CN110785919B - 功率转换装置、照明器具和电气设备 - Google Patents

Abstract

功率转换装置包括：整流电路，所述整流电路对交流电力进行整流；功率因数改善电路，所述功率因数改善电路具有开关元件和电感器，该整流电路的输出输入到所述功率因数改善电路，所述功率因数改善电路输出直流电压；检测绕组，所述检测绕组检测由该电感器产生的电压；以及控制部，利用该检测绕组检测到的电压输入到所述控制部，所述控制部驱动该开关元件，该控制部在该功率因数改善电路的动作开始时，执行使该开关元件的开关频率变化的第1控制，然后在执行与利用该检测绕组获得的电压同步地使该开关元件开关的第2控制的情况下，使自该第1控制向该第2控制转移时的该开关频率的变化量，比该第1控制开始时的该开关频率与该第2控制开始时的该开关频率的差值小。

Description

功率转换装置、照明器具和电气设备

技术领域

本发明涉及功率转换装置、照明器具以及电气设备。

背景技术

在将LED(Light Emitting Diode，发光二极管)作为光源的照明器具中确定了与输入电流的高频相关的规定。例如在日本国内，根据日本工业标准对输入电流的高频确定了极限值。因此，照明器具具备用于抑制输入电流的高频而改善功率因数的PFC(PowerFactor Correction，功率因数校正)电路。作为照明器具中的PFC电路的控制方法，通常能够使用电流临界模式。在专利文献1、2中记载了由电流临界模式进行的功率因数改善控制的内容。用于实现由电流临界模式进行的控制的专用的控制IC正在销售。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10-294191号公报

专利文献2：日本特开2015-213044号公报

发明内容

发明要解决的课题

在电流临界模式下的控制中，需要检测用在功率因数改善电路中的电感器的电流成为零的情况。作为用于检测电感器电流成为零的情况的零电流检测部件，例如使用设置于电感器的次级绕组。但是，在功率因数改善电路刚刚开始了动作后，次级绕组的输出电压小，无法准确地检测到零电流。

那么，在无法检测次级绕组的输出电压的情况下，考虑使用具备以一定的周期反复进行开关动作的保护功能的专用的控制IC。例如，在专利文献1、2中记载了在功率因数改善电路刚刚开始了动作后以预先确定的固定的频率对开关元件进行开关控制，然后变更为电流临界模式的方法。

但是，在上述的控制中，在将控制从固定的频率变更为电流临界模式时，开关元件的开关频率骤变，功率因数改善电路的输出电压大幅地变动。例如在控制LED等光源的情况下，当功率因数改善电路的输出电压大幅地变动时，向光源供给的电流变动而发生光源的闪烁。

为了避免上述这样的恶劣影响，在想要使次级绕组的匝数增加而获得更大的输出时，在次级绕组产生的损耗增加，电感器大型化，用于检测零电流的电路中的损耗增加。

本发明是为了解决上述的问题而做成的，目的在于提供能够减少功率因数改善电路的开关元件的开关频率的变化量的功率转换装置、照明器具以及电气设备。

用于解决课题的方案

本发明的功率转换装置的特征在于，包括：整流电路，该整流电路对交流电力进行整流；功率因数改善电路，该功率因数改善电路具有开关元件和电感器，该整流电路的输出被输入到该功率因数改善电路，该功率因数改善电路输出直流电压；检测绕组，该检测绕组检测由该电感器产生的电压；以及控制部，利用该检测绕组检测到的电压被输入到该控制部，该控制部驱动该开关元件，该控制部在该功率因数改善电路的动作开始时，执行使该开关元件的开关频率变化的第1控制，然后在执行与利用该检测绕组获得的电压同步地使该开关元件开关的第2控制的情况下，使自该第1控制向该第2控制转移时的该开关频率的变化量，比该第1控制开始时的该开关频率与该第2控制开始时的该开关频率的差值小。

