスタの接続点の信号とを差動信号として出力する差動信号発生回路であって、前記第１のトランジスタと第２のトランジスタとは、前記制御入力端子に供給される前記制御信号に対する電流特性が異なることを特徴としている。

請求項２にかかる差動信号発生回路は、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは導電型が異なるトランジスタであることを特徴としている。
請求項３にかかる差動信号発生回路は、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのうち、一方はｐチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、他方はｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであることを特徴としている。

請求項４にかかる差動信号発生回路は、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは極性の異なるトランジスタであることを特徴としている。
請求項５にかかる差動信号発生回路は、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのうち、一方はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、他方はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであることを特徴としている。
請求項６にかかる差動信号発生回路は、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタはしきい値電圧が異なることを特徴としている。

また、本発明の請求項７にかかる電圧制御ゲイン可変増幅器は、入力されるゲイン制御信号に基づき、当該ゲイン制御信号に応じて一方は増加し他方は減少する特性を有する一対のゲイン可変増幅器制御電圧を生成するゲイン可変増幅器制御回路と、前記一対のゲイン可変増幅器制御電圧に応じたゲインで動作するゲイン可変増幅器と、を備えた電圧制御ゲイン可変増幅器であって、前記ゲイン可変増幅器制御回路として請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の差動信号発生回路を用いたことを特徴としている。

本発明によれば、制御信号に対する電流特性の異なるトランジスタからなる差動対を用いることにより、基準電圧を用いることなく、制御信号に応じて一方は増加し他方は減少する特性を有する差動信号を得ることができる。
したがって、電圧制御ゲイン可変増幅器において、ゲイン可変増幅器のゲインを制御するためのゲイン可変増幅器制御電圧を発生するゲイン可変増幅器制御回路として、前記差動信号発生回路を用いることによって、基準電圧発生回路を必要としないゲイン可変増幅器制御回路を実現することができ、その分、消費電流の削減および回路全体の小型化を図ることができる。

本発明の電圧制御ゲイン可変増幅器の一例を示す構成図である。 第１の実施の形態におけるゲイン可変増幅器制御回路の一例を示す回路図である。 第２の実施の形態におけるゲイン可変増幅器制御回路の一例を示す回路図である。 ゲイン制御電圧とゲイン可変増幅器制御電圧との対応を表す特性図である。 第３の実施の形態におけるゲイン可変増幅器制御回路の一例を示す回路図である。 従来の電圧制御ゲイン可変増幅器の一例を示す構成図である。 基準電圧発生回路の一例である。 従来のゲイン可変増幅器制御回路の一例である。 ゲイン制御電圧とゲイン可変増幅器制御電圧との対応を表す特性図である。 ゲイン可変増幅器の一例を示す回路図である。 ゲイン制御電圧とゲイン可変増幅器のゲインとの対応を表す特性図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
まず、第１の実施の形態を説明する。
図１は、第１の実施の形態における電圧制御ゲイン可変増幅器１の一例を示す構成図である。
図１において、１０はゲイン可変増幅器、２０はゲイン可変増幅器制御回路である。
ゲイン可変増幅器制御回路２０は、図示しない上位装置からのゲイン制御電圧Ｓ１に応じた、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａおよび第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂを生成しゲイン可変増幅器１０に出力する。ゲイン可変増幅器１０は、上記従来のゲイン可変増幅器１１０と同一の機能構成を有し、電圧信号からなる第１差動入力信号Ｖin１および第２差動入力信号Ｖin２を入力し、これら第１および第２差動入力信号Ｖin１、Ｖin２を、ゲイン可変増幅器制御回路２０からの第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂに応じたゲインで増幅し、電圧信号からなる第１差動出力信号Ｖout１および第２差動出力信号Ｖout２として出力する。

