JPWO2019003423A1 - 電力変換装置、照明器具、電気機器 - Google Patents

Abstract

交流電力を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、該整流回路の出力が入力され、直流電圧を出力する力率改善回路と、該インダクタで発生する電圧を検出する検出巻線と、該検出巻線で検出した電圧が入力され、該スイッチング素子を駆動させる制御部と、を備え、該制御部は、該力率改善回路の動作が開始されると該スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、該検出巻線で得られる電圧に同期して該スイッチング素子をスイッチングする第２制御を実行する場合に、該第１制御から該第２制御に移行する際の該スイッチング周波数の変化量を、該第１制御の開始時の該スイッチング周波数と該第２制御の開始時の該スイッチング周波数との差分値より小さくする。

Description

この発明は、電力変換装置、照明器具および電気機器に関する。

ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を光源とした照明器具には、入力電流の高調波に関する規制が定められている。例えば日本国内においては、日本工業規格によって入力電流の高調波に限度値が定められている。そのため、照明器具は入力電流の高調波を抑制し力率を改善するためのＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を備える。照明器具におけるＰＦＣ回路の制御方法としては、一般的に、電流臨界モードが用いられている。特許文献１、２には、電流臨界モードによる力率改善制御の内容が記載されている。電流臨界モードによる制御を実現するための専用の制御ＩＣが販売されている。

日本特開平１０−２９４１９１号公報 日本特開２０１５−２１３０４４号公報

電流臨界モードにおける制御では力率改善回路で用いているインダクタの電流がゼロとなったことを検出する必要がある。インダクタ電流がゼロになったことを検出するためのゼロ電流検出手段として、例えばインダクタに設けられた２次巻線を用いる。しかし、力率改善回路の動作開始直後においては２次巻線の出力電圧が小さく、ゼロ電流を正確に検出することができない。

そこで、２次巻線の出力電圧が検出できない場合に一定の周期でスイッチング動作を繰り返す保護機能を備えた専用の制御ＩＣを用いることが考えられる。例えば、特許文献１、２には、力率改善回路が動作を開始した直後は予め定められた固定の周波数でスイッチング素子をスイッチング制御し、その後電流臨界モードに変更する手段が記載されている。

しかしながら、上述の制御では、固定の周波数から電流臨界モードに制御を変更する際に、スイッチング素子のスイッチング周波数が急変してしまい力率改善回路の出力電圧が大きく変動してしまう。例えば、ＬＥＤなどの光源を制御する場合、力率改善回路の出力電圧が大きく変動すると、光源に供給する電流が変動し光源のちらつきが発生する。

このような弊害を回避するために、２次巻線の巻き数を増加させてより大きな出力を得ようとすると、２次巻線で発生する損失が増加し、インダクタが大型化し、ゼロ電流を検出する回路における損失が増加してしまう。

本発明は上述の問題を解決するためになされたものであり、力率改善回路のスイッチング素子のスイッチング周波数の変化量を少なくすることができる電力変換装置、照明器具および電気機器を提供することを目的とする。

本願の発明にかかる電力変換装置は、交流電力を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、該整流回路の出力が入力され、直流電圧を出力する力率改善回路と、該インダクタで発生する電圧を検出する検出巻線と、該検出巻線で検出した電圧が入力され、該スイッチング素子を駆動させる制御部と、を備え、該制御部は、該力率改善回路の動作が開始されると該スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、該検出巻線で得られる電圧に同期して該スイッチング素子をスイッチングする第２制御を実行する場合に、該第１制御から該第２制御に移行する際の該スイッチング周波数の変化量を、該第１制御の開始時の該スイッチング周波数と該第２制御の開始時の該スイッチング周波数との差分値より小さくすることを特徴とする。

本願の発明にかかる照明器具は、交流電力を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、該整流回路の出力が入力され、直流電圧を出力する力率改善回路と、該インダクタで発生する電圧を検出する検出巻線と、該検出巻線で検出した電圧が入力され、該スイッチング素子を駆動させる制御部と、を備え、該制御部は、該力率改善回路の動作が開始されると該スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、該検出巻線で得られる電圧に同期して該スイッチング素子をスイッチングする第２制御を実行する場合に、該第１制御から該第２制御に移行する際の該スイッチング周波数の変化量を、該第１制御の開始時の該スイッチング周波数と該第２制御の開始時の該スイッチング周波数との差分値より小さくすることを特徴とする電力変換装置と、該電力変換装置の出力に接続されたＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）又は有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）である光源と、を備える。

本願の発明にかかる電気機器は、交流電力を整流する整流回路と、スイッチング素子とインダクタとを有し、該整流回路の出力が入力され、直流電圧を出力する力率改善回路と、該インダクタで発生する電圧を検出する検出巻線と、該検出巻線で検出した電圧が入力され、該スイッチング素子を駆動させる制御部と、を備え、該制御部は、該力率改善回路の動作が開始されると該スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、該検出巻線で得られる電圧に同期して該スイッチング素子をスイッチングする第２制御を実行する場合に、該第１制御から該第２制御に移行する際の該スイッチング周波数の変化量を、該第１制御の開始時の該スイッチング周波数と該第２制御の開始時の該スイッチング周波数との差分値より小さくすることを特徴とする電力変換装置と、該電力変換装置の出力に接続された負荷と、を備える。

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

この発明によれば、力率改善回路が動作を開始した直後には、力率改善回路のインダクタ電流がゼロになったことを検出するためのゼロ電流検出部を利用せずに、スイッチング素子のスイッチング周波数を変動させ、その後ゼロ電流検出部で得られる信号に同期してスイッチング素子を制御するので、スイッチング素子のスイッチング周波数が急激に変化することを防止できる。