本发明的照明器具包括功率转换装置以及光源，该光源是与该功率转换装置的输出相连接的LED(Light Emitting Diode)或有机EL(Electro Luminescence)，该功率转换装置的特征在于，包括：整流电路，该整流电路对交流电力进行整流；功率因数改善电路，该功率因数改善电路具有开关元件和电感器，该整流电路的输出被输入到该功率因数改善电路，该功率因数改善电路输出直流电压；检测绕组，该检测绕组检测由该电感器产生的电压；以及控制部，利用该检测绕组检测到的电压被输入到该控制部，该控制部驱动该开关元件，该控制部在该功率因数改善电路的动作开始时，执行使该开关元件的开关频率变化的第1控制，然后在执行与利用该检测绕组获得的电压同步地使该开关元件开关的第2控制的情况下，使自该第1控制向该第2控制转移时的该开关频率的变化量，比该第1控制开始时的该开关频率与该第2控制开始时的该开关频率的差值小。

本发明的电气设备包括功率转换装置以及负载，该负载与该功率转换装置的输出相连接，该功率转换装置的特征在于，包括：整流电路，该整流电路对交流电力进行整流；功率因数改善电路，该功率因数改善电路具有开关元件和电感器，该整流电路的输出被输入到该功率因数改善电路，该功率因数改善电路输出直流电压；检测绕组，该检测绕组检测由该电感器产生的电压；以及控制部，利用该检测绕组检测到的电压被输入到该控制部，该控制部驱动该开关元件，该控制部在该功率因数改善电路的动作开始时，执行使该开关元件的开关频率变化的第1控制，然后在执行与利用该检测绕组获得的电压同步地使该开关元件开关的第2控制的情况下，使自该第1控制向该第2控制转移时的该开关频率的变化量，比该第1控制开始时的该开关频率与该第2控制开始时的该开关频率的差值小。

可在以下说明中清楚描述本发明的其他特征。

发明效果

采用本发明，在功率因数改善电路刚刚开始了动作后，在不利用用于检测功率因数改善电路的电感器电流成为了零的零电流检测部的前提下，使开关元件的开关频率变动，然后与利用零电流检测部获得的信号同步地控制开关元件，所以能够防止开关元件的开关频率急剧地变化。

附图说明

图1是实施方式1的照明器具的电路图。

图2是零电流检测部的电路图。

图3是电流控制电路的电路图。

图4是表示电流控制电路的控制例的波形图。

图5是表示功率因数改善电路的动作的波形图。

图6是电流不连续模式的波形图。

图7是由功率因数改善电路进行的升压动作开始后的各种波形图。

图8是表示开关频率的另一控制样式的波形图。

图9是表示实施方式1的照明器具的动作的流程图。

图10是控制部的硬件结构图。

图11是控制部的软件结构图。

图12是电流连续模式的波形图。

图13是在第1控制的期间中包含电流连续模式的情况下的波形图。

图14是表示实施方式2的控制的波形图。

图15是表示开关频率的另一控制样式的波形图。

图16是表示实施方式2的照明器具的动作的流程图。

图17是实施方式3的照明器具的电路图。

图18是表示Vpfc的振动的波形图。

具体实施方式

参照附图说明本发明的实施方式的功率转换装置、照明器具以及电气设备。对相同或对应的构成要素标注相同的附图标记，有时省略重复说明。另外，实施方式的记载并不限定本发明。

实施方式1.

图1是实施方式1的照明器具100的电路图。照明器具100包括整流电路3、功率因数改善电路5和平滑电容器6，上述功率因数改善电路5抑制自交流电源1输入的电流的高频，改善功率因数，上述平滑电容器6使功率因数改善电路5的输出电压平滑。

详细说明照明器具100的结构。在交流电源1与整流电路3之间设置有输入滤波器2。输入滤波器2具有减少与自交流电源1输入的电流重叠的高频噪声的功能。输入滤波器2具有线圈21和电容器22。具有线圈21和电容器22的串联电路与交流电源1并联连接。线圈21的一端与交流电源1的一端相连接，线圈21的另一端与电容器22的一端以及整流电路3相连接。电容器22的另一端与交流电源1和整流电路3相连接。