図２は、図１のゲイン可変増幅器制御回路２０の一例を示す構成図である。
図２に示すように、ゲイン可変増幅器制御回路２０は、差動対を構成するトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２を備えて構成され、これら差動対を構成するトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は異種のトランジスタで構成されている。異種のトランジスタとは導電型が異なる、あるいはしきい値電圧が異なるようなトランジスタのことを示し、すなわち入力される制御信号に対する電流特性が異なるトランジスタのことをいう。
この第１の実施の形態における、差動対を構成するトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は、一方のトランジスタＴＲ１１はｎチャネル型電界効果トランジスタで構成され、他方のトランジスタＴＲ１２はｐチャネル型電界効果トランジスタで構成される。

トランジスタＴＲ１１のドレインは抵抗Ｒ１１を介してＶＤＤ電源に接続される。また、トランジスタＴＲ１２のソースは抵抗Ｒ１２を介してＶＤＤ電源に接続される。トランジスタＴＲ１１のソースおよびトランジスタＴＲ１２のドレインは定電流源Ｉ１１を介してグランドＧＮＤに接続される。
また、トランジスタＴＲ１１およびトランジスタＴＲ１２のゲートには、共にゲイン制御電圧Ｓ１が入力される。

前記抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の抵抗値は同一値に設定される。
そして、抵抗Ｒ１１およびトランジスタＴＲ１１間の電圧が第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、抵抗Ｒ１２およびトランジスタＴＲ１２間の電圧が第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂ、として出力される。
ここで、前述のようにトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のゲートには共にゲイン制御電圧Ｓ１が入力される。また、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２は一方はｎチャネル型電界効果トランジスタで構成され、他方はｐチャネル型電界効果トランジスタで構成されており、極性が異なる。このため、トランジスタＴＲ１１およびトランジスタＴＲ１２からなる差動対は、ゲイン制御電圧Ｓ１に応じて一方のトランジスタが電流を引きやすくなる状態のときには、他方のトランジスタは電流を引きにくい状態となる。

つまり、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的低いときには、トランジスタＴＲ１１つまり抵抗Ｒ１１に流れる電流は比較的少なく、逆にトランジスタＴＲ１２つまり抵抗Ｒ１２に流れる電流は比較的大きくなる。このため、抵抗Ｒ１１およびトランジスタＴＲ１１間の電圧、すなわち第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは比較的高く、抵抗Ｒ１２およびトランジスタＴＲ１２間の電圧、すなわち第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは比較的低くなる。

つまり、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂは、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的低いときには、トランジスタＴＲ１１に流れる電流が比較的少なく、逆に、トランジスタＴＲ１２に流れる電流は比較的多いため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも大きい。そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するとこれに応じてトランジスタＴＲ１１に流れる電流が増加し、逆にトランジスタＴＲ１２に流れる電流は減少することにより、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する。そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的大きくなると、トランジスタＴＲ１１に流れる電流は比較的多く、トランジスタＴＲ１２に流れる電流は比較的少ないため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも小さくなる。

これはすなわち、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂは、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するにつれて一方が増加し、他方が減少することになり、図２のゲイン可変増幅器制御回路２０は、図８に示す差動対として同一特性のトランジスタを用いた従来のゲイン可変増幅器制御回路１２０のゲイン制御電圧Ｓ１に対する第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの特性（図９）と同等の特性を有する。

したがって、差動対として同一特性のトランジスタ対を用いた場合のゲイン可変増幅器制御回路１２０と同等の出力特性を有するゲイン可変増幅器制御回路２０を、基準電圧を用いずに実現することができる。そのため、基準電圧を生成するための基準電圧発生回路を設ける必要がないため、その分、消費電流の削減を図ることができると共に装置規模の縮小を図ることができる。

