JP2016093011A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善回路を有するスイッチング電源について、スタンバイモードにおいて、消費電力を削減しつつ、安定的に制御電圧を確保する。
【解決手段】スイッチング電源１は、力率改善回路２０に設けられたインダクタＬ１と磁気結合する制御巻線Ｌ２と、制御巻線Ｌ２に生じた制御電圧により動作し、力率改善回路２０に設けられたスイッチ素子Ｑ１をスイッチング制御する制御部４０と、を備える。制御部４０は、力率改善回路２０に設けられたスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くする。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関する。

力率改善回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを有するスイッチング電源では、力率改善回路やＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチ素子を制御する制御部に対して、制御電圧を供給する必要がある。そこで、力率改善回路に設けられたインダクタと磁気結合する制御巻線から、制御部に制御電圧を供給する手法が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特開２００９−２８９４９２号公報 特開２００３−２０３７９０号公報

スイッチング電源の中には、スタンバイ信号の入力を外部から受付けたり、軽負荷を検知したりすると、スタンバイモードに移行するものがある。このスタンバイモードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチ素子のスイッチングを停止させることがある。しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチ素子のスイッチングを停止させると、力率改善回路としては無負荷に近い状態になるので、間欠発振などにより、力率改善回路に設けられたインダクタと磁気結合する制御巻線に生じる電圧が低下してしまい、制御電圧を確保することができなくなってしまう。

特許文献１に示されている手法は、高圧放電灯を点灯する高圧放電灯点灯装置において、高圧放電灯の始動時に制御電圧を確保する手法であり、スタンバイモードにおいて制御電圧を確保する手法は示されていない。このため、特許文献１に示されている手法では、スタンバイモードにおいて制御電圧を確保することはできなかった。

また、特許文献２に示されている手法は、放電灯が点灯していない状態において、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に抵抗負荷を接続する手法である。これによれば、放電灯が点灯していない状態において、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力から抵抗負荷に電流を流すことができるので、力率改善回路に設けられたインダクタに電流を流し続けることができ、制御電圧を確保することができる。しかし、特許文献２に示されている手法では、抵抗負荷での電力消費により、消費電力を削減することができなかった。

また、力率改善回路の負荷を軽くしていくと、力率改善回路に設けられたスイッチ素子のオン幅をそれ以上絞ることができない絞り込み限界点に達することがある。力率改善回路に設けられたスイッチ素子のオン幅が上述の絞り込み限界点に達している状態において、さらに力率改善回路の負荷を軽くしていくと、力率改善回路の出力電圧が上昇していく。一般的な力率改善回路には、通常のレギュレーション電圧の１０％程度上まで力率改善回路の出力電圧が上昇すると過電圧と判定する過電圧保護機能が設けられており、過電圧と判定すると、力率改善回路に設けられたスイッチ素子がスイッチングを停止し、力率改善回路に設けられたスイッチ素子が間欠動作することになる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチ素子のスイッチングを停止させた状態でも、力率改善回路の負荷は無負荷に近くなるので、力率改善回路に設けられたスイッチ素子が間欠動作することになる。力率改善回路に設けられたスイッチ素子が間欠動作することになると、間欠停止期間の長さや、制御巻線に並列接続されたコンデンサの容量によっては、制御電圧を確保することができなくなってしまうおそれがある。

上述の課題に鑑み、本発明は、力率改善回路を有するスイッチング電源について、スタンバイモードにおいて、消費電力を削減しつつ、安定的に制御電圧を確保することを目的とする。

本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１） 本発明は、力率改善回路（例えば、図１の力率改善回路２０に相当）を有し、必要な出力電圧を入力電圧から変換制御するスイッチング電源（例えば、図１のスイッチング電源１に相当）であって、前記力率改善回路に設けられたインダクタ（例えば、図１のインダクタＬ１に相当）と磁気結合する制御巻線（例えば、図１の制御巻線Ｌ２に相当）と、前記制御巻線に生じた制御電圧により動作し、前記力率改善回路に設けられたスイッチ素子（例えば、図１のスイッチ素子Ｑ１に相当）をスイッチング制御する制御手段（例えば、図１の制御部４０に相当）と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチ素子のスイッチング周期を、スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、制御手段により、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、力率改善回路に設けられたスイッチ素子のスイッチング周期を長くすることとした。このため、力率改善回路に設けられたスイッチ素子のオン幅が定常動作状態において絞り込み限界点に達した際の負荷と比べて、スタンバイモードでは、負荷がさらに軽くならないと、スイッチ素子のオン幅が絞り込み限界点に達しない。したがって、スタンバイモードにおいて、力率改善回路の出力電圧が上昇するのを抑制することができ、力率改善回路に設けられたスイッチ素子が間欠動作してしまうのを抑制することができるので、スタンバイモードにおける制御電圧を安定的に確保することができる。