整流电路3具有将自交流电源1供给的交流电力转换为直流电力的功能。也就是说，整流电路3是对交流电力进行整流的电路。整流电路3配置在输入滤波器2与功率因数改善电路5之间。整流电路3由将4个二极管组合而成的二极管桥构成。整流电路3的结构并不限定于此，也可以将作为单向导通元件的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor-FieldEffect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)组合来构成。

电容器4与整流电路3的输出并联连接。电容器4的一端与直流母线的正极侧相连接，电容器4的另一端与直流母线的负极侧相连接。电容器4具有使整流电路3的输出电压平滑的功能。

功率因数改善电路5配置在整流电路3与电流控制电路7之间。功率因数改善电路5是供整流电路3的输出输入而输出直流电压的电路。功率因数改善电路5具有开关元件51、电感器52和二极管53。开关元件51例如是MOSFET。开关元件51切换自整流电路3输出的电流的路径。

电感器52在同一芯上绕线有初级绕组52a和次级绕组52b。随着开关元件51的通断，极性不同的电压施加于初级绕组52a。与初级绕组52a的施加电压和匝数比n相对应的电压被输出到次级绕组52b。次级绕组52b作为检测在电感器52产生的电压的检测绕组发挥功能。

功率因数改善电路5通过开关元件51的通断，使整流电路3的输出电压升压而输出到平滑电容器6。另外，功率因数改善电路5具有抑制输入电流的高频而改善功率因数的功能。

在图1中表示利用升压斩波电路构成功率因数改善电路5的例子。开关元件51的漏极在直流母线的正极侧与电感器52和二极管53相连接。开关元件51的源极在直流母线的负极侧与电容器4和平滑电容器6相连接。开关元件51的栅极与控制部9相连接。自控制部9输出的控制信号输入到开关元件51的栅极，控制开关元件51的通断。因而，功率因数改善电路5由控制部9控制。

电感器52在直流母线的正极侧配置在电容器4与开关元件51之间。电感器52的一端与电容器4的一端相连接，电感器52的另一端与开关元件51和二极管53相连接。二极管53在直流母线的正极侧配置在开关元件51与平滑电容器6之间。二极管53的阳极与电感器52和开关元件51相连接，二极管53的阴极与平滑电容器6相连接。

另外，功率因数改善电路5除升压斩波电路以外，能由升降压斩波电路、回扫电路、正激电路(fly-forward circuit)、SEPIC、Zeta转换器和Cuk转换器等电路构成。

平滑电容器6在直流母线处配置在功率因数改善电路5与电流控制电路7之间。平滑电容器6的一端与直流母线的正极侧相连接，平滑电容器6的另一端与直流母线的负极侧相连接。电流控制电路7与平滑电容器6相连接。电流控制电路7是控制向LED8输出的电流的大小的电路。

控制部9与开关元件51相连接。利用作为检测绕组的次级绕组52b检测到的电压被输入到控制部9，从而控制部9控制开关元件51。控制部9包括开关控制部91、输入电压检测部92、零电流检测部93、输出电压检测部94以及驱动部95。

输入电压检测部92、零电流检测部93以及输出电压检测部94的检测结果提供给开关控制部91。开关控制部91基于输入电压检测部92、零电流检测部93以及输出电压检测部94的检测结果，以使功率因数改善电路5的输出电压Vpfc与预先存储于开关控制部91的输出电压目标值一致的方式，输出用于对开关元件51进行通断控制的控制信号。在图1中表示Vpfc的值与平滑电容器6的高压侧的电压相等。

输入电压检测部92是检测电容器4的电压的部件。电容器4的电压与功率因数改善电路5的输入电压相等。由此，输入电压检测部92检测功率因数改善电路5的输入电压。输入电压检测部92向开关控制部91发送与检测结果相关的信号。

输出电压检测部94是检测平滑电容器6的电压的部件。平滑电容器6的电压与功率因数改善电路5的输出电压相等。由此，输出电压检测部94检测功率因数改善电路5的输出电压。输出电压检测部94向开关控制部91发送与检测结果相关的信号。