実施の形態１に係る照明器具の回路図である。 ゼロ電流検出部の回路図である。 電流制御回路の回路図である。 電流制御回路の制御例を示す波形図である。 力率改善回路の動作を示す波形図である。 電流不連続モードの波形図である。 力率改善回路による昇圧動作開始後の各種の波形図である。 スイッチング周波数の別の制御パターンを示す波形図である。 実施の形態１に係る照明器具の動作を示すフローチャートである。 制御部のハードウェア構成図である。 制御部のソフトウェア構成図である。 電流連続モードの波形図である。 第１制御の期間中に電流連続モードを含む場合の波形図である。 実施の形態２に係る制御を示す波形図である。 スイッチング周波数の別の制御パターンを示す波形図である。 実施の形態２に係る照明器具の動作を示すフローチャートである。 実施の形態３に係る照明器具の回路図である。 Ｖｐｆｃの振動を示す波形図である。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置、照明器具および電気機器について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。なお、実施の形態の記載によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は実施の形態１に係る照明器具１００の回路図である。照明器具１００は、整流回路３と、交流電源１から入力される電流の高調波を抑制し力率を改善する力率改善回路５と、力率改善回路５の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ６とを備えている。

照明器具１００の構成について詳しく説明する。交流電源１と整流回路３との間に入力フィルタ２が設けられている。入力フィルタ２は、交流電源１から入力される電流に重畳する高周波ノイズを低減する機能を有する。入力フィルタ２は、コイル２１とコンデンサ２２を有する。コイル２１とコンデンサ２２を有する直列回路が交流電源１に並列接続される。コイル２１の一端は交流電源１の一端に接続され、コイル２１の他端はコンデンサ２２の一端および整流回路３に接続される。コンデンサ２２の他端は交流電源１と整流回路３に接続される。

整流回路３は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する機能を有する。つまり整流回路３は交流電力を整流する回路である。整流回路３は入力フィルタ２と力率改善回路５の間に配置される。整流回路３は４つのダイオードを組み合わせたダイオードブリッジで構成されている。整流回路３の構成はこれに限定されるものではなく、単方向導通素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を組み合わせて構成してもよい。

整流回路３の出力に対してコンデンサ４が並列接続されている。コンデンサ４の一端は直流母線の正極側に接続され、コンデンサ４の他端は直流母線の負極側に接続されている。コンデンサ４は整流回路３の出力電圧を平滑する機能を有する。

力率改善回路５は整流回路３と電流制御回路７との間に配置される。力率改善回路５は、整流回路３の出力が入力され、直流電圧を出力する回路である。力率改善回路５は、スイッチング素子５１と、インダクタ５２と、ダイオード５３とを有する。スイッチング素子５１は例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子５１は整流回路３から出力される電流の経路を切り替える。

インダクタ５２は同一のコアに１次巻線５２ａと２次巻線５２ｂを巻線したものである。１次巻線５２ａにはスイッチング素子５１のオンオフに伴い極性が異なる電圧が印加される。２次巻線５２ｂには１次巻線５２ａの印加電圧と巻数比ｎに応じた電圧が出力される。２次巻線５２ｂはインダクタ５２で発生する電圧を検出する検出巻線として機能する。

力率改善回路５は、スイッチング素子５１がオンオフすることにより、整流回路３の出力電圧を昇圧し平滑コンデンサ６に出力する。また、入力電流の高調波を抑制し力率改善する機能を有する。

図１には、力率改善回路５を昇圧チョッパ回路で構成した例が示されている。スイッチング素子５１のドレインは直流母線の正極側においてインダクタ５２とダイオード５３とに接続されている。スイッチング素子５１のソースは直流母線の負極側においてコンデンサ４と平滑コンデンサ６とに接続されている。スイッチング素子５１のゲートは制御部９に接続されている。スイッチング素子５１のゲートには、制御部９から出力される制御信号が入力され、スイッチング素子５１のオンオフが制御される。したがって、力率改善回路５は制御部９によって制御されるものである。

インダクタ５２は直流母線の正極側においてコンデンサ４とスイッチング素子５１との間に配置される。インダクタ５２の一端はコンデンサ４の一端に接続され、インダクタ５２の他端はスイッチング素子５１とダイオード５３とに接続される。ダイオード５３は直流母線の正極側においてスイッチング素子５１と平滑コンデンサ６の間に配置される。ダイオード５３のアノードはインダクタ５２とスイッチング素子５１に接続され、ダイオード５３のカソードは平滑コンデンサ６に接続される。

なお、力率改善回路５は、昇圧チョッパ回路の他、昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、ＳＥＰＩＣ、Ｚｅｔａコンバータ、Ｃｕｋコンバータなどの回路により構成することができる。

平滑コンデンサ６は、直流母線において力率改善回路５と電流制御回路７との間に配置される。平滑コンデンサ６の一端は直流母線の正極側に接続され、平滑コンデンサ６の他端は直流母線の負極側に接続される。平滑コンデンサ６には電流制御回路７が接続されている。電流制御回路７は、ＬＥＤ８に出力する電流の大きさを制御する回路である。

スイッチング素子５１には制御部９が接続されている。制御部９は、検出巻線である２次巻線５２ｂで検出した電圧が入力され、スイッチング素子５１を駆動させるものである。制御部９は、スイッチング制御部９１、入力電圧検出部９２、ゼロ電流検出部９３、出力電圧検出部９４および駆動部９５を備える。

スイッチング制御部９１には、入力電圧検出部９２、ゼロ電流検出部９３および出力電圧検出部９４の検出結果が提供される。スイッチング制御部９１は、入力電圧検出部９２、ゼロ電流検出部９３および出力電圧検出部９４の検出結果に基づき、力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃが予めスイッチング制御部９１に記憶されている出力電圧目標値と一致するように、スイッチング素子５１をオンオフ制御するための制御信号を出力する。図１には、Ｖｐｆｃの値が平滑コンデンサ６の高圧側の電圧と等しいことが示されている。

入力電圧検出部９２はコンデンサ４の電圧を検出する手段である。コンデンサ４の電圧は力率改善回路５の入力電圧と等しい。よって、入力電圧検出部９２は力率改善回路５の入力電圧を検出する。入力電圧検出部９２は、検出結果に関する信号をスイッチング制御部９１に送信する。

出力電圧検出部９４は平滑コンデンサ６の電圧を検出する手段である。平滑コンデンサ６の電圧は力率改善回路５の出力電圧と等しい。よって、出力電圧検出部９４は力率改善回路５の出力電圧を検出するものである。出力電圧検出部９４は、検出結果に関する信号をスイッチング制御部９１に送信する。