また、この発明によれば、上述のように、制御手段により、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、力率改善回路に設けられたスイッチ素子のスイッチング周期を長くすることとした。このため、スタンバイモードにおいて、上述の特許文献２に示されている抵抗負荷が不要なので、消費電力を削減することができる。

（２） 本発明は、（１）のスイッチング電源について、前記力率改善回路の出力電圧の電圧値が予め定められた閾値以上であれば、過電圧状態であると判定する過電圧判定手段（例えば、図５の比較器ＣＭＰ１に相当）と、前記閾値を、前記スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて低下させる閾値設定手段（例えば、図５のスイッチＳＷ１および直流電源Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４に相当）と、を備えることを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、（１）のスイッチング電源に、過電圧判定手段および閾値設定手段を設け、過電圧判定手段により、力率改善回路の出力電圧の電圧値が予め定められた閾値以上であれば過電圧状態であると判定し、閾値設定手段により、上述の閾値を、スタンバイモードではスタンバイモード以外の定常動作状態と比べて低下させることとした。このため、スタンバイモードにおいて、負荷が軽くなることによって力率改善回路の出力電圧が上昇してしまっても、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて早い段階で過電圧状態であると判定することができる。したがって、スタンバイモードにおいて、スイッチング電源の出力電圧が高くなりすぎるのを防止することができる。

（３）本発明は、（１）のスイッチング電源について、前記力率改善回路の出力電圧を前記制御手段にフィードバックする信号のレベルが予め定められた閾値以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させるスイッチング停止手段（例えば、図７の比較器ＣＭＰ３およびフリップフロップＦＦ１に相当）を備え、前記スイッチ素子のスイッチング制御を、前記力率改善回路の出力電圧に応じて行うとともに、前記力率改善回路の出力電圧を前記制御手段にフィードバックする応答速度を、前記スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて上げることを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、（１）のスイッチング電源において、スイッチング停止手段により、力率改善回路の出力電圧を制御手段にフィードバックする信号のレベルが閾値以下になると、スイッチ素子のスイッチングを停止させることとした。このため、力率改善回路の出力電圧が過度に高くなってしまう前に、スイッチ素子の発振を停止させることが可能となり、力率改善回路の出力電圧が過度に高くなってしまうのを防止することができる。したがって、スタンバイモードにおいて、スイッチング電源の出力電圧が高くなりすぎるのを防止することができる。

また、この発明によれば、（１）のスイッチング電源において、力率改善回路の出力電圧を制御手段にフィードバックする応答速度を、スタンバイモードではスタンバイモード以外の定常動作状態と比べて上げることとした。このため、スイッチング停止手段によりスイッチ素子が間欠動作を行うことになっても、力率改善回路の出力電圧を制御手段にフィードバックする応答速度が定常動作状態と比べて上がるので、間欠動作における間欠周期を短くすることができ、安定的に制御電圧を確保することができる。

（４） 本発明は、（１）から（３）のいずれかのスイッチング電源について、前記力率改善回路の出力側に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０に相当）を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に、動作を開始し、前記制御手段は、前記スイッチ素子のスイッチング周期を、前記スイッチング電源の起動を開始してから前記予め定められた時間が経過するまでの期間では、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることを特徴とするスイッチング電源を提案している。

この発明によれば、（１）から（３）のいずれかのスイッチング電源において、力率改善回路の出力側に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータの動作を、スイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に開始させることとした。このため、力率改善回路の動作から遅れてＤＣ／ＤＣコンバータを動作させたり、力率改善回路の出力電圧が所定の閾値に達した後にＤＣ／ＤＣコンバータを動作させたりすることができる。したがって、スイッチング電源の起動時にＤＣ／ＤＣコンバータを安定動作させることができる。

なお、上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を、スイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に開始させる場合、ＤＣ／ＤＣコンバータが動作するまでは、力率改善回路から見ると略無負荷な状態となってしまう。そこで、この発明によれば、（１）から（３）のいずれかのスイッチング電源において、制御手段により、力率改善回路に設けられたスイッチ素子のスイッチング周期を、スイッチング電源の起動を開始してから上述の予め定められた時間が経過するまでの期間では、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることとした。このため、スイッチング電源の起動時においても、制御電圧を確保することができる。

本発明によれば、力率改善回路を有するスイッチング電源について、スタンバイモードにおいて、消費電力を削減しつつ、安定的に制御電圧を確保することができる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源に設けられた制御部の回路図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源の電源起動時におけるタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源に設けられた制御部の回路図である。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源に設けられた制御部の回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜第１実施形態＞
［スイッチング電源１の構成］
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源１の回路図である。スイッチング電源１は、交流電源Ｖｉｎから入力された入力電圧を変換制御して、出力端子ＯＵＴ１、ＧＮＤ１の間から出力するものであり、整流回路１０、力率改善回路２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０、および制御部４０を備える。