输入电压检测部92和输出电压检测部94能够设为例如利用串联连接的两个电阻将要检测的电压分压成能向开关控制部91输入的大小的电压的分压电路。

零电流检测部93是检测电感器52的初级绕组52a的电流成为了零的部件。零电流检测部93向开关控制部91发送与检测结果相关的信号。

图2是表示零电流检测部93的结构例的电路图。零电流检测部93为了将次级绕组52b的电压限制为能向开关控制部91输入的大小，具有电压限制用的齐纳二极管932和电流限制用的电阻931。

回到图1的说明。开关控制部91具备存储功率因数改善电路5的输出电压目标值的存储部。开关控制部91基于自输出电压检测部94接收的平滑电容器6的电压检测结果和上述的输出电压目标值，以使两者一致的方式输出开关元件51的通断控制用的信号。

自开关控制部91输出的信号在驱动部95被转换为能使开关元件51通断的大小的电压，输出到开关元件51的栅极。

电流控制电路7具有将自功率因数改善电路5输出的直流电压转换为能向LED8输入的直流电流的功能。图3是表示电流控制电路7的结构例的电路图。在图3中表示由降压斩波电路构成的电流控制电路7。

电流控制电路7具有MOSFET71、电感器72、二极管73以及电容器74。MOSFET71配置于直流母线的正极侧。MOSFET71的漏极与二极管53和平滑电容器6相连接。MOSFET71的源极与二极管73和电感器72相连接。优选是，MOSFET71的栅极与控制部9相连接，从而自控制部9向MOSFET71的栅极输入通断的控制信号。二极管73的阴极与MOSFET71和电感器72相连接。二极管73的阳极与平滑电容器6和电容器74相连接。

另外，电流控制电路7除降压斩波电路以外，能由升降压斩波电路、回扫电路、正激电路、SEPIC、Zeta转换器、Cuk转换器等电路构成。

图4是表示电流控制电路7的控制例的波形图。在图4中表示在LED8流动的电流I8、在电感器72流动的电流I72以及向MOSFET71的控制信号Cs的波形。当接通信号输入到MOSFET71的栅极时，形成通过平滑电容器6、MOSFET71、电感器72和电容器74的电流路径，电感器72的电流增加。

当断开信号输入到MOSFET71的栅极时，形成通过电感器72、电容器74和二极管73的电流路径，电感器72的电流减少至零。在预先确定的开关周期Tsw经过的时间点，接通信号再次输入到MOSFET71，使开关动作恢复。

如图4所示，在电感器72流动的电流I72成为三角波状的波形。并且，利用电容器74使输出到LED8的电流平滑化。因而，自电流控制电路7输出电感器72的电流的平均值。

在为了对LED8进行调光而控制LED8的电流时，将导通MOSFET71的开关周期Tsw设为恒定，使接通时间Ton变化。也就是说，依据输出电流的目标值调节接通时间Ton。将接通时间Ton与开关周期Tsw的比例称为占空比(duty)。将这样的通过调整接通时间Ton来获得期望的输出的控制方法称为占空比控制。

LED8由将多个LED串并联地连接而成的LED组构成。LED组的一端与直流母线的正极侧相连接，LED组的另一端与直流母线的负极侧相连接。

图5是说明图1所示的功率因数改善电路5的动作例的波形图。在图5中，从上表示电感器52的电流I52、自零电流检测部93输出的零电流检测信号Sz、开关元件51的漏极电压Vd和开关元件51的栅极电压Vg的波形。但这里为了说明，将使开关元件51的栅极电压通断的周期记载为比实际长。

在根据来自控制部9的信号接通开关元件51时，利用交流电源1、整流电路3、电感器52以及开关元件51形成闭合回路，交流电源1借助电感器52短路。因此，电源电流在该闭合回路中流动，电感器52的电流增加，能量蓄积于电感器52。

当经过由开关控制部91设定的接通时间时，断开开关元件51。由此，利用电感器52、二极管53以及平滑电容器6形成闭合回路，电感器52的电流减少，蓄积于电感器52的能量放出而对平滑电容器6进行充电。