また、上述のように、ゲイン制御電圧Ｓ１の増加変化に対して、ゲイン可変増幅器制御回路２０内の差動対を成す、一方のトランジスタＴＲ１１が電流を引きやすくなる状態のときには、他方のトランジスタＴＲ１２は電流を引きにくい状態となるため、ゲイン制御電圧Ｓ１の変化に対する、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの電位差の変化は大きい。したがって、比較的レンジの狭いゲイン制御電圧Ｓ１であっても、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂとして適用することのできる電圧を容易に得ることができる。

なお、図２のゲイン可変増幅器制御回路２０において、ｎチャネル型電界効果トランジスタで構成されるトランジスタＴＲ１１のしきい値電圧Ｖth_nmosと、ｐチャネル型電界効果トランジスタで構成されるトランジスタＴＲ１２のしきい値電圧Ｖth_pmosと、ゲイン制御電圧Ｓ１とが、次式（１）を満足するように構成する。
Ｖth_nmos≦ゲイン制御電圧Ｓ１≦（ＶＤＤ−｜Ｖ_Ｒ１２｜）−｜Ｖth_pmos｜
……（１）
（１）式において、Ｖ_Ｒ１２は抵抗Ｒ１２の両端電圧、ＶＤＤは電源電圧である。
この（１）式の条件を満足するときに、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂが図９に示す特性で変化し、ゲイン可変増幅器１０のゲインを図１１に示す特性で変化させることができる。

また、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値を大きくすること、テールの電流を多くすることなどにより、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変動レンジを大きくすることができる。つまり、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値、テールの電流などを調整することによって、所望の変動レンジで動作させることができる。
また、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２のトランジスタサイズを大きくすることにより、図９に示す、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂが変化する変化領域での傾きをより急な傾きとすることができる。したがって、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変動レンジは同一であっても、トランジスタサイズをより大きくすることによって、さらに狭いレンジのゲイン制御電圧Ｓ１により、所望の変動レンジを有するゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを出力することができる。

また、トランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２の低電位側に、テールとして定電流源Ｉ１１を接続しているため、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変化幅を同等程度とすることができすなわちゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変動レンジの制御精度をより向上させることができる。
なお、上記第１の実施の形態において、トランジスタＴＲ１１をｐチャネル型電界効果トランジスタで構成し、トランジスタＴＲ１２をｎチャネル型電界効果トランジスタで構成することも可能であり、この場合には、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａと第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂとの変化特性を逆にすることができ、すなわち、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するとき、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは増加し、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは減少する特性を有する、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを得ることができる。

次に、第２の実施の形態を説明する。
上記第１の実施の形態においては、差動対としてｎチャネル型電界効果トランジスタと、ｐチャネル型電界効果トランジスタ、すなわち導電型（極性）の異なるトランジスを用いた場合について説明したが、第２の実施の形態は、差動対としてしきい値電圧の異なる極性が同一の電界効果トランジスタを用いたものである。

図３は、差動対をなすトランジスタとしてしきい値電圧が異なる電界効果トランジスタを用いた、ゲイン可変増幅器制御回路２０ａの一例である。このゲイン可変増幅器制御回路２０ａは、差動対として例えば、ｎチャネル型電界効果トランジスタからなるトランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２を備えている。また、トランジスタＴＲ２１のしきい値電圧はトランジスタＴＲ２２のしきい値電圧よりも低い。

トランジスタＴＲ２１のドレインは、抵抗Ｒ２１を介してＶＤＤ電源に接続され、トランジスタＴＲ２２のドレインは、抵抗Ｒ２２を介してＶＤＤ電源に接続される。トランジスタＴＲ２１のソースおよびトランジスタＴＲ２２のソースは、共に定電流源Ｉ２１を介してグランドＧＮＤに接続されている。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２のゲートにはゲイン制御電圧Ｓ１が入力される。

抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２の抵抗値は同一値に設定される。
そして、抵抗Ｒ２１とトランジスタＴＲ２１との間の電圧が第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、抵抗Ｒ２２とトランジスタＴＲ２２との間の電圧が第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂ、として出力される。
図４（ａ）および図４（ｂ）は、差動対をなすトランジスタとしてしきい値電圧が異なる電界効果トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２を用いた場合の、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する特性を示したものである。