整流回路１０は、交流電源Ｖｉｎから入力された入力電圧を整流して、第１の出力端子ＯＵＴ２および第２の出力端子ＯＵＴ３の間から出力する。

力率改善回路２０は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、インダクタＬ１と、インダクタＬ１と磁気結合する制御巻線Ｌ２と、を備える。

整流回路１０の第１の出力端子ＯＵＴ２と第２の出力端子ＯＵＴ３とは、抵抗Ｒ１、Ｒ２を直列接続したものを介して接続されるとともに、キャパシタＣ１を介して接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点には、制御部４０の端子Ｐ３が接続される。また、第１の出力端子ＯＵＴ２には、制御部４０の端子Ｐ２が接続される。

整流回路１０の第２の出力端子ＯＵＴ３には、基準電位ＧＮＤとして、制御部４０の端子Ｐ４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０と、が接続される。整流回路１０の第１の出力端子ＯＵＴ２には、インダクタＬ１の一端が接続され、インダクタＬ１の他端には、スイッチ素子Ｑ１のドレインと、ダイオードＤ１のアノードと、が接続される。スイッチ素子Ｑ１のソースには、抵抗Ｒ３を介して整流回路１０の第２の出力端子ＯＵＴ３が接続されるとともに、抵抗Ｒ６を介して制御部４０の端子Ｐ６が接続される。スイッチ素子Ｑ１のドレインとソースとは、キャパシタＣ２を介して接続され、スイッチ素子Ｑ１のゲートには、制御部４０の端子Ｐ５が接続される。また、制御部４０の端子Ｐ６には、キャパシタＣ７を介して基準電位ＧＮＤが接続される。

ダイオードＤ１のカソードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０が接続される。また、ダイオードＤ１のカソードには、キャパシタＣ３を介して整流回路１０の第２の出力端子ＯＵＴ３が接続されるとともに、抵抗Ｒ４、Ｒ５を直列接続したものを介して整流回路１０の第２の出力端子ＯＵＴ３が接続される。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点には、制御部４０の端子Ｐ９が接続される。また、制御部４０の端子Ｐ７には、キャパシタＣ６を介して基準電位ＧＮＤが接続される。

制御巻線Ｌ２の一端には、整流回路１０の第２の出力端子ＯＵＴ３と、ダイオードＤ２のアノードと、が接続されるとともに、キャパシタＣ５を介して、ダイオードＤ３のカソードと、制御部４０の端子Ｐ１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０と、が接続される。制御巻線Ｌ２の他端には、制御部４０の端子Ｐ８が接続されるとともに、キャパシタＣ４を介して、ダイオードＤ２のカソードと、ダイオードＤ３のアノードと、が接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、抵抗Ｒ４、Ｒ５を直列接続したものの間に生じている直流電圧、すなわち力率改善回路２０の出力電圧を、出力端子ＯＵＴ１、ＧＮＤ１の後段に接続されている負荷で必要とされている直流電圧に変換して、出力端子ＯＵＴ１、ＧＮＤ１の間から出力する。

以上の構成を備えるスイッチング電源１は、制御部４０の端子Ｐ５からスイッチング制御信号を出力させ、このスイッチング制御信号によりスイッチ素子Ｑ１をスイッチング制御して、スイッチング電源１の力率の改善を行う。また、スイッチング電源１は、スイッチ素子Ｑ１をスイッチング制御してインダクタＬ１に電流を流すことによって、このインダクタＬ１と磁気結合する制御巻線Ｌ２に電圧を発生させ、この電圧をダイオードＤ２、Ｄ３およびキャパシタＣ４、Ｃ５により整流および平滑化して、制御電圧を生成する。この制御電圧は、制御部４０の端子Ｐ１に供給されるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０に供給され、この制御電圧により、制御部４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作する。

図２は、制御部４０の回路図である。制御部４０は、レギュレータ４１、マルチプライヤ４２、オントリガ生成部４３、リスタート部４４、スタンバイ部４５、発振器４６、および起動回路４７を備えるとともに、抵抗Ｒ７、Ｒ８と、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２と、誤差増幅器ＥＡ１と、論理積ＡＮＤ１、ＡＮＤ２と、論理和ＯＲ１、ＯＲ２と、インバータＩＮＶ１と、バッファＢＵＦ１と、フリップフロップＦＦ１と、直流電源Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２と、を備える。

端子Ｐ１には、基準電位ＧＮＤに接続されたレギュレータ４１が接続され、上述の制御電圧が供給される。この制御電圧は、レギュレータ４１で安定化された後、制御部４０の各素子に供給される。