入力電圧検出部９２と出力電圧検出部９４は、例えば直列接続された２つの抵抗により、検出する電圧をスイッチング制御部９１に入力可能な大きさの電圧に分圧する分圧回路とすることができる。

ゼロ電流検出部９３は、インダクタ５２の１次巻線５２ａの電流がゼロになったことを検出する手段である。ゼロ電流検出部９３は、検出結果に関する信号をスイッチング制御部９１に送信する。

図２は、ゼロ電流検出部９３の構成例を示す回路図である。ゼロ電流検出部９３は、２次巻線５２ｂの電圧をスイッチング制御部９１に入力可能な大きさに制限するため、電圧制限用のツェナーダイオード９３２と、電流制限用の抵抗９３１を有している。

図１の説明に戻る。スイッチング制御部９１は、力率改善回路５の出力電圧目標値を記憶する記憶部を備えている。スイッチング制御部９１は、出力電圧検出部９４から受信した平滑コンデンサ６の電圧検出結果と、前述の出力電圧目標値に基づき、両者が一致するように、スイッチング素子５１のオンオフ制御のための信号を出力する。

スイッチング制御部９１から出力された信号は、駆動部９５においてスイッチング素子５１をオンオフ可能な大きさの電圧に変換され、スイッチング素子５１のゲートに出力される。

電流制御回路７は、力率改善回路５から出力された直流電圧を、ＬＥＤ８に入力可能な直流電流に変換する機能を有する。図３は、電流制御回路７の構成例を示す回路図である。図３には降圧チョッパ回路で構成した電流制御回路７が示されている。

電流制御回路７はＭＯＳＦＥＴ７１、インダクタ７２、ダイオード７３およびコンデンサ７４を有している。ＭＯＳＦＥＴ７１は直流母線の正極側に配置される。ＭＯＳＦＥＴ７１のドレインは、ダイオード５３と平滑コンデンサ６とに接続される。ＭＯＳＦＥＴ７１のソースは、ダイオード７３とインダクタ７２とに接続される。ＭＯＳＦＥＴ７１のゲートが制御部９に接続されることで、制御部９からＭＯＳＦＥＴ７１のゲートにオンオフの制御信号を入力することが好ましい。ダイオード７３のカソードは、ＭＯＳＦＥＴ７１とインダクタ７２とに接続される。ダイオード７３のアノードは、平滑コンデンサ６とコンデンサ７４とに接続される。

なお、電流制御回路７は、降圧チョッパ回路の他、昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、ＳＥＰＩＣ、Ｚｅｔａコンバータ、Ｃｕｋコンバータなどの回路により構成することができる。

図４は、電流制御回路７の制御例を示す波形図である。図４には、ＬＥＤ８に流れる電流Ｉ８、インダクタ７２に流れる電流Ｉ７２およびＭＯＳＦＥＴ７１への制御信号Ｃｓの波形が示されている。ＭＯＳＦＥＴ７１のゲートにオン信号が入力されると、平滑コンデンサ６、ＭＯＳＦＥＴ７１、インダクタ７２、コンデンサ７４を通る電流経路が形成され、インダクタ７２の電流が増加する。

ＭＯＳＦＥＴ７１のゲートにオフ信号が入力されると、インダクタ７２、コンデンサ７４、ダイオード７３を通る電流経路が形成され、インダクタ７２の電流がゼロまで減少する。予め定めるスイッチング周期Ｔｓｗが経過した時点で、再びオン信号がＭＯＳＦＥＴ７１に入力され、スイッチング動作を再開する。

図４に示されるように、インダクタ７２に流れる電流Ｉ７２は三角波状の波形となる。そして、ＬＥＤ８に出力される電流はコンデンサ７４により平滑化される。したがって、電流制御回路７からはインダクタ７２の電流の平均値が出力される。

ＬＥＤ８を調光するためにＬＥＤ８の電流を制御する際は、ＭＯＳＦＥＴ７１をターンオンするスイッチング周期Ｔｓｗを一定とし、オン時間Ｔｏｎを変化させる。つまり、出力電流の目標値に応じてオン時間Ｔｏｎを調節する。スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン時間Ｔｏｎの割合をデューティと呼ぶ。このような、オン時間Ｔｏｎを調整することにより所望の出力を得る制御方法はデューティ制御と呼ばれる。

ＬＥＤ８は、複数のＬＥＤを直並列に接続したＬＥＤ群で構成される。ＬＥＤ群の一端は直流母線の正極側に接続され、ＬＥＤ群の他端は直流母線の負極側に接続される。

図５は、図１に示す力率改善回路５の動作例を説明する波形図である。図５には、上から、インダクタ５２の電流Ｉ５２、ゼロ電流検出部９３から出力されるゼロ電流検出信号Ｓｚ、スイッチング素子５１のドレイン電圧Ｖｄ、スイッチング素子５１のゲート電圧Ｖｇの波形が示されている。ただし、ここでは説明のため、スイッチング素子５１のゲート電圧をオン、オフする周期を実際よりも長く記載している。

制御部９からの信号によりスイッチング素子５１がオンされると、交流電源１、整流回路３、インダクタ５２、およびスイッチング素子５１により閉回路が形成され、交流電源１がインダクタ５２を介して短絡される。そのため、この閉回路に電源電流が流れ、インダクタ５２の電流が増加し、インダクタ５２にエネルギーが蓄積される。

スイッチング制御部９１により設定されたオン時間が経過すると、スイッチング素子５１がオフされる。これにより、インダクタ５２、ダイオード５３、および平滑コンデンサ６により閉回路が形成され、インダクタ５２の電流が減少し、インダクタ５２に蓄積されたエネルギーが放出され平滑コンデンサ６に充電される。