なお、図４（ａ）において、横軸はゲイン制御電圧Ｓ１〔Ｖ〕、縦軸は第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ〔Ｖ〕および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂ〔Ｖ〕である。また、図４（ａ）はテールとしてｎチャネル型電界効果トランジスタからなる定電流源を用いた場合を示す。図４（ｂ）は図３に示すようにテールとして（理想）定電流源Ｉ２１を用いた場合を示す。

図４（ａ）に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加しトランジスタＴＲ２１のしきい値電圧を上回ると、トランジスタＴＲ２１に流れる電流が増加することから第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少する。そして、ゲイン制御電圧Ｓ１がトランジスタＴＲ２２のしきい値電圧を上回ると、トランジスタＴＲ２２に流れる電流が増加することから第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは減少するが、トランジスタＴＲ２１の方が電流を引きやすいため、ゲイン制御電圧Ｓ１の増加に伴ってトランジスタＴＲ２１に流れる電流は増加し、逆にトランジスタＴＲ２２に流れる電流は減少するため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し、逆に第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する。

そのため、ゲイン制御電圧Ｓ１が、トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２のしきい値電圧を共に上回る状態となると、図４（ａ）に実線で囲む領域Ａに示すように、しきい値電圧の低いトランジスタＴＲ２１側の第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは徐々に減少し、しきい値電圧の高いトランジスタＴＲ２２側の第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは徐々に増加する状態となり、ゲイン制御電圧Ｓ１に対し、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａが減少し、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂが増加する特性を実現することができる。

したがって、しきい値電圧の低いトランジスタＴＲ２１側の第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａが徐々に減少する状態であり、かつしきい値電圧の高いトランジスタＴＲ２２側の第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂが徐々に増加する状態である領域Ａにあるときのゲイン制御電圧Ｓ１を利用することで、ゲイン制御電圧Ｓ１に対し、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａが減少し、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂが増加する特性を実現することができる。

一方、図３に示すようにテールとして定電流源Ｉ２１を用いた場合には、図４（ｂ）に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変動幅を同等程度とすることができる。つまり、テールとして定電流源Ｉ２１ではなくｎチャネル型電界効果トランジスタからなる定電流源を用いた場合には、図４（ａ）に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａの変動幅の方が、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂの変動幅よりも大きい。

これに対し、テールとして（理想）定電流源Ｉ２１を用いた場合には、図４（ｂ）に示すようにゲイン制御電圧Ｓ１に対する第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａの変動幅と、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂの変動幅とは同等程度とすることができる。
このように、差動対をなすトランジスタとして、しきい値電圧が異なる電界効果トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２を用いた場合であっても、図４（ａ）および図４（ｂ）に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１に対し、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する特性を実現することができるため、導電型が異なるトランジスタを差動対として用いた場合と同等の作用効果を得ることができる。
なお、差動対をなすトランジスタとして、しきい値電圧が異なる電界効果トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２を用いた場合、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂのレンジは以下を満足するように設定すればよい。

すなわち、しきい値電圧がより低いトランジスタＴＲ２１のしきい値電圧をＶth_hi、しきい値電圧がより低いトランジスタＴＲ２２のしきい値電圧をＶth_lo、Ｖth_hi＝Ｖth_lo＋Ｖαとし、さらに、これらトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２のアスペクト比をＷ／Ｌ、トランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２が飽和領域で動作しているとしたときの、トランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２のそれぞれに流れる電流をＩvth_hi、Ｉvth_loとしたとき、飽和領域で動作するトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２に流れる電流は、次式（２）で表すことができ、より正確には次式（３）で表すことができる。
Ｉ＝（１／２）×μ_ｎＣ_ｏｘ×（Ｗ／Ｌ）×（Ｖｇｓ−Ｖth）^２ ……（２）
Ｉ＝（１／２）×μ_ｎＣ_ｏｘ×（Ｗ／Ｌ）×（Ｖｇｓ−Ｖth）^２×（１＋λＶｄｓ）
……（３）
なお、（２），（３）式中の、μ_ｎはキャリアの移動度、Ｃ_ｏｘはゲートのキャパシタンス、Ｖｇｓはゲート−ソース間電圧、Ｖthはしきい値電圧Ｖth_loまたはＶth_hiである。また、λはチャネル長変調効果係数、Ｖｄｓはドレイン−ソース間電圧、である。