端子Ｐ２には、レギュレータ４１に接続された起動回路４７が接続され、交流電源Ｖｉｎからの入力電圧を整流回路１０で整流したものが供給される。スイッチング電源１の電源起動前には、スイッチ素子Ｑ１がスイッチングしていないので、制御巻線Ｌ２に電圧が発生しておらず、制御電圧が生成されない。一方、スイッチング電源１の電源起動時には、起動回路４７からレギュレータ４１に電圧が供給され、この電圧がレギュレータ４１で安定化された後、制御部４０の各素子に制御電圧として供給される。制御電圧が供給されてスイッチ素子Ｑ１のスイッチングが開始された後には、起動回路４７は、レギュレータ４１への電圧供給を停止し、制御巻線Ｌ２からの制御電力の供給に切り替える。

端子Ｐ９には、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子と、誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子と、が接続される。比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆ１の正極が接続され、誤差増幅器ＥＡ１の反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆ２の正極が接続される。直流電源Ｖｒｅｆ１の負極と、直流電源Ｖｒｅｆ２の負極と、には、基準電位ＧＮＤが接続される。比較器ＣＭＰ１の出力端子には、フリップフロップＦＦ１の第２のリセット端子が接続され、誤差増幅器ＥＡ１の出力端子には、マルチプライヤ４２と、端子Ｐ７と、が接続される。

比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子と、誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子と、には、端子Ｐ９を介して、力率改善回路２０の出力電圧を抵抗Ｒ４、Ｒ５で分圧した電圧、すなわち力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧が、入力される。

比較器ＣＭＰ１は、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧を、直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧と比較して、力率改善回路２０の出力電圧の過電圧を検出する。具体的には、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧が直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧以上である場合には、力率改善回路２０の出力電圧が過電圧状態であると判定し、フリップフロップＦＦ１の第２のリセット端子にＨレベル電圧を出力して、フリップフロップＦＦ１をリセットする。一方、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧が直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧未満である場合には、力率改善回路２０の出力電圧が過電圧状態ではないと判定し、フリップフロップＦＦ１の第２のリセット端子にＬレベル電圧を出力する。

誤差増幅器ＥＡ１は、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする。具体的には、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧と、直流電源Ｖｒｅｆ２の正極の電圧と、の誤差をマルチプライヤ４２にフィードバックする。

なお、本実施形態では、誤差増幅器ＥＡ１は、力率改善回路において一般的に用いられる電流出力タイプのｇｍアンプであるものとする。このため、誤差増幅器ＥＡ１は、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧が直流電源Ｖｒｅｆ２の正極の電圧以上である場合には、出力端子から電流を吸い込み、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧が直流電源Ｖｒｅｆ２の正極の電圧未満である場合には、出力端子から電流を吐き出す動作を行う。吐き出したり吸い込んだりする電流の電流レベルは、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧と、直流電源Ｖｒｅｆ２の正極の電圧と、の誤差に応じて定まり、誤差が大きいほど電流レベルが大きくなる。

また、誤差増幅器ＥＡ１の出力端子には、上述のように端子Ｐ７が接続されており、この端子Ｐ７には、図１を用いて上述したようにキャパシタＣ６を介して基準電位ＧＮＤが接続されている。このため、キャパシタＣ６の容量を適宜設定して、誤差増幅器ＥＡ１の応答帯域を調整することで、交流電源Ｖｉｎの電源周波数の倍の周波数ではフィードバックが応答しないようにすることができる。仮に、交流電源Ｖｉｎの電源周波数の倍の周波数でもフィードバックが応答してしまうと、交流電源Ｖｉｎから入力された入力電流に歪が発生してしまい、力率が低下してしまうためである。

端子Ｐ３には、マルチプライヤ４２が接続される。このマルチプライヤ４２には、誤差増幅器ＥＡ１の出力端子が接続されるとともに、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子が接続される。

マルチプライヤ４２には、誤差増幅器ＥＡ１の出力電圧が入力されるとともに、端子Ｐ３を介して、整流回路１０の出力電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧、言い換えると力率改善回路２０の入力電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧、すなわち力率改善回路２０の入力電圧に応じた電圧が、入力される。このマルチプライヤ４２は、誤差増幅器ＥＡ１の出力電圧と、力率改善回路２０の入力電圧に応じた電圧と、を乗算し、乗算結果を比較器ＣＭＰ２の反転入力端子に出力する。比較器ＣＭＰ２の出力端子には、フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子が接続される。

端子Ｐ６には、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子が接続される。比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子には、端子Ｐ６および抵抗Ｒ６を介して、抵抗Ｒ３の両端電圧が入力される。ここで、抵抗Ｒ３の両端電圧は、スイッチ素子Ｑ１に流れた電流が抵抗Ｒ３を流れることによって、発生する。このため、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子には、スイッチ素子Ｑ１に流れた電流に応じた電圧が、入力されることになる。