インダクタ５２の電流が減少すると２次巻線５２ｂの電圧も減少する。２次巻線５２ｂに接続されたゼロ電流検出部９３は、２次巻線５２ｂの電圧が予め定められた値より小さくなると、インダクタ５２の電流がゼロになったことを検出し、検出結果に関する信号をスイッチング制御部９１に送信する。スイッチング制御部９１は、インダクタ５２の電流がゼロになってから予め定められた遅延時間が経過した後、スイッチング素子５１を再びオンする。この遅延時間の設け方としては、スイッチング素子５１のドレイン電圧が自由振動している期間において、電圧振動のボトム付近でスイッチング素子５１をオンさせることができる。これにより、ドレイン電圧の急峻な変動を抑制し、スイッチングに起因するノイズを抑制できる。つまり、２次巻線５２ｂの電圧が０になってから、ドレイン電圧の１回目の振動の立下りを見てその後スイッチング素子５１をオンする。この動作は電流臨界モードと呼ばれる。

一連のスイッチング素子５１のオン、オフ動作により、インダクタ５２に流れる電流の波形は三角波状となる。その三角波状の波形の頂点は、点線で示すような正弦波の包絡線になる。このとき、交流電源１から入力される電流は、入力フィルタ２により平滑化され、インダクタ電流の平均値が入力され、正弦波状の電流波形となり力率改善される。

スイッチング制御部９１は、出力電圧検出部９４から力率改善回路５の出力電圧であるＶｐｆｃの情報を受け、目標とするＶｐｆｃを実現できるようにスイッチング素子５１のオン時間をフィードバック制御する。

フィードバック制御する際、オン時間が大きく変化してしまうと、インダクタ５２に流れる電流Ｉ５２の頂点の包絡線が正弦波にならず、入力電流を正弦波状にすることができない。そこで、フィードバック制御の応答時間を、フィードバック制御のループゲインを交流電源１の１周期の１／２周期以上で１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。言い換えると、交流電源１の周波数の２倍以下の周波数で１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合、その半周期（半波）にあたる１００Ｈｚ以下、すなわち周期１０ｍｓｅｃ以上で定電流フィードバック制御のループゲインを１倍(０ｄＢ)以下とすることにより定電流フィードバック制御を電源周期の１／２より短い周期で応答しないように設定する。これにより電源周期の１／２周期以内においては、スイッチング素子５１のオン時間の変動が抑制され、インダクタ５２の電流Ｉ５２の頂点の包絡線が正弦波状の波形となる。

また、フィードバック制御において、オン時間の更新周期を交流電源１の周期の半分、あるいは半分より長い周期とすることによっても、同様の効果を得ることができる。

インダクタ５２の１次巻線５２ａの電流がゼロになったことの検出には、インダクタ５２の２次巻線５２ｂの出力電圧を用いる。２次巻線５２ｂの出力電圧は、１次巻線５２ａに印加される電圧ＶＬ１、および、２次巻線５２ｂの１次巻線５２ａに対する巻数比ｎによって決定される。２次巻線５２ｂの出力電圧の大きさはＶＬ１とｎの積で表すことができる。

１次巻線５２ａの電圧ＶＬ１は、整流回路３の出力電圧Ｖｄｂと力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃで表すことができる。スイッチング素子５１がオンしているとき、１次巻線５２ａには整流回路３の出力電圧Ｖｄｂが印加されるため、ＶＬ１＝Ｖｄｂである。一方、スイッチング素子５１がオフしているとき、１次巻線５２ａにはＶｐｆｃと整流回路３の出力電圧Ｖｄｂの差が印加されるため、ＶＬ１＝Ｖｐｆｃ−Ｖｄｂである。

したがって、スイッチング素子５１がオンしているときの２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２はｎＶｄｂである。スイッチング素子５１がオフしているときの２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２はｎ（Ｖｐｆｃ−Ｖｄｂ）である。ゼロ電流検出部９３において、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２をスイッチング制御部９１に入力可能な大きさに制限し、スイッチング制御部９１に信号を送信する。

力率改善回路５が昇圧動作を開始する以前は、力率改善回路５の出力電圧であるＶｐｆｃと、整流回路３の出力電圧Ｖｄｂが等しい。そのため、力率改善回路５が昇圧動作を開始した直後は、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２はゼロである。

また、力率改善回路５が昇圧動作を開始し力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃが上昇している途中において、ＶｐｆｃとＶｄｂの差が小さい期間は、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２として十分大きな電圧が得られない。２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２が十分大きくないとゼロ電流を検出できない。

力率改善回路５が昇圧動作を開始した直後から、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２として十分な大きさの電圧を得るためには、巻数比ｎを大きくする方法がある。しかし巻数比ｎが大きい場合、Ｖｐｆｃが十分に昇圧されＶＬ２が大きい状態においては、ゼロ電流検出部９３の抵抗９３１、ツェナーダイオード９３２で発生する損失が増大してしまう。よって、巻数比ｎを大きくすると回路効率が低下する。また、抵抗９３１、ツェナーダイオード９３２の発熱が増加するため、放熱のため部品サイズを大きくする等の対策が必要になる。

また、２次巻線５２ｂの巻き数を増やし巻数比ｎを大きくするためには、２次巻線５２ｂを長くする必要があるのでコストが増加する。さらに、２次巻線５２ｂの巻き数の増加によりインダクタ５２が大きくなってしまう。よって、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２として十分な大きさの電圧を得るために２次巻線５２ｂの巻き数を増やすのは好ましくない。

力率改善回路５が昇圧動作を開始した直後から、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２として十分な大きさの電圧を得るために、ゼロ電流検出部９３に増幅回路を設けることも可能である。しかしながら、増幅回路を設けることで部品点数が増加してしまうので、コストが増加し回路が複雑化し装置が大型化する。よって、増幅回路によって２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２を増幅するのは好ましくない。

そこで、力率改善回路５が昇圧動作を開始した直後において、ゼロ電流検出ができない場合、スイッチング素子５１をオンした後、所定周期で、強制的に再度スイッチング素子５１をオンすることが考えられる。図６は、所定周期でスイッチング素子５１をスイッチング動作させる場合の波形図である。図６に示す波形を呈する制御は、インダクタ５２の電流Ｉ５２が不連続となっているので、電流不連続モードと呼ばれる。この制御では、予め定められたオン時間とオフ時間でスイッチング素子５１をスイッチングする。２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２は利用しない。これによって、力率改善回路５の昇圧動作開始後のゼロ電流が検出できない期間においても、一定の周波数でスイッチング素子５１をオンオフすることができる。

