JP2014018012A - 車載用スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】実使用領域内よりも負荷が大きい状態においても第１のバッテリから第２のバッテリへの電力伝送効率を向上させることができる車載用スイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】ＤＳＰ１７０は、電流センサ１０５で検知した電流を出力側の電流値として端子ＩＨを介して取り込む。また電圧検知器１０６で検知した平滑コンデンサ１３８の両端における電圧を出力側の電圧値として端子ＶＨを介して取り込む。ＤＳＰ１７０は、取り込んだ出力側の電流値と出力側の電圧値とに基づいて平均化された電力値を算出する。そしてＤＳＰ１７０は、平均化された電力値(ＰOUT)によって軽負荷であるか重負荷であるかを判断して軽負荷なら電流臨界モードで半導体スイッチング素子１１３，１１６の各ゲートを制御し、重負荷なら電流連続モードで半導体スイッチング素子１１３，１１６の各ゲートを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、車載用スイッチング電源装置に関する。
特許文献１に開示された力率改善装置においては、スイッチング損失の少ない電流臨界モード（軽負荷時対応）で動作させるようにするために主スイッチング素子のオフ期間に１次巻線電流がゼロになったことを検出するゼロ電流検出手段の検出結果に基づいてスイッチング素子をオンするようにしている。
特開２００８−１９３８１８号公報（図１、図２）
ところで、車載用スイッチング電源装置の走行時における実使用領域内の状態より負荷が大きい状態において、メインバッテリから補機バッテリへの電力伝送効率の向上が望まれている。
そこで本発明は、実使用領域内よりも負荷が大きい状態においても第１のバッテリから第２のバッテリへの電力伝送効率を向上させることができる車載用スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために本発明は、充電時にトランス１次側からトランス２次側に接続される第１のバッテリを充電するとともにトランス１次側からトランス３次側に接続される第２のバッテリを充電するように電力変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、充電時に前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力の力率改善動作および昇圧動作するための力率改善回路と、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと前記力率改善回路との間に設けられる平滑コンデンサと、充電時に前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータから前記第１のバッテリに電力伝送可能であるとともに、走行時に前記第１のバッテリから前記力率改善回路への入力に電力伝送可能に設けられた切替スイッチ回路とを有する車載用スイッチング電源装置であって、走行時における前記第１のバッテリの状態に応じて前記力率改善回路の電流モードを切り替える制御部を有することを特徴とする。
上記において、制御部は、前記第１のバッテリからの出力電力における実使用領域において前記力率改善回路の半導体スイッチング素子を電流臨界モードで制御するとともに、前記実使用領域内よりも負荷が大きい状態において前記力率改善回路の半導体スイッチング素子を電流連続モードで制御することを特徴とする。
また上記において、前記第１のバッテリは前記第２のバッテリよりも容量が大きいことを特徴とする。
本発明によれば、車載用スイッチング電源装置において、実使用領域内よりも負荷が大きい状態においても第１のバッテリから第２のバッテリへの電力伝送効率を向上させることができる。
本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 図１に示した本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。 図１に示した本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置における走行時の電流経路を示す図である。 図１に示した本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置における充電時の電流経路を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