比較器ＣＭＰ２は、スイッチ素子Ｑ１に流れた電流に応じた電圧を、マルチプライヤ４２の出力電圧と比較する。スイッチ素子Ｑ１に流れた電流に応じた電圧が、マルチプライヤ４２の出力電圧以上である場合には、フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子にＨレベル電圧を出力して、フリップフロップＦＦ１をリセットする。一方、スイッチ素子Ｑ１に流れた電流に応じた電圧が、マルチプライヤ４２の出力電圧未満である場合には、フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子にＬレベル電圧を出力する。

端子Ｐ４には、基準電位ＧＮＤが接続され、端子Ｐ５には、抵抗Ｒ７を介してバッファＢＵＦ１の出力端子が接続される。バッファＢＵＦ１の入力端子には、フリップフロップＦＦ１の出力端子が接続されるとともに、リスタート部４４が接続される。

端子Ｐ８には、抵抗Ｒ８を介してオントリガ生成部４３が接続される。オントリガ生成部４３には、リスタート部４４が接続されるとともに、論理和ＯＲ１の２つの入力端子のうち一方が接続される。論理和ＯＲ１の２つの入力端子のうち他方には、リスタート部４４が接続される。論理和ＯＲ１の出力端子には、論理積ＡＮＤ１の２つの入力端子のうち一方が接続される。

オントリガ生成部４３には、抵抗Ｒ８および端子Ｐ８を介して、制御巻線Ｌ２に発生した電圧が入力される。このオントリガ生成部４３は、制御巻線Ｌ２に発生した電圧のネガティブエッジを検出するとワンショットパルスを生成して、論理和ＯＲ１の２つの入力端子のうち一方と、リスタート部４４と、に出力する。

具体的には、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である期間では、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積されるとともに、端子Ｐ８の電位がマイナスになる電圧が制御巻線Ｌ２に発生する。スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーがＤＣ／ＤＣコンバータ３０側に吐き出されるとともに、端子Ｐ８の電位がプラスになる電圧が制御巻線Ｌ２に発生する。インダクタＬ１からＤＣ／ＤＣコンバータ３０側へのエネルギーの吐き出しが終わると、制御巻線Ｌ２に発生した電圧が低下し始める。オントリガ生成部４３は、この制御巻線Ｌ２に発生した電圧が低下し始めるタイミング、すなわち制御巻線Ｌ２に発生した電圧のネガティブエッジを検出すると、ワンショットパルスを生成して、スイッチ素子Ｑ１をオン状態にさせる。

リスタート部４４は、オントリガ生成部４３からワンショットパルスが出力されない期間に予め定められた時間が経過すると、Ｈレベル電圧を出力する。ここで、上述のオントリガ生成部４３は、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングが開始されるとワンショットパルスを出力可能な状態になる。しかし、スイッチング電源１の電源起動時や、何らかの保護機能でスイッチ素子Ｑ１のスイッチングが止まった後においては、制御巻線Ｌ２に電圧が発生していないために、オントリガ生成部４３がワンショットパルスを出力できない場合が考えられる。そこで、このような場合には、リスタート部４４からＨレベル電圧を出力して、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングを開始する。

スタンバイ部４５には、インバータＩＮＶ１を介して論理積ＡＮＤ１の２つの入力端子のうち他方が接続されるとともに、論理積ＡＮＤ２の２つの入力端子のうち一方が接続される。このスタンバイ部４５は、スタンバイモード以外の定常動作状態であればＬレベル電圧を出力し、スタンバイモードであればＨレベル電圧を出力する。なお、スタンバイ部４５は、スタンバイモードであるのか、それともスタンバイモード以外の定常動作状態であるのかを、スイッチング電源１の外部から入力されたスタンバイ信号に基づいて判定してもよいし、軽負荷であるか否かを検知することによって判定してもよい。

発振器４６には、論理積ＡＮＤ２の２つの入力端子のうち他方が接続される。この発振器４６は、予め定められた周期でＨレベル電圧とＬレベル電圧とを交互に出力する。

論理和ＯＲ２の２つの入力端子のうち一方には、論理積ＡＮＤ１の出力端子が接続され、論理和ＯＲ２の２つの入力端子のうち他方には、論理積ＡＮＤ２の出力端子が接続される。論理和ＯＲ２の出力端子には、フリップフロップＦＦ１のセット端子が接続される。

以上の構成を備える制御部４０は、以下のように動作する。

フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子および第２のリセット端子のうち少なくともいずれかにＨレベル電圧が入力されると、フリップフロップＦＦ１がリセット状態となる。フリップフロップＦＦ１がリセット状態になると、フリップフロップＦＦ１がＬレベル電圧を出力し、このＬレベル電圧が、バッファＢＵＦ１、抵抗Ｒ７、および端子Ｐ５を介してスイッチ素子Ｑ１のゲートに入力される。これによれば、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になる。