当电感器52的电流减少时，次级绕组52b的电压也减少。在次级绕组52b的电压小于预先确定的值时，与次级绕组52b相连接的零电流检测部93检测到电感器52的电流成为了零，向开关控制部91发送与检测结果相关的信号。开关控制部91在电感器52的电流成为零后经过了预先确定的延迟时间后，再次接通开关元件51。作为该延迟时间的设置方法，能在开关元件51的漏极电压自如振动的期间内在电压振动的波底(日文：ボトム)附近使开关元件51接通。由此，能够抑制漏极电压的陡然变动，从而抑制起因于开关的噪声。也就是说，在次级绕组52b的电压成为0后，看到漏极电压的第1次振动的降低，然后接通开关元件51。将该动作称为电流临界模式。

一连串的开关元件51的接通、断开动作使在电感器52流动的电流的波形成为三角波状。该三角波状的波形的顶点成为虚线所示的那样的正弦波的包络线。此时，自交流电源1输入的电流通过输入滤波器2被平滑化，输入电感器电流的平均值，成为正弦波状的电流波形，从而改善功率因数。

开关控制部91自输出电压检测部94接受作为功率因数改善电路5的输出电压的Vpfc的信息，以能够实现设为目标的Vpfc的方式对开关元件51的接通时间进行反馈控制。

在进行反馈控制时，若接通时间大幅地变化，则在电感器52流动的电流I52的顶点的包络线不会成为正弦波，无法使输入电流为正弦波状。那么，将反馈控制的响应时间设定为使反馈控制的环路增益成为在交流电源1的1个周期的1/2周期以上时为1倍(0dB)以下。换言之，设定为在交流电源1的频率的两倍以下的频率下为1倍(0dB)以下。例如在电源频率为50Hz的情况下，相当于其一半周期(半波)的100Hz以下即周期10msec以上时使恒流反馈控制的环路增益设为1倍(0dB)以下，从而将恒流反馈控制设定为不会在比电源周期的1/2短的周期内进行响应。由此，在电源周期的1/2周期以内，开关元件51的接通时间的变动得到抑制，电感器52的电流I52的顶点的包络线成为正弦波状的波形。

另外，在反馈控制中，将接通时间的更新周期设为交流电源1的周期的一半或比一半长的周期，也能获得同样的效果。

在电感器52的初级绕组52a的电流成为了零的检测中，使用电感器52的次级绕组52b的输出电压。次级绕组52b的输出电压由施加于初级绕组52a的电压VL1以及次级绕组52b与初级绕组52a的匝数比n来决定。次级绕组52b的输出电压的大小能用VL1与n的积来表示。

初级绕组52a的电压VL1能用整流电路3的输出电压Vdb和功率因数改善电路5的输出电压Vpfc来表示。在开关元件51接通时，整流电路3的输出电压Vdb施加于初级绕组52a，所以VL1＝Vdb。而在开关元件51断开时，Vpfc与整流电路3的输出电压Vdb的差施加于初级绕组52a，所以VL1＝Vpfc-Vdb。

因而，开关元件51接通时的次级绕组52b的输出电压VL2为nVdb。开关元件51断开时的次级绕组52b的输出电压VL2为n(Vpfc-Vdb)。在零电流检测部93，将次级绕组52b的输出电压VL2限制为能向开关控制部91输入的大小，向开关控制部91发送信号。

在功率因数改善电路5开始升压动作之前，作为功率因数改善电路5的输出电压的Vpfc与整流电路3的输出电压Vdb相等。因此，在功率因数改善电路5刚刚开始了升压动作后，次级绕组52b的输出电压VL2为零。

另外，在功率因数改善电路5开始进行升压动作而功率因数改善电路5的输出电压Vpfc上升的中途，Vpfc与Vdb的差较小的期间作为次级绕组52b的输出电压VL2不能获得充分大的电压。次级绕组52b的输出电压VL2若不足够大，则无法检测到零电流。

为了在功率因数改善电路5刚刚开始了升压动作后作为次级绕组52b的输出电压VL2获得充分的大小的电压，有增大匝数比n的方法。但是，在匝数比n较大的情况下，在Vpfc充分地升压而VL2较大的状态下，在零电流检测部93的电阻931和齐纳二极管932产生的损耗增大。由此，在增大匝数比n时，电路效率下降。另外，电阻931和齐纳二极管932的发热增加，所以为了散热，需要增大零件尺寸等对策。