［実施形態］
本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、充電時にトランス１次側からトランス２次側に接続される第１のバッテリ（例．車両高圧バッテリ）１００を充電するとともにトランス１次側からトランス３次側に接続される第２のバッテリ（例．車両低圧バッテリ）１６０を充電するように電力変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１３０と、充電時に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１３０における入力の力率改善動作および昇圧動作するための力率改善回路（ＰＦＣ回路）１１０と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１３０と力率改善回路１１０との間に設けられる平滑コンデンサ１１７と、充電時に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１３０から第１のバッテリ１００に電力伝送可能であるとともに、走行時に第１のバッテリ１００から力率改善回路１１０への入力に電力伝送可能に設けられた切替スイッチ回路１０１〜１０４とを有する車載用スイッチング電源装置であって、走行時における第１のバッテリ１００の状態に応じて力率改善回路１１０の電流モードを切り替える制御部（例．ＤＳＰ）１７０を有する。
また本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、上記において、制御部１７０は、第１のバッテリ１００からの出力電力における実使用領域において力率改善回路１１０の半導体スイッチング素子１１３，１１６を電流臨界モードで制御するとともに、実使用領域内よりも負荷が大きい状態において力率改善回路１１０の半導体スイッチング素子１１３，１１６を電流連続モードで制御する。
また本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、上記において、第１のバッテリ１００は第２のバッテリ１６０よりも容量の大きいものとされる。
以下、図１ないし図４を用いて、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成および動作を詳しく説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。図１において、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、走行時に車両高圧バッテリ１００からの直流電力を、切替スイッチ回路１０１の下側接点、切替スイッチ回路１０２の上側接点及び切替スイッチ回路１０３の上側接点を介して、ＰＦＣ回路(昇圧回路）１１０の入力部に供給するとともにＰＦＣ回路１１０の出力部に接続される平滑コンデンサ１１７、切替スイッチ回路１０４の上側接点を介して、車両高圧バッテリ１００に戻されるように構成する。
ＰＦＣ回路１１０は、コイル(リアクトル)１１１、ダイオード１１２及び半導体スイッチング素子１１３からなる第１の昇圧チョッパと、コイル(リアクトル)１１４、ダイオード１１５及び半導体スイッチング素子１１６からなる第２の昇圧チョッパとで構成され、ダイオード１１２及びダイオード１１５の各カソードは並列に接続される。
ダイオード１１２及びダイオード１１５の各カソードが並列に接続された接続点とグランドとの間に平滑コンデンサ１１７が接続される。平滑コンデンサ１１７の両端間には電圧検知器２３が置かれ、電圧検知器２３で検知された電圧値がＤＳＰ(Digital Signal Processor：デジタルシグナルプロセッサ)１７０の端子ＶINを介してＤＳＰ１７０に入力される。平滑コンデンサ１１７は、上記した第１の昇圧チョッパ及び第２の昇圧チョッパで昇圧された直流電圧を平滑する。
そして第１の昇圧チョッパにおいては、コイル１１１の一端が切替スイッチ回路１０２の固定接点に接続され、コイル１１１の他端がダイオード１１２のアノードに接続されるとともに半導体スイッチング素子１１３のドレインに接続される。半導体スイッチング素子１１３のソースはグランドに接続され、また半導体スイッチング素子１１３のゲートはＤＳＰ１７０のＧＤ11端子に接続され、ＤＳＰ１７０によりチョッパ制御される。