図６に示す動作を一定期間継続すると、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２として十分な大きさの電圧が得られるようになる。力率改善回路５の昇圧動作開始後、２次巻線の出力電圧ＶＬ２の大きさがゼロ電流を検出可能な大きさに達すると２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２を利用した制御へ移行する。つまり、電流臨界モードへ移行する。この移行の前後において、スイッチング素子５１のスイッチング周波数が急激に変化するという問題があった。スイッチング素子５１のスイッチング周波数が急激に変化すると、Ｖｐｆｃに変動を生じ、後段に接続された電流制御回路７の出力電流が変動し、ＬＥＤ８の光出力にちらつきが発生する恐れがある。

そこで、本発明の実施の形態１では、２次巻線５２ｂでゼロ電流検出ができず強制的に再度スイッチング素子５１をオンする制御から、電流臨界モードへ移行する際に、スイッチング周波数の急激な変化を防止する方法を提案する。

図７は、実施の形態１に係る力率改善回路５による昇圧動作開始後の各種波形を示す波形図である。時刻ｔ１までの期間においては、ダイオード５３を経由して平滑コンデンサ６が充電される。時刻ｔ１までの期間はＬＥＤ８が消灯している状態であるため、平滑コンデンサ６は交流電源１の振幅ピーク値まで充電され、保持される。そのため、力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃは、交流電源１のピーク電圧となる。

時刻ｔ１において、交流電源１が入力フィルタ２に接続された状態で、力率改善回路５が昇圧動作を開始する。力率改善回路５がスイッチング動作を開始した直後は、ＶｐとＶｐｆｃの差分値ΔＶ（Ｖｐｆｃ−Ｖｐ）が小さく、ゼロ電流検出に必要な２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２が得られない。十分な出力電圧ＶＬ２が得られない期間である期間Ｐ１においては、スイッチング制御部９１で予め定められた周波数制御により、スイッチング素子５１をオンオフする。「周波数制御」というのは、２次巻線５２ｂの出力電圧を参照せずに、予め定められた周期でスイッチング素子５１をオンオフする制御である。

図７には差分値閾値が示されている。差分値閾値は、Ｖｐｆｃが高くなり、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２が検出可能な程度まで高まったときの差分値ΔＶである。差分値ΔＶが差分値閾値に達すると、電流臨界モードによる制御が可能となる。期間Ｐ１は、昇圧動作を開始した時刻ｔ１から、差分値ΔＶが差分値閾値に達したｔ２までの期間である。期間Ｐ１においては周波数制御が実施される。

時刻ｔ２になると、Ｖｐｆｃが昇圧され、差分値ΔＶが上昇し、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２が検出可能なレベルまで上昇する。スイッチング制御部９１は、差分値閾値を記憶しており、差分値ΔＶが差分値閾値を超えたことを検知する。スイッチング制御部９１は、差分値ΔＶが差分値閾値を超えたことを検知すると、スイッチング素子５１の制御を周波数制御から電流臨界モードに変更する。電流臨界モードへ移行した後の期間は期間Ｐ２として示されている。

図７には、力率改善回路５を周波数制御している期間Ｐ１において、差分値ΔＶが大きくなるほどスイッチング周波数を高くしたことが示されている。つまり、期間Ｐ１において、スイッチング素子５１のスイッチング周波数は一定ではなく、時間が経過するほどスイッチング素子５１のスイッチング周波数を高める。これにより、周波数制御から電流臨界モードへ移行する際のスイッチング周波数の変化を小さくすることができる。周波数制御の終期におけるスイッチング周波数が電流臨界モード制御における平均スイッチング周波数と一致するように、期間Ｐ１におけるスイッチング周波数を変化させることが好ましい。

図８は、スイッチング周波数の別の制御パターンを示す波形図である。スイッチング素子５１を周波数制御する期間Ｐ１において、差分値ΔＶが大きくなるほどスイッチング周波数を高める。この例では、周波数制御の終期におけるスイッチング周波数ｆ２と電流臨界モード制御における平均周波数ｆ３との差であるΔＦ１が、周波数制御を開始した時刻ｔ１のスイッチング周波数ｆ１と電流臨界モード制御における平均周波数ｆ３との差分値ΔＦ２よりも小さくなっている。これは、期間Ｐ１においてスイッチング周波数を高めて、ｆ２をｆ１より大きくしたことで得られる効果である。図７、８のどちらの場合においても、制御変更のタイミングである時刻ｔ２におけるスイッチング周波数の急激な変化を抑制できるので、力率改善回路５の出力電圧変動を抑制できる。

制御部９は上述の制御を実施する。つまり、制御部９は、力率改善回路５の動作が開始されるとスイッチング素子５１のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、検出巻線で得られる電圧に同期してスイッチング素子５１をスイッチングする第２制御を実行する。本実施形態では、周波数制御が第１制御に対応し、電流臨界モードが第２制御に対応する。そして、制御部９は、この場合において、第１制御から第２制御に移行する際のスイッチング周波数の差であるΔＦ１を、第１制御の開始時のスイッチング周波数と第２制御の開始時のスイッチング周波数との差分値ΔＦ２より小さくする。図８にはΔＦ１をΔＦ２より小さくする制御が開示されている。図７には第１制御ではスイッチング素子５１のスイッチング周波数を連続的に変化させ、第１制御の終了時におけるスイッチング素子５１のスイッチング周波数を、第２制御の開始時のスイッチング素子５１のスイッチング周波数に一致させることが示されている。第１制御から第２制御に移行する際のスイッチング周波数の変化量はゼロであることが好ましい。しかしながら、ΔＦ１をΔＦ２より小さくすれば、Ｖｐｆｃの変動を抑制できるため、光源のちらつきの抑制効果がある。

図９は、実施の形態１に係る照明器具１００の動作を示すフローチャートである。力率改善回路５に電源が投入されると、ステップＳ１にて制御部９が起動する。次いで、ステップＳ２にて、入力電圧検出部９２が入力電圧ピーク値Ｖｐを検出する。入力電圧ピーク値Ｖｐは、図１のＶｐと記載された場所の電圧ピーク値である。次いで、ステップＳ３にて、出力電圧検出部９４がＶｐｆｃを検出する。