第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの差動電圧をレンジとして計算すると、
Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの差動電圧
＝（ＶＤＤ−Ｒ・Ｉvth_hi）−（ＶＤＤ−Ｒ・Ｉvth_lｏ）
＝（１／２）×μ_ｎＣ_ｏｘ×（Ｗ／Ｌ）×（２Ｖｇｓ・Ｖα−２Ｖth_lo・Ｖα−Ｖα^２） ……（４）
となる。なお、式（４）中のＲは、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の抵抗値であり、ＲおよびＶｇｓは、トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２間で同一である。
（４）式を満足し、且つ第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂのレンジとして必要なレンジを満足するように、差動対をなすトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２のしきい値電圧の差Ｖαおよびアスペクト比Ｗ／Ｌを決定すればよい。

次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
この第３の実施形態は、第１の実施の形態においてゲイン可変増幅器制御回路２０の構成が異なるものであって、この第３の実施の形態におけるゲイン可変増幅器制御回路２０ｂは、図５に示すように、差動対としてバイポーラトランジスタからなるトランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２を用いたものである。これら差動対としてのトランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２は、同種ではない異種のバイポーラトランジスタで構成される。なお、異種のバイポーラトランジスタとは、極性が異なる、或いはしきい値が異なるようなトランジスタを示す。

この第３の実施の形態における差動対をなすトランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２は、極性の異なるＮＰＮバイポーラトランジスタからなるトランジスタＢＪＴ３１とＰＮＰバイポーラトランジスタからなるトランジスタＢＪＴ３２とで構成される。
トランジスタＢＪＴ３１のコレクタは抵抗Ｒ３１を介してＶＤＤ電源に接続され、同様にトランジスタＢＪＴ３２のコレクタは抵抗Ｒ３２を介してＶＤＤ電源に接続される。トランジスタＢＪＴ３１およびトランジスタＢＪＴ３２のエミッタ側は共に定電流源Ｉ３１を介してグランドＧＮＤに接続される。前記抵抗Ｒ３１および抵抗Ｒ３２の抵抗値は同一値に設定される。
これら差動対をなすトランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２のベースには、共にゲイン制御電圧Ｓ１が入力される。

そして、抵抗Ｒ３１およびトランジスタＢＪＴ３１間の電圧が、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａとなり、抵抗Ｒ３２およびトランジスタＢＪＴ３２間の電圧が第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂとして出力される。
ここで、トランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２のベースには共にゲイン制御電圧Ｓ１が入力される。トランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２は、一方はＮＰＮバイポーラトランジスタで構成されており、他方はＰＮＰバイポーラトランジスタで構成されており、極性が異なる。

このため、トランジスタＢＪＴ３１およびトランジスタＢＪＴ３２からなる差動対は、ゲイン制御電圧Ｓ１に応じて一方のトランジスタが電流を引きやすくなる状態のときには、他方のトランジスタは電流を引きにくい状態となる。
つまり、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的低いときには、トランジスタＢＪＴ３１に流れる電流は比較的少なく、逆にトランジスタＢＪＴ３２に流れる電流は比較的大きくなるため、抵抗Ｒ３１およびトランジスタＢＪＴ３１間の電圧、すなわち第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは比較的高くなり、抵抗Ｒ３２およびトランジスタＢＪＴ３２間の電圧、すなわち第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは比較的低くなる。