また第２の昇圧チョッパにおいては、コイル１１４の一端が切替スイッチ回路１０３の固定接点に接続され、コイル１１４の他端がダイオード１１５のアノードに接続されるとともに半導体スイッチング素子１１６のドレインに接続される。半導体スイッチング素子１１６のソースはグランドに接続され、また半導体スイッチング素子１１６のゲートはＤＳＰ１７０のＧＤ12端子に接続され、ＤＳＰ１７０によりチョッパ制御される。
コイル１１１とダイオード１１２のアノード間に電流検知手段(センサ)２１が置かれ、電流検知手段２１で検知された電流値がＤＳＰ１７０の端子ＩIN11を介してＤＳＰ１７０に入力される。またコイル１１４とダイオード１１５のアノード間に電流検知手段２２が置かれ、電流検知手段２２で検知された電流値がＤＳＰ１７０の端子ＩIN12を介してＤＳＰ１７０に入力される。
上記において電流検知手段２１はコイル１１１とダイオード１１２のアノード間に置かれる例について記載したが、コイル１１１と切替スイッチ回路１０２の固定接点の間に置かれるように構成し、そこで電流を検知してＤＳＰ１７０に与えてもよい。
また上記において電流検知手段２２はコイル１１４とダイオード１１５のアノード間に置かれる例について記載したが、コイル１１４と切替スイッチ回路１０３の固定接点の間に置かれるように構成し、そこで電流を検知してＤＳＰ１７０に与えてもよい。
ＤＳＰ１７０は、上述した電流検知手段２１，２２により検知されて各入力された電流値、電圧検知器２３により検知されて入力された電圧値、後述する電流値ＩOUT及び電圧値ＶOUTを基に所定の演算を実行することで所定の制御信号を生成して半導体スイッチング素子１１３，１１６のゲート、および、Ｈブリッジを構成するスイッチング回路１２０を構成する半導体スイッチング素子１２１〜１２４の各ゲートに印加する。これについては後述する。
Ｈブリッジを構成するスイッチング回路１２０を構成する半導体スイッチング素子１２１〜１２４の各ドレイン−ソース間にはスナバコンデンサ１２５〜１２８が接続される。
これについて更に説明すると、半導体スイッチング素子１２１と半導体スイッチング素子１２２とは直列に接続され、半導体スイッチング素子１２１のドレインは平滑コンデンサ１１７の一方に接続され、半導体スイッチング素子１２２のソースはグランドに接続されるとともに平滑コンデンサ１１７の他方に接続される。
また半導体スイッチング素子１２１のソースと半導体スイッチング素子１２２のドレインは互いに接続されるとともにトランス１３２の１次巻線に接続されるコイル１３１の一方に接続される。
半導体スイッチング素子１２３と半導体スイッチング素子１２４とは直列に接続され、半導体スイッチング素子１２３のドレインは平滑コンデンサ１１７の一方及び上記した半導体スイッチング素子１２１のドレインに接続され、半導体スイッチング素子１２４のソースはグランドに接続されるとともに平滑コンデンサ１１７の他方に接続される。
半導体スイッチング素子１２３のソースと半導体スイッチング素子１２４のドレインとは互いに接続されるとともにトランス１３２の１次巻線を介してコイル１３１の他方に接続される。
トランス１３２の２次側に設けられたダイオードブリッジは、ダイオード１３３ないし１３６で構成され、ダイオード１３３とダイオード１３４は直列に接続され、ダイオード１３５とダイオード１３６は直列に接続される。
ダイオード１３３のカソードとダイオード１３５のカソードは並列に接続されるとともに接続点がコイル１３７の一方に接続される。またコイル１３７の他方と平滑コンデンサ１３８の一端の間に電流検知手段１０５が置かれる。
ダイオード１３４のアノードとダイオード１３６のアノードは並列に接続されるとともに接続点が平滑コンデンサ１３８の他端に接続される。平滑コンデンサ１３８は、ダイオード１３３ないし１３６により構成されるダイオードブリッジにおける整流作用で直流にされた電圧を平滑する。
電流検知手段１０５で検知された電流はＤＳＰ１７０の端子ＩＨを介してＤＳＰ１７０に入力される。また平滑コンデンサ１３８の両端間には電圧検知器１０６が置かれ、電圧検知器１０６で検知された電圧はＤＳＰ１７０の端子ＶＨを介してＤＳＰ１７０に入力される。
このようにＰＦＣ回路１１０と、Ｈブリッジを構成するスイッチング回路１２０を含む絶縁ＤＣ／ＤＣ回路１３０とを用いて走行時におけるＤＣ／ＤＣ制御を行うようにしているので、ＰＦＣ回路１１０と絶縁ＤＣ／ＤＣ回路１３０とによるＤＣ／ＤＣ制御を、２ステージ化されたＤＣ／ＤＣ制御回路であるとも云える。
トランス１３２の３次巻線の補助巻線１４１の一端は、整流ダイオード１４３のアノードに接続され、ダイオード１４３のカソードは半導体スイッチング素子１４５のドレインに接続される。そして補助巻線１４１の他端は、グランドに接続される。