その後、ステップＳ４にて、スイッチング制御部９１が差分値ΔＶ（Ｖｐｆｃ−Ｖｐ）を演算する。差分値ΔＶの演算は予め定められた周期で実行される。差分値ΔＶの周期的な演算が開始されると、ステップＳ５にて力率改善回路５による昇圧動作を開始する。これにより、上述の周波数制御が始まる。

力率改善回路５の昇圧動作開始後、ステップＳ６にて、差分値ΔＶと差分値閾値の大小を判定する。差分値ΔＶが差分値閾値より小さい場合には、ステップＳ７で周波数制御を継続し、ステップＳ８でＶｐｆｃを再度検出し、ステップＳ９で最新のＶｐｆｃを用いて差分値Δを演算する。

他方、差分値ΔＶが差分値閾値以上の場合には、ステップＳ１０にて、周波数制御から電流臨界モードへ移行する。電流臨界モード開始時のスイッチング素子５１のスイッチング周波数は負荷と回路定数で決める。その後、２次巻線５２ｂを用いた動作を継続し、シーケンスを終了する。こうして、制御部９によって、Ｖｐと出力電圧Ｖｐｆｃの差分値ΔＶが予め定められた差分値閾値に達したときに、第１制御から第２制御へ移行する。

スイッチング制御部９１は、市販のアナログＩＣを組み合わせて構成することができる。アナログＩＣを組み合わせてスイッチング制御部９１を構成した場合は、差分値ΔＶの演算、差分値ΔＶと差分値閾値との大小判定、第１制御から第２制御への制御変更を実現するための回路が複雑になり、部品点数が増加する。そのため、スイッチング制御部９１は、マイコン又はＣＰＵなどの演算装置を用いたソフトウェアとして実現することで、回路構成を簡略化し、部品点数増加を抑制することができる。

図１の駆動部９５とスイッチング制御部９１の各機能は、図１０の受信装置９ａと処理回路９ｂにより実現される。受信装置９ａは、スイッチング制御部９１に入力される様々な情報を受信する装置である。処理回路９ｂは専用のハードウェアである。処理回路９ｂは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものが該当する。駆動部９５とスイッチング制御部９１の各機能それぞれを処理回路９ｂで実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路９ｂで実現してもよい。

図１１は、ソフトウェアで実現された制御部９を示すブロック図である。この場合、図１の入力電圧検出部９２、ゼロ電流検出部９３および出力電圧検出部９４は、図１１の受信装置３０である。処理回路がＣＰＵの場合、図１のスイッチング制御部９１と駆動部９５の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ３４に格納される。処理回路であるプロセッサ３２はメモリ３４に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより各部の機能を実現する。すなわち、図９のフローチャート及び実施の形態１で説明した動作が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ３４がある。このプログラムは上記の手順又は方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。ここで、メモリとは例えばＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤが該当する。なお、制御部９の各機能の一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。

上述の構成および制御方法はその特徴を失わない範囲で様々な変形が可能である。以後、いくつかの変形例を説明する。実施の形態１では、例えば図７に示す昇圧動作開始直後の期間Ｐ１において、スイッチング素子５１のスイッチング周波数を変化させることが重要である。変化の過程は特に限定されない。期間Ｐ１全体にわたって連続的にスイッチング素子５１のスイッチング周波数を増加させてもよいし、期間Ｐ１の一部においてスイッチング素子５１のスイッチング周波数を増加させてもよい。期間Ｐ１において階段状にスイッチング周波数を上昇させてもよい。

実施の形態１では、整流回路３、力率改善回路５、検出巻線として用いた２次巻線５２ｂ、および制御部９を有する電力変換回路を、ＬＥＤ８の制御に用いた照明器具１００について説明した。つまり、この電力変換回路の出力を電流制御回路７を介してＬＥＤ８に接続した。しかしながら、この電力変換回路は、電源が入力される機器一般に使用できるものである。例えば、この電力変換装置の出力にモータなどの負荷を接続することができる。この電力変換装置と負荷をまとめて電気機器という。

実施の形態１では、図６に示す電流不連続モードで周波数制御を行った後に、電流臨界モードへ移行した。言い換えれば、第１制御の期間中は電流不連続モードでスイッチング素子５１をオンオフした。しかしながら、第１制御の期間中に電流連続モードでスイッチング素子５１をオンオフしてもよい。図１２は、電流連続モードでスイッチング素子５１を動作させたときの波形図である。電流連続モードとは、インダクタ５２の電流Ｉ５２が０になる前にスイッチング素子５１をオンする制御方法である。電流連続モードは、電流不連続モードと同様、２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２を参照しないスイッチング素子５１の制御方法である。

図１３は、第１制御の期間中に電流連続モードによる制御を採用した場合の波形図である。時刻ｔ１から時刻ｔａまでの期間は電流不連続モードで力率改善回路５を動作させ、時刻ｔａから時刻ｔ２までの期間は電流連続モードで力率改善回路５を動作させる。電流連続モードは電流臨界モードよりも高いスイッチング周波数で動作するモードである。第１制御から第２制御に移行する際のスイッチング周波数の変化量ΔＦ１を、第１制御の開始時のスイッチング周波数ｆ１と第２制御の開始時のスイッチング周波数ｆ２との差分値ΔＦ２より小さくすることで、制御変更時のスイッチング周波数の急激な変化を回避できる。

このように、制御部９は、第１制御の期間中はスイッチング素子５１を電流不連続モード又は電流連続モードで動作させ、第２制御の期間中はスイッチング素子５１を電流臨界モードで動作させることができる。

実施の形態１では、光源がＬＥＤ８の場合について説明したが、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）などのＬＥＤとは異なる光源を用いてもよい。実施の形態１で説明した変形例は以下の実施の形態に係る電力変換装置、照明器具および電気機器にも応用することができる。なお、以下の実施の形態に係る電力変換装置、照明器具、電気機器は実施の形態１との共通点が多いので実施の形態１との相違点を中心に説明する。