つまり、前記図９の特性図に示すように、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的低いときには、トランジスタＢＪＴ３１に流れる電流が少なく、逆に、トランジスタＢＪＴ３２に流れる電流は多いため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも大きい。そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加するとこれに応じてトランジスタＢＪＴ３１に流れる電流が増加し、逆にトランジスタＢＪＴ３２に流れる電流は減少することにより、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは減少し第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは増加する。

そして、ゲイン制御電圧Ｓ１が比較的大きくなると、トランジスタＢＪＴ３１に流れる電流は比較的多く、トランジスタＢＪＴ３２に流れる電流は比較的少ないため、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂよりも小さくなる。このように、図５のゲイン可変増幅器制御回路２０ｂは、図８に示す、極性およびしきい値電圧の等しい同一特性のトランジスタ対を用いた場合と同等の特性を有する。

したがって、この第３の実施の形態の場合も、同一特性のトランジスタ対を用いたゲイン可変増幅器制御回路１２０と同等の出力特性を有するゲイン可変増幅器制御回路２０ｂを、基準電圧を用いずに実現することができ、すなわち、基準電圧を生成するための基準電圧発生回路を設ける必要がないため、その分、消費電力の削減を図ることができると共に装置規模の縮小を図ることができる。

また、上述のように、ゲイン制御電圧Ｓ１の増加変化に対して、ゲイン可変増幅器制御回路２０内の差動対を成す、一方のトランジスタＢＪＴ３１が電流を引きやすくなる状態のときには、他方のトランジスタＢＪＴ３２は電流を引きにくい状態となるため、ゲイン制御電圧Ｓ１の変化に対する、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの電位差の変化は大きい。したがって、比較的レンジの狭いゲイン制御電圧Ｓ１であっても、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂとして適用することのできる電圧を得ることができる。

なお、この第３の実施の形態においても、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の抵抗値を大きくすること、テールの電流を多くすることなどにより、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの変動レンジを大きくすることができ、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の抵抗値、テールの電流などを調整することによって、所望の変動レンジで動作させることができる。
また、この場合も、トランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２のトランジスタサイズを大きくすることにより、ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂが変化する変化領域での傾きをより急な傾きとすることができるため、トランジスタサイズをより大きくすることによって、さらに狭いレンジのゲイン制御電圧Ｓ１により、所望の変動レンジを有するゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂを出力することができる。

また、上記第３の実施の形態においては、トランジスタＢＪＴ３１をＮＰＮバイポーラトランジスタで構成し、トランジスタＢＪＴ３２をＰＮＰバイポーラトランジスタで構成した場合について説明したが、これに限るものではない。
トランジスタＢＪＴ３１をＰＮＰバイポーラトランジスタで構成し、トランジスタＢＪＴ３２をＮＰＮバイポーラトランジスタで構成することも可能であり、この場合には、ゲイン制御電圧Ｓ１に対する、第１および第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、Ｓ３ｂの特性が逆になる。すなわち、ゲイン制御電圧Ｓ１が増加すると、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａは増加し、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂは減少する。

また、上記第３の実施の形態においては、差動対をなす異種のバイポーラトランジスタとして、ＮＰＮバイポーラトランジスタとＰＮＰバイポーラトランジスタを適用した場合について説明したがこれに限るものではなく、上述のように、異種のバイポーラトランジスタとして、しきい値の異なる同一極性のバイポーラトランジスタを適用することも可能である。この場合には、上記第２の実施の形態において、しきい値電圧の低い電界効果トランジスタＴＲ２１およびしきい値電圧がより高い電界効果トランジスタＴＲ２２に替えて、しきい値電圧の低いバイポーラトランジスタおよびしきい値電圧がより高いバイポーラトランジスタを用いればよく、その動作は、しきい値電圧の異なる電界効果トランジスタを用いた場合と同等である。