またトランス１３２の３次巻線の補助巻線１４２の一端は、グランドに接続されるとともに補助巻線１４２の他端は、整流ダイオード１４４のアノードに接続され、整流ダイオード１４４のカソードは半導体スイッチング素子１４６のドレインに接続される。半導体スイッチング素子１４５と半導体スイッチング素子１４６のソースは並列接続され、その接続点はコイル１４８の一端とダイオード１４７のカソードに接続される。
コイル１４８の他端はコンデンサ１４９の一端(プラス側)に接続され、コンデンサ１４９の他端(マイナス側)はグランドに接続される。またコイル１４８の他端はコイル１５０の一端に接続され、コイル１５０の他端はコンデンサ１５１の一端(プラス側)に接続される。コンデンサ１５１の他端(マイナス側)はグランドに接続される。コンデンサ１５１は車両低圧バッテリ１６０の電力供給源となる。半導体スイッチング素子１４５と半導体スイッチング素子１４６の各ゲートはＤＳＰ１７０からの制御信号により駆動される。
図２は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図であって、一例として平均化された出力電力(ＰOUT)に対する電流臨界モードおよび電流連続モードの周波数変移を図示したものである。
図２に示されるように本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置は、２ステージ化されたＤＣ／ＤＣコンバータの１段目に接続される昇圧チョッパ(昇圧回路)に設けられているコイル１１１，１１４に流れる電流のモードについて、平均化された出力電力(ＰOUT)に基づいてＤＳＰ１７０が電流臨界モードと電流連続モードとを効率的に切り換えて半導体スイッチング素子１１３，１１６の各ゲートを制御してスイッチング動作させるものである。
次に図１および図２を用いて本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。図１においてＤＳＰ１７０は、電流検知手段１０５で検知した電流を出力側の電流値として端子ＩＨを介してＤＳＰ１７０に取り込む。また電圧検知器１０６で検知した平滑コンデンサ１３８の両端における電圧を出力側の電圧値として端子ＶＨを介してＤＳＰ１７０に取り込む。
ＤＳＰ１７０は、取り込んだ出力側の電流値(これをＩOUTとする)と出力側の電圧値(これをＶOUTとする)とに基づいて平均化された電力値(これをＰOUTとする)をＤＳＰ１７０の演算機能を用いて算出する。
平均化された電力値(ＰOUT)によって軽負荷であるか重負荷であるかが判断される。なお、軽負荷の場合、図２に示すように周波数変移が緩やかな領域（実使用領域）と周波数変移が急峻な領域とが存在する。周波数変移が急峻な領域ではゲートドライバ(Ｇate-Ｄriver)による制御がやりづらいので、実際には周波数変移が緩やかな領域(実使用領域)で電流臨界モードによる制御を実施する。実使用領域では周波数変化が緩やかであって、半導体スイッチング素子１１３，１１６の各ゲートをゲートドライバが制御する場合のパルス幅変移はさほど大きなものにならなくて済む。
ここで、軽負荷における実使用領域とは、走行中に車両高圧バッテリ１００を利用してライト点灯、ワイパー操作、パワーウィンドウ操作など大電力を要さずに定常的に使用可能な領域を指している。これに比し、重負荷における実使用領域外は、車両高圧バッテリ１００を使用する場合であって駐車時などのハンドル操作で必要となるパワーステアリング操作、また衝突時に瞬発作動するＡＢＳ動作など大電力を要し且つ即応答性を要する領域を指す。
出力側の負荷が軽負荷である場合、ＤＳＰ１７０は電流臨界モードでスイッチング動作を行わせる。また出力側の負荷が重負荷である場合、ＤＳＰ１７０は電流連続モードでスイッチング動作を行わせる。この場合、図２に示されるように電流連続モードではスイッチング周波数が一定状態であるとして制御される。
なお電流臨界モードで動作させる場合、ＰＦＣ回路１１０の出力側に接続される平滑コンデンサ１１７の電圧を安定化させる必要がある。すなわち電流臨界モードで安定的に動作させるには平滑コンデンサ１１７の電圧が所定の電圧値になっていることが望ましい。
具体的には平滑コンデンサ１１７の電圧（Ｈブリッジを構成するスイッチング回路１２０の入力電圧）が３７０〜３８０Ｖ程度で一定になっていることが望ましい。そうするためにＤＳＰ１７０は上述した第１の昇圧チョッパおよび第２の昇圧チョッパを逐次動作させて平滑コンデンサ１１７の電圧を所定値になるよう制御する。
また、コイル１１１とダイオード１１２のアノード間に置かれている電流検知手段２１によりゼロ電流を検知し、これがＤＳＰ１７０の端子ＩIN11を介してＤＳＰ１７０に入力される。