実施の形態２．
実施の形態１では、差分値ΔＶが差分値閾値に達した時点で周波数制御から電流臨界モードへ移行させたが、実施の形態２では出力電圧Ｖｐｆｃに着目して制御を移行する。

図１４は、実施の形態２に係る制御を示す波形図である。交流電源１が接続され、力率改善回路５が昇圧動作を開始するまでの期間においては、ダイオード５３を経由して平滑コンデンサ６が充電される。この期間は、ＬＥＤ８を消灯しているため、平滑コンデンサ６は交流電源１の振幅ピーク値まで充電され保持される。そのため、力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃは交流電源１のピーク電圧となる。

力率改善回路５の動作が始まる時刻ｔ１になる前に、入力電圧検出部９２で入力電圧ピーク値Ｖｐを検出する。検出されたＶｐの情報はスイッチング制御部９１に送信される。スイッチング制御部９１は、Ｖｐの情報から、出力電圧ＶＬ２が検出可能となるＶｐｆｃの閾値を導出するプログラム又はテーブルを記憶している。出力電圧ＶＬ２が検出可能となるＶｐｆｃの閾値を出力電圧閾値という。スイッチング制御部９１は、前述のプログラム又はテーブルにより、入力電圧検出部９２から受けたＶｐの情報に対応した、出力電圧閾値を算出する。

時刻ｔ１になると、力率改善回路５が昇圧動作を開始する。昇圧動作の初期は、ゼロ電流検出に必要な２次巻線５２ｂの出力電圧ＶＬ２が得られないため、力率改善回路５を周波数制御する。力率改善回路５がスイッチング動作を開始した後、Ｖｐｆｃが昇圧されると、出力電圧ＶＬ２が検出可能なレベルまで上昇する。

スイッチング制御部９１は、Ｖｐｆｃが、先ほど算出した出力電圧閾値を超えたときにスイッチング素子５１の制御を周波数制御から電流臨界モードへ変更する。言い換えると、制御部９は、出力電圧Ｖｐｆｃが予め定められた出力電圧閾値に達したときに、第１制御から第２制御へ移行する。このようにＶｐｆｃが出力電圧閾値に達したタイミングで制御を変更することで、実施形態１で必要であった差分値ΔＶの演算が不要となるため、スイッチング制御部９１の演算負担を低減できる。

さらに、力率改善回路５を周波数制御している期間Ｐ１において、Ｖｐｆｃが大きくなるほどスイッチング周波数を高くすることで、周波数制御から電流臨界モードへ移行する際にスイッチング周波数が急激に変化することを防止した。図１４には、周波数制御から電流臨界モードへ制御変更する前後でスイッチング周波数を一致させたことが示されている。このように、周波数制御の終期のスイッチング周波数と、電流臨界モード制御の始期のスイッチングの平均周波数を一致させることが好ましい。

図１５は、スイッチング周波数の別の制御パターンを示す波形図である。力率改善回路５を周波数制御する期間においてＶｐｆｃが大きくなるほどスイッチング周波数を高くすることで、第１制御から第２制御に移行する際のスイッチング周波数の変化量ΔＦ３を、第１制御の開始時のスイッチング周波数と第２制御の開始時のスイッチング周波数との差分値ΔＦ４より小さくすることができる。

図１６は、実施の形態２に係る照明器具の制御方法を示すフローチャートである。電源が投入されると、ステップＳａにて制御部９が起動する。次いで、ステップＳｂにて、スイッチング制御部９１は、入力電圧検出部９２からＶｐの情報を受ける。例えばＶｐの実効値が１００Ｖ、２００Ｖまたは２４２Ｖであるとの情報を受ける。そして、スイッチング制御部９１はＶｐに対応した出力電圧閾値を算出する。Ｖｐと出力電圧閾値の対応をテーブルとしてスイッチング制御部９１に保存しておくことで、そのテーブルを利用して出力電圧閾値を導出することができる。このように、力率改善回路５の動作開始時にＶｐから出力電圧閾値を決める。Ｖｐが高ければ出力電圧閾値を高くし、Ｖｐが低ければ出力電圧閾値を低くすることが好ましい。

次いで、ステップＳｃに処理を進める。ステップＳｃではスイッチング制御部９１からの指令に基づきスイッチング素子５１のオンオフを開始することで、力率改善回路５の動作を開始する。力率改善回路５の動作の初期においては、スイッチング素子５１を周波数制御する。次いで、ステップＳｄでは、スイッチング制御部９１にて、出力電圧検出部９４で検知されたＶｐｆｃと出力電圧閾値の大小を判定する。Ｖｐｆｃが出力電圧閾値よりも小さい場合は、ステップＳｅに進み周波数制御を継続する。その後、ステップＳｆにて再びＶｐｆｃを検出し、再度ステップＳｄの判定を行う。ステップＳｄにて、Ｖｐｆｃが出力電圧閾値以上であると判定されると、ステップＳｇへ進み電流臨界モードへ移行する。その後、電流臨界モードによる制御を継続する。

実施の形態２では、制御部９は、力率改善回路５への入力電圧が反映された値であるＶｐにより出力電圧閾値を定めることとした。つまり出力電圧閾値を可変とした。しかしながら、電力変換装置のＶｐが予め定められている場合には、出力電圧閾値を決めるプロセスは不要である。例えば電力変換装置がＡＣ１００Ｖ専用品であれば、出力電圧閾値を決めるプロセスは不要であり、予め定められた１つの出力電圧閾値を利用することができる。

実施の形態３．
図１７は、実施の形態３に係る照明器具２００の回路図である。照明器具２００は実施の形態１で説明した照明器具１００と基本的には同じ動作をする。実施の形態１では制御部９で主として力率改善回路５を制御したが、実施の形態３の制御部９は力率改善回路５のみでなく電流制御回路７を制御する。電流制御回路７は、力率改善回路５の出力に接続され、力率改善回路５から出力された直流電圧を直流電流に変換する回路である。

実施の形態３の制御部９は、ＬＥＤ８を流れる電流を検出する電流検出手段１０と、電流検出手段１０の出力を受ける電流検出部９６を備えている。電流検出手段１０として例えばシャント抵抗またはホールセンサを利用することができる。電流検出部９６はスイッチング制御部９１に対しＬＥＤ電流の情報を送る。スイッチング制御部９１は、駆動部９５を利用してＭＯＳＦＥＴ７１をオンオフ制御することで、電流制御回路７が出力する電流を制御する。