一方、フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子および第２のリセット端子の双方にＬレベル電圧が入力されている期間では、フリップフロップＦＦ１のセット端子にＨレベル電圧が入力されると、フリップフロップＦＦ１がＨレベル電圧を出力し、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になる。このため、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期は、フリップフロップＦＦ１のセット端子に入力される電圧の周期に応じて変化する。

制御部４０は、フリップフロップＦＦ１のセット端子に入力される電圧の周期を、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くする。フリップフロップＦＦ１のセット端子に入力される電圧の周期を、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることについて、以下に詳述する。

スタンバイモード以外の定常動作状態では、スタンバイ部４５からＬレベル電圧が出力される。これによれば、論理積ＡＮＤ２の２つの入力端子のうち一方にＬレベル電圧が入力されるので、発振器４６から出力される電圧がマスクされる。また、論理積ＡＮＤ１の２つの入力端子のうち他方にＨレベル電圧が入力されるので、オントリガ生成部４３およびリスタート部４４から出力される電圧が、論理和ＯＲ１と論理積ＡＮＤ１と論理和ＯＲ２とを介してフリップフロップＦＦ１のセット端子に入力される。このため、オントリガ生成部４３およびリスタート部４４から出力される電圧に応じてスイッチ素子Ｑ１がスイッチングし、力率改善回路２０が電流臨界モードで動作することになる。なお、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、入出力条件やインダクタＬ１のインダクタンスによって定まる。

一方、スタンバイモードでは、スタンバイ部４５からＨレベル電圧が出力される。これによれば、論理積ＡＮＤ１の２つの入力端子のうち他方にＬレベル電圧が入力されるので、オントリガ生成部４３およびリスタート部４４の出力電圧がマスクされる。また、論理積ＡＮＤ２の２つの入力端子のうち一方にＨレベル電圧が入力される。このため、発振器４６から出力される電圧が、論理積ＡＮＤ２および論理和ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１のセット端子に入力される。このため、発振器４６から出力される電圧に応じてスイッチ素子Ｑ１がスイッチングすることになり、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、発振器４６から出力される電圧の周期に等しくなる。

ここで、発振器４６から出力される電圧の周期は、スタンバイモード以外の定常動作状態においてオントリガ生成部４３およびリスタート部４４から出力される電圧の周期より、長く設定される。このため、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期は、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くなる。

図３は、スイッチング電源１の電源起動時におけるタイミングチャートである。ＶＣＣは、制御部４０の端子Ｐ１に供給される制御電圧を示し、Ｖ＿ＳＴＢＹは、スタンバイ部４５の出力電圧を示す。Ｖ＿ＰＦＣｏｕｔは、力率改善回路２０の出力電圧を示し、Ｉ＿ＰＦＣｏｕｔは、力率改善回路２０の出力電流を示す。Ｖ＿Ｑ１ｇｓは、スイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧を示す。

なお、電源起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでの期間では、スタンバイモードと同様に、力率改善回路２０の負荷は無負荷に近くなるので、制御電圧ＶＣＣを安定的に確保することが難しい。このため、電源起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでの期間でも、スタンバイモードと同様に、スタンバイ部４５がＨレベル電圧を出力するものとする。

時刻ｔ２からｔ４までの期間では、スタンバイ部４５の出力電圧Ｖ＿ＳＴＢＹがＨレベルである。一方、時刻ｔ４以降の期間では、スタンバイ部４５の出力電圧Ｖ＿ＳＴＢＹがＬレベルである。制御部４０は、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を、電源起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでの期間でも、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くする。このため、スイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧Ｖ＿Ｑ１ｇｓの周期は、時刻ｔ２からｔ４までの期間では、時刻ｔ４以降の期間と比べて長くなる。

以上のスイッチング電源１によれば、以下の効果を奏することができる。

スイッチング電源１は、制御部４０により、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を長くする。このため、力率改善回路２０に設けられたスイッチ素子Ｑ１のオン幅が定常動作状態において絞り込み限界点に達した際の負荷と比べて、スタンバイモードでは、負荷がさらに軽くならないと、スイッチ素子Ｑ１のオン幅が絞り込み限界点に達しない。したがって、スタンバイモードにおいて、力率改善回路２０の出力電圧が上昇するのを抑制することができ、スイッチ素子Ｑ１が間欠動作してしまうのを抑制することができるので、スタンバイモードにおける制御電圧を安定的に確保することができる。

また、スイッチング電源１は、電源起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでの期間でも、スタンバイモードと同様に、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を長くする。このため、電源起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでの期間でも、スタンバイモードと同様に、スイッチ素子Ｑ１が間欠動作してしまうのを抑制することができるので、制御電圧を安定的に確保することができる。