さらに、コイル１１４とダイオード１１５のアノード間に置かれている電流検知手段２２によりゼロ電流を検知し、これがＤＳＰ１７０の端子ＩIN12を介してＤＳＰ１７０に入力される。
ＤＳＰ１７０は、ＧＤ11端子又はＧＤ12端子から半導体スイッチング素子１１３又は１１６の各ゲートに制御信号を送って半導体スイッチング素子１１３又は１１６をオンさせることで昇圧チョッパ動作を実行する。その場合、ＤＳＰ１７０は、スイッチオンさせるための制御信号の時間幅を、平滑コンデンサ１１７の電圧の値を基に、電流検知手段２１又は電流検知手段２２から得る各電流値を参考にして決めることになる。
このように本発明の車載用スイッチング電源装置においては、実使用領域内よりも負荷が大きい状態においても車両高圧バッテリ５１１から車両低圧バッテリ１６０への電力伝送効率を向上させることができる。
図３は、図１に示した本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置における走行時の電流経路を示す図である。図３では、各切替スイッチ回路の接点位置は図１に示した通りに設定されている。
走行時において車両高圧バッテリ１００から供給される電流は、切替スイッチ回路１０１の下側接点、入力側の切替スイッチ回路１０２及び切替スイッチ回路１０３の各上側接点を介してコイル１１１及びコイル１１４に流れる。そして、コイル１１１からダイオード１１２を介してまたコイル１１４からダイオード１１５を介して、平滑コンデンサ１１７を充電するように電流が流れる。
その一方、半導体スイッチング素子１１３，１１６の各ゲートに対する昇圧チョッパ動作で昇圧された電圧は平滑コンデンサ１１７に導かれる。車両高圧バッテリ１００から供給された電流は平滑コンデンサ１１７、切替スイッチ回路１０４の上側接点を経て車両高圧バッテリ１００に戻る。
さらに、ＤＳＰ１７０によって制御される、Ｈブリッジを構成するスイッチング回路１２０の半導体スイッチング素子１２１〜１２４を経て、平滑コンデンサ１１７に蓄積された電力がトランス１３２の１次巻線に供給される。
トランス１３２の１次巻線に供給された電力はトランス１３２の３次巻線１４１，１４２に誘起され、誘起された電流はダイオード１４３，１４４並びに半導体スイッチング素子１４５，１４６を経てコイル１４８に流れる。そして誘起された電流はコイル１４８からコンデンサ１４９に、またコイル１４８からコイル１５０に流れてコンデンサ１５１を充電し、車両低圧バッテリ１６０の電力供給源となる。
図４は、図１に示した本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置における充電時の電流経路を示す図である。図４を用いて充電時における動作を説明する。図４に示す本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置においては、充電用の電源として商用交流電源(ＡＣ)を利用する。
商用交流電源１０より入力された交流電力は、ＡＣ入力フィルタ２０によりノイズが除去されて切替スイッチ回路１０２の下側接点及び切替スイッチ回路１０３の下側接点を介してコイル１１１，１１４に印加される。より具体的には、商用交流電源１０のＬ相は、切替スイッチ回路１０２の下側接点に一端が接続されたコイル１１１を介して、また商用交流電源１０のＮ相は、切替スイッチ回路１０３の下側接点に一端が接続されたコイル１１４を介して交流電力が供給される。
いま、図４に示すように商用交流電源１０におけるＬ相の交流（正の半波）が流れた場合に、半導体スイッチング素子１１３のゲートを制御して半導体スイッチング素子１１３を動作させると、交流半波の電流がコイル１１１に流れて電磁気エネルギーがコイル１１１に蓄積される。
次に半導体スイッチング素子１１３を非動作にすると、コイル１１１に蓄積された電磁気エネルギーから電流が整流ダイオード１１２を介して平滑コンデンサ１１７に流れ、電磁気エネルギーが平滑コンデンサ１１７に蓄積される。
一方、商用交流電源１０におけるＮ相の交流（負の半波）が流れた場合に、半導体スイッチング素子１１６のゲートを制御して半導体スイッチング素子１１６を動作させ、交流半波の電流がコイル１１４に流れて電磁気エネルギーがコイル１１４に蓄積される。
そして半導体スイッチング素子１１６を非動作にすると、コイル１１４に蓄積された電磁気エネルギーから電流が整流ダイオード１１５を介して平滑コンデンサ１１７に流れ、電磁気エネルギーが平滑コンデンサ１１７に蓄積される。
このようにしてＰＦＣ１１０により入力された交流電力について昇圧動作を行うとともに、ＤＳＰ１７０によって半導体スイッチング素子１１３、１１６のゲートを制御することで力率改善を行うようにしている。