力率改善回路５のスイッチング素子５１の制御を周波数制御から電流臨界モードへ変更するタイミングで少しでも周波数に変化があると、Ｖｐｆｃが振動する。図１８は、制御変更に伴ってＶｐｆｃが振動することを示す波形図である。図１８には、制御変更のタイミングである時刻ｔ２からＶｐｆｃに振動が発生し、時間の経過とともにその振動が減衰することが示されている。この振動は例えば１００ｍｓｅｃ程度で減衰する。

電流制御回路７の出力を一定に保つためには、Ｖｐｆｃの振動に対して高速に応答することが必要である。そこで、実施の形態３の制御部９は、第１制御から第２制御に移行する前の予め定められた期間と、第１制御から第２制御へ移行した後のあらかじめ定められた期間、力率改善回路５の出力電圧Ｖｐｆｃが一定値に安定している状態と比べて電流制御回路７の応答速度を高める。電流制御回路７の応答速度とは、電流検出部９６の検出結果を、ＭＯＳＦＥＴ７１の制御に反映させる速度である。電流制御回路７の応答速度が高いほど、電流検出部９６の検出結果が迅速にＭＯＳＦＥＴ７１の制御に反映される。

例えば、時刻ｔ２の前１００ｍｓｅｃから、時刻ｔ２の後１００ｍｓｅｃまでの期間における電流制御回路７の応答速度を、Ｖｐｆｃが目標値に達したｔ３以降における電流制御回路７の応答速度より高くする。言い換えればスイッチング素子５１の制御変更の前後の短い期間だけ、ｔ３以降の期間よりも電流制御回路７の応答速度を高くする。これにより、電流制御回路７の出力を略一定に保つことができる。

電流制御回路７の応答速度を高くする期間を高速応答期間と称する。上述の制御を実行するためには、スイッチング制御部９１が、高速応答期間を特定しなければならない。スイッチング制御部９１は力率改善回路５の制御主体であるので高速応答期間を容易に特定することができる。つまり、スイッチング制御部９１は、差分値ΔＶと差分値閾値を定期的に比較しているので、制御変更のタイミングが近づいてきたこと、制御変更のタイミングとなったこと、制御変更後の一定期間が経過したこと、を検知できる。これらの検知結果から、上述の高速応答期間を簡単に特定することができる。

このように、１つの制御部９を用いて力率改善回路５と電流制御回路７の制御を行うことで、力率改善回路５の制御変更時に電流制御回路７の応答速度を高めることができる。これにより、力率改善回路５において制御を変更する際に生じるわずかなＶｐｆｃの振動に起因してＬＥＤ８に流れる電流が変動してＬＥＤ８がちらつくことを防止できる。

実施の形態３で説明した方法は、スイッチング素子５１の制御変更のタイミングである程度スイッチング周波数が変動し得るあらゆる制御に対して効果的である。したがって、実施の形態１、２又はそれらの変形で説明したスイッチング素子５１の制御方法に、実施の形態３の方法を組み合わせることができる。

なお、上記の各実施の形態で説明した技術的特徴を組み合わせて本発明の効果を高めても良い。

５ 力率改善回路、 ５１ スイッチング素子、 ５２ インダクタ、 ５２ａ １次巻線、 ５２ｂ ２次巻線、 ９ 制御部

Claims (11)

1. 交流電力を整流する整流回路と、
   スイッチング素子とインダクタとを有し、前記整流回路の出力が入力され、直流電圧を出力する力率改善回路と、
   前記インダクタで発生する電圧を検出する検出巻線と、
   前記検出巻線で検出した電圧が入力され、前記スイッチング素子を駆動させる制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記力率改善回路の動作が開始されると前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる第１制御を実行し、その後、前記検出巻線で得られる電圧に同期して前記スイッチング素子をスイッチングする第２制御を実行する場合に、前記第１制御から前記第２制御に移行する際の前記スイッチング周波数の変化量を、前記第１制御の開始時の前記スイッチング周波数と前記第２制御の開始時の前記スイッチング周波数との差分値より小さくすることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１制御では前記スイッチング素子のスイッチング周波数を連続的に変化させ、前記第１制御の終了時における前記スイッチング素子のスイッチング周波数を、前記第２制御の開始時の前記スイッチング素子のスイッチング周波数に一致させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記力率改善回路の出力電圧を検出する出力電圧検出部を備え、
   前記制御部は、前記出力電圧検出部の出力に応じて、前記第１制御における前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記力率改善回路の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記力率改善回路の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、を備え、
   前記制御部は、前記入力電圧と前記出力電圧の差分値が予め定められた差分値閾値に達したときに前記第１制御から前記第２制御へ移行することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
5. 前記力率改善回路の出力電圧を検出する出力電圧検出部を備え、
   前記制御部は、前記出力電圧が予め定められた出力電圧閾値に達したときに前記第１制御から前記第２制御へ移行することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
6. 前記力率改善回路の入力電圧を検出する入力電圧検出部を備え、
   前記制御部は、前記入力電圧により前記出力電圧閾値を定めることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第１制御から前記第２制御に移行する際の前記スイッチング周波数の変化量はゼロであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記第１制御の期間中は前記スイッチング素子を電流不連続モード又は電流連続モードで動作させ、前記第２制御の期間中は前記スイッチング素子を電流臨界モードで動作させることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記力率改善回路の出力に接続され、前記力率改善回路から出力された直流電圧を直流電流に変換する、電流制御回路を備え、
   前記制御部は、前記第１制御から前記第２制御に移行する前の予め定められた期間と、前記第１制御から前記第２制御へ移行した後のあらかじめ定められた期間、前記力率改善回路の出力電圧が一定値に安定している状態と比べて前記電流制御回路の応答速度を高めることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置の出力に接続されたＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）又は有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）である光源と、を備えることを特徴とする照明器具。
11. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置の出力に接続された負荷と、を備えることを特徴とする電気機器。

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