さらに、上記第１の実施形態および第３の実施形態においては、差動対をなすトランジスタを定電流源を介して接地する場合について説明したが、定電流源としては理想定電流源あるいは電界効果トランジスタを適用することが可能であり、また、定電流源に限るものではなく、定電流源の代わりに抵抗素子を用いることもできる。このように定電流源に替えて抵抗素子を用いた場合、バイアス的に余裕ができるため、ＶＤＤ電源の低電圧化に有効である。

また、差動対をなすトランジスタを、定電流源を介さずにそのまま直接接地することもでき、この場合もＶＤＤ電源の低電圧化に有効である。
また、上記各実施の形態においては、ゲイン可変増幅器として図１０に示すギルバートセル回路を適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａと第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂとの２つの電圧信号の差電圧の大きさに応じてゲインが変化するようになっているゲイン可変増幅器であれば適用することができる。

ここで、上記実施の形態において、図２の抵抗Ｒ１１およびＲ１２、図３の抵抗Ｒ２１およびＲ２２、図５の抵抗Ｒ３１およびＲ３２のそれぞれが、第１の抵抗素子および第２の抵抗素子に対応し、図２のトランジスタＴＲ１１およびＴＲ１２、図３のトランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２、図５のトランジスタＢＪＴ３１およびＢＪＴ３２のそれぞれが、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタに対応している。また、ゲイン制御電圧Ｓ１が、制御信号およびゲイン制御信号に対応し、第１ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ａ、第２ゲイン可変増幅器制御電圧Ｓ３ｂが差動信号に対応している。

１ 電圧制御ゲイン可変増幅器
１０ ゲイン可変増幅器
２０ ゲイン可変増幅器制御回路
ＴＲ１１ ｎチャネル型電界効果トランジスタ
ＴＲ１２ ｐチャネル型電界効果トランジスタ
ＴＲ２１ ｎチャネル型電界効果トランジスタ（しきい値電圧低）
ＴＲ２２ ｎチャネル型電界効果トランジスタ（しきい値電圧高）
ＢＪＴ３１ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
ＢＪＴ３２ ＰＮＰバイポーラトランジスタ
Ｓ１ ゲイン制御電圧
Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ ゲイン可変増幅器制御電圧

Claims (7)

1. 直列に接続された第１の抵抗素子および第１のトランジスタと、直列に接続された第２の抵抗素子および第２のトランジスタと、が電源間に並列に接続されてなり、
   共通の制御信号を前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの制御入力端子に供給し、前記第１の抵抗素子および第１のトランジスタの接続点の信号と前記第２の抵抗素子および第２のトランジスタの接続点の信号とを差動信号として出力する差動信号発生回路であって、前記第１のトランジスタと第２のトランジスタとは、前記制御入力端子に供給される前記制御信号に対する電流特性が異なることを特徴とする差動信号発生回路。
2. 前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは導電型が異なるトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の差動信号発生回路。
3. 前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのうち、一方はｐチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、他方はｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項２記載の差動信号発生回路。
4. 前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは極性の異なるトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の差動信号発生回路。
5. 前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタのうち、一方はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、他方はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項４記載の差動信号発生回路。
6. 前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタはしきい値電圧が異なることを特徴とする請求項１記載の差動信号発生回路。
7. 入力されるゲイン制御信号に基づき、当該ゲイン制御信号に応じて一方は増加し他方は減少する特性を有する一対のゲイン可変増幅器制御電圧を生成するゲイン可変増幅器制御回路と、
   前記一対のゲイン可変増幅器制御電圧に応じたゲインで動作するゲイン可変増幅器と、を備えた電圧制御ゲイン可変増幅器であって、
   前記ゲイン可変増幅器制御回路として請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の差動信号発生回路を用いたことを特徴とする電圧制御ゲイン可変増幅器。

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