平滑コンデンサ１１７に蓄積されたＤＣに変換された電圧は、絶縁ＤＣ／ＤＣ回路１３０の入力段に設けられているＨブリッジ接続されたスイッチング回路１２０に印加される。
絶縁ＤＣ／ＤＣ回路１３０では当業者に良く知られているようにＤＣをＡＣに変換してトランス１３２の１次巻線を介してトランス巻線比に応じてトランス１３２の２次巻線にＡＣを誘起する。
２次巻線に誘起されたＡＣは、ダイオード１３３〜１３６により構成されたダイオードブリッジを介してＤＣに整流する。整流により得られたＤＣに変換された電圧はコイル１３７を介して平滑コンデンサ１３８に蓄積される。コンデンサ１３８に蓄積されたＤＣに変換された電圧は車両高圧バッテリ１００の充電に利用される。
なお、ＤＣからＡＣに変換する場合には、ＤＳＰ１７０は、Ｈブリッジ接続された半導体スイッチング素子１２１〜１２４のそれぞれペアリングしたゲートをＰＷＭ制御する。その際、半導体スイッチング素子１２１〜１２４のドレイン−ソース間に接続されたスナバコンデンサ１２５〜１２８によってソフトスイッチングを行わせる。
なお、上述した実施形態は、前記のものに限定されず、例えば、次のように具体化して実施するようにしてもよい。
（イ）電流検知手段１０５の位置を、切替スイッチ回路１０１と切替スイッチ回路１０２との間または切替スイッチ回路１０１と切替スイッチ回路１０３との間に配置するようにしてもよい。また、高圧バッテリ１００の正極側から切替スイッチ回路１０１を介して切替スイッチ回路１０２（切替スイッチ回路１０３）までの間における一点とシグナルグラウンドとの間にコンデンサを設け、そのコンデンサに電圧検知器１０６を設けてもよい。
（ロ）出力側の負荷が軽負荷の場合、電流臨界モードではなく電流不連続モードでもよい。この場合、電流連続モードと電流不連続モードとを切り替えるときに周波数を変える必要がないので電流モード切替時における電力変換効率を向上させることができる。さらに、軽負荷において電流不連続モードで制御して重負荷において電流臨界モードに制御してもよい。
（ハ）ＰＦＣ回路として、ブリッジレスＰＦＣ回路ではなく、ダイオードブリッジ回路と昇圧チョッパ回路とを組み合わせたものを使用してもよい。
１０ 交流(ＡＣ)電源
２０ 交流(ＡＣ)入力フィルタ
２１,２２,１０５ 電流検知手段(センサ)
２３,１０６ 電圧検知器
１０１〜１０４ 切替スイッチ回路
１１０ ＰＦＣ回路
１２０ Ｈブリッジを構成するスイッチング回路
１３０ 絶縁ＤＣ／ＤＣ回路
１７０ ＤＳＰ(デジタルシグナルプロセッサ)

Claims (3)

  1. 充電時にトランス１次側からトランス２次側に接続される第１のバッテリを充電するとともにトランス１次側からトランス３次側に接続される第２のバッテリを充電するように電力変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    充電時に前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力の力率改善動作および昇圧動作するための力率改善回路と、
    前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと前記力率改善回路との間に設けられる平滑コンデンサと、
    充電時に前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータから前記第１のバッテリに電力伝送可能であるとともに、走行時に前記第１のバッテリから前記力率改善回路への入力に電力伝送可能に設けられた切替スイッチ回路とを有する車載用スイッチング電源装置であって、
    走行時における前記第１のバッテリの状態に応じて前記力率改善回路の電流モードを切り替える制御部を有することを特徴とする車載用スイッチング電源装置。
  2. 前記制御部は、前記第１のバッテリからの出力電力における実使用領域において前記力率改善回路の半導体スイッチング素子を電流臨界モードで制御するとともに、前記実使用領域内よりも負荷が大きい状態において前記力率改善回路の半導体スイッチング素子を電流連続モードで制御することを特徴とする請求項１に記載の車載用スイッチング電源装置。
  3. 前記第１のバッテリは前記第２のバッテリよりも容量が大きいことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載用スイッチング電源装置。
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