また、スイッチング電源１は、上述のように、制御部４０により、スタンバイモードにおいて、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を長くする。このため、スタンバイモードにおいて、上述の特許文献２に示されている抵抗負荷が不要なので、消費電力を削減することができる。

＜第２実施形態＞
［スイッチング電源１Ａの構成］
図４は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源１Ａの回路図である。スイッチング電源１Ａは、図１に示した本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源１とは、制御部４０の代わりに制御部４０Ａを備える点で異なる。スイッチング電源１Ａにおいて、スイッチング電源１と同一の構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

図５は、制御部４０Ａの回路図である。制御部４０Ａは、図２の制御部４０とは、直流電源Ｖｒｅｆ１の代わりに、スイッチＳＷ１と、直流電源Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４と、を備える点で異なる。

スイッチＳＷ１の出力端子には、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子が接続される。スイッチＳＷ１の２つの入力端子のうち一方には、直流電源Ｖｒｅｆ３の正極が接続され、スイッチＳＷ１の２つの入力端子のうち他方には、直流電源Ｖｒｅｆ４の正極が接続される。直流電源Ｖｒｅｆ３の負極と、直流電源Ｖｒｅｆ４の負極と、には、基準電位ＧＮＤが接続される。また、スイッチＳＷ１には、スタンバイ部４５の出力電圧も入力される。

以上の構成を備える制御部４０Ａは、図２の制御部４０と同様に動作する。ただし、比較器ＣＭＰ１の動作が、制御部４０Ａと制御部４０とでは若干異なる。

制御部４０における比較器ＣＭＰ１は、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧を、直流電源Ｖｒｅｆ１の正極の電圧と比較する。これに対して、制御部４０Ａにおける比較器ＣＭＰ１は、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧と比較する電圧を、スタンバイモードであるのか、それともスタンバイモード以外の定常動作状態であるのかに応じて、切り替える。

具体的には、スタンバイ部４５の出力電圧が入力されるスイッチＳＷ１により、制御部４０Ａにおける比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、スタンバイモードである期間では直流電源Ｖｒｅｆ３の正極の電圧が入力され、スタンバイモード以外の定常動作状態である期間では直流電源Ｖｒｅｆ４の正極の電圧が入力される。ここで、直流電源Ｖｒｅｆ３の正極の電圧は、直流電源Ｖｒｅｆ４の正極の電圧よりも低いものとする。

このため、制御部４０Ａにおける比較器ＣＭＰ１において、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧と比較する電圧が、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて低くなる。これによれば、力率改善回路２０の出力電圧が上昇している際に、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて早い段階で、力率改善回路２０の出力電圧が過電圧状態であると判定することになる。

以上のスイッチング電源１Ａによれば、スイッチング電源１が奏することのできる上述の効果に加えて、以下の効果を奏することができる。

スイッチング電源１Ａは、力率改善回路２０の出力電圧に応じた電圧と比較器ＣＭＰ１において比較する電圧を、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて低くする。このため、スタンバイモードにおいて、負荷が軽くなることによって力率改善回路２０の出力電圧が上昇してしまっても、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて早い段階で過電圧状態であると判定することができる。したがって、スタンバイモードにおいて、スイッチング電源１の出力電圧が高くなりすぎるのを防止することができる。

＜第３実施形態＞
［スイッチング電源１Ｂの構成］
図６は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源１Ｂの回路図である。スイッチング電源１Ｂは、図１に示した本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源１とは、制御部４０の代わりに制御部４０Ｂを備える点で異なる。スイッチング電源１Ｂにおいて、スイッチング電源１と同一の構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

図７は、制御部４０Ｂの回路図である。制御部４０Ｂは、図２の制御部４０とは、比較器ＣＭＰ３および直流電源Ｖｒｅｆ５を備える点と、スタンバイ部４５の出力電圧が誤差増幅器ＥＡ１にも入力される点と、で異なる。

比較器ＣＭＰ３の反転入力端子には、誤差増幅器ＥＡ１の出力端子が接続され、比較器ＣＭＰ３の非反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆ５の正極が接続され、比較器ＣＭＰ３の出力端子には、フリップフロップＦＦ１の第３のリセット端子が接続される。直流電源Ｖｒｅｆ５の負極には、基準電位ＧＮＤが接続される。

比較器ＣＭＰ３は、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする信号のレベルが、直流電源Ｖｒｅｆ５の正極の電圧以下になると、フリップフロップＦＦ１の第３のリセット端子にＨレベル電圧を印加して、フリップフロップＦＦ１をリセットする。これによれば、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態となり、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングが停止する。

制御部４０Ｂにおける誤差増幅器ＥＡ１は、制御部４０における誤差増幅器ＥＡ１と同様に、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする。ただし、制御部４０Ｂにおける誤差増幅器ＥＡ１は、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする応答速度を、スタンバイモードであるのか、それともスタンバイモード以外の定常動作状態であるのかに応じて切り替える。

具体的には、制御部４０Ｂにおける誤差増幅器ＥＡ１は、スタンバイ部４５の出力電圧に応じて、スタンバイモードであるのか、それともスタンバイモード以外の定常動作状態であるのかを、判定する。また、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする応答速度を、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて上げる。ここで、誤差増幅器ＥＡ１の出力電圧は、フリップフロップＦＦ１の第１のリセット端子に入力される電圧に影響を与える。このため、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて、力率改善回路２０の出力電圧の変化に応じて迅速に、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング制御が行われることになる。具体的には、ｇｍアンプである誤差増幅器ＥＡ１の吐き出し電流および吸い込み電流のレベルを変えることで、応答速度をかえることができる。電流レベルを増やせば、応答速度を上げることが可能である。

以上のスイッチング電源１Ｂによれば、スイッチング電源１が奏することのできる上述の効果に加えて、以下の効果を奏することができる。

スイッチング電源１Ｂは、比較器ＣＭＰ３およびフリップフロップＦＦ１により、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする信号のレベルが、直流電源Ｖｒｅｆ５の正極の電圧以下になると、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングを停止させる。このため、力率改善回路２０の出力電圧が上昇して比較器ＣＭＰ１により過電圧状態であると判定されるよりも前に、スイッチ素子Ｑ１の発振を停止させることが可能となり、力率改善回路２０の出力電圧が過度に高くなってしまうのを防止することができる。したがって、スタンバイモードにおいて、スイッチング電源１Ｂの出力電圧が高くなりすぎるのを防止することができる。

また、スイッチング電源１Ｂは、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする応答速度を、誤差増幅器ＥＡ１により、スタンバイモードでは、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて上げる。このため、比較器ＣＭＰ３およびフリップフロップＦＦ１によりスイッチ素子Ｑ１が間欠動作を行うことになっても、力率改善回路２０の出力電圧をマルチプライヤ４２にフィードバックする応答速度が定常動作状態と比べて上がるので、間欠動作における間欠周期を短くすることができ、安定的に制御電圧を確保することができる。

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

例えば、上述の各実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作を、スイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に開始させることとしてもよい。これによれば、力率改善回路２０の動作から遅れてＤＣ／ＤＣコンバータ３０を動作させたり、力率改善回路２０の出力電圧が所定の閾値に達した後にＤＣ／ＤＣコンバータ３０を動作させたりすることができる。したがって、スイッチング電源の起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ３０を安定動作させることができる。

また、上述の各実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作を、上述のようにスイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に開始させる場合において、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期を、スイッチング電源の起動を開始してから上述の予め定められた時間が経過するまでの期間では、スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くしてもよい。これによれば、スイッチング電源の起動を開始してからＤＣ／ＤＣコンバータ３０が動作するまでは、力率改善回路２０から見ると略無負荷な状態となってしまうが、制御電圧を確保することができる。なお、このことは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０がハイサイドドライブ回路を有しており、このハイサイドドライブ回路に制御電圧を供給する場合にも、好適である。

１、１Ａ、１Ｂ；スイッチング電源
２０；力率改善回路
３０；ＤＣ／ＤＣコンバータ
４０、４０Ａ、４０Ｂ；制御部
Ｌ１；インダクタ
Ｌ２；制御巻線
Ｑ１；スイッチ素子

Claims (4)

1. 力率改善回路を有し、必要な出力電圧を入力電圧から変換制御するスイッチング電源であって、
   前記力率改善回路に設けられたインダクタと磁気結合する制御巻線と、
   前記制御巻線に生じた制御電圧により動作し、前記力率改善回路に設けられたスイッチ素子をスイッチング制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチ素子のスイッチング周期を、スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記力率改善回路の出力電圧の電圧値が予め定められた閾値以上であれば、過電圧状態であると判定する過電圧判定手段と、
   前記閾値を、前記スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて低下させる閾値設定手段と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記制御手段は、
   前記力率改善回路の出力電圧を前記制御手段にフィードバックする信号のレベルが予め定められた閾値以下になると、前記スイッチ素子のスイッチングを停止させるスイッチング停止手段を備え、
   前記スイッチ素子のスイッチング制御を、前記力率改善回路の出力電圧に応じて行うとともに、
   前記力率改善回路の出力電圧を前記制御手段にフィードバックする応答速度を、前記スタンバイモードにおいて、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて上げることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
4. 前記力率改善回路の出力側に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記スイッチング電源の起動を開始してから予め定められた時間が経過した後に、動作を開始し、
   前記制御手段は、前記スイッチ素子のスイッチング周期を、前記スイッチング電源の起動を開始してから前記予め定められた時間が経過するまでの期間では、前記スタンバイモード以外の定常動作状態と比べて長くすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源。

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