另外，为了增加次级绕组52b的匝数来增大匝数比n，需要加长次级绕组52b，所以成本增加。此外，次级绕组52b的匝数的增加使电感器52增大。由此，为了作为次级绕组52b的输出电压VL2获得充分的大小的电压来，不优选增加次级绕组52b的匝数。

为了在功率因数改善电路5刚刚开始了升压动作后作为次级绕组52b的输出电压VL2获得充分的大小的电压，也能在零电流检测部93设置放大电路。但是，通过设置放大电路而使零件件数增加，所以成本增加，并且电路复杂化，装置大型化。由此，不优选利用放大电路来放大次级绕组52b的输出电压VL2。

那么，在功率因数改善电路5刚刚开始了升压动作后无法检测零电流的情况下，考虑在接通了开关元件51后，以规定周期强制性地再次接通开关元件51。图6是以规定周期使开关元件51进行开关动作的情况下的波形图。呈现图6所示的波形的控制使电感器52的电流I52不连续，所以称为电流不连续模式。在该控制下，以预先确定的接通时间和断开时间对开关元件51进行开关。不利用次级绕组52b的输出电压VL2。由此，在功率因数改善电路5的升压动作开始后的零电流无法被检测的期间内，也能以恒定的频率使开关元件51通断。

当在一定期间内继续进行图6所示的动作时，作为次级绕组52b的输出电压VL2能够获得充分的大小的电压。在功率因数改善电路5的升压动作开始后，若次级绕组的输出电压VL2的大小达到能够检测零电流的大小，则向利用了次级绕组52b的输出电压VL2的控制转移。也就是说，向电流临界模式转移。在该转移的前后，存在开关元件51的开关频率急剧地变化的问题。当开关元件51的开关频率急剧地变化时，Vpfc发生变动，与后级相连接的电流控制电路7的输出电流变动，存在LED8的光输出发生闪烁的隐患。

那么，在本发明的实施方式1中，提出了在自利用次级绕组52b无法检测零电流而强制性地再次接通开关元件51的控制向电流临界模式转移时，防止开关频率的急剧的变化的方法。

图7是表示由实施方式1的功率因数改善电路5进行的升压动作开始后的各种波形的波形图。在时刻t1前的期间内，经由二极管53对平滑电容器6进行充电。时刻t1前的期间是LED8灭灯的状态，所以平滑电容器6被充电至交流电源1的振幅峰值并保持在此。因此，功率因数改善电路5的输出电压Vpfc成为交流电源1的峰值电压。

在时刻t1，在交流电源1与输入滤波器2相连接的状态下，功率因数改善电路5开始升压动作。在功率因数改善电路5刚刚开始了开关动作后，Vp与Vpfc的差值ΔV(Vpfc-Vp)较小，不能获得零电流检测所需的次级绕组52b的输出电压VL2。在作为不能获得充分的输出电压VL2的期间的期间P1内，利用由开关控制部91预先确定的频率控制使开关元件51通断。“频率控制”是在不参照次级绕组52b的输出电压的前提下以预先确定的周期使开关元件51通断的控制。

在图7中表示差值阈值。差值阈值是Vpfc升高并且次级绕组52b的输出电压VL2升高至能够检测的程度时的差值ΔV。当差值ΔV达到差值阈值时，能够进行由电流临界模式进行的控制。期间P1是从开始了升压动作的时刻t1到差值ΔV达到了差值阈值的t2的期间。在期间P1实施频率控制。

当到了时刻t2时，Vpfc升压，差值ΔV上升，次级绕组52b的输出电压VL2上升至能够检测的电平。开关控制部91存储有差值阈值，检测差值ΔV超过了差值阈值。开关控制部91在检测到差值ΔV超过了差值阈值时，使开关元件51的控制从频率控制变更为电流临界模式。向电流临界模式转移后的期间表示为期间P2。

在图7中表示了在对功率因数改善电路5进行频率控制的期间P1内，差值ΔV越大，使开关频率越高。也就是说，在期间P1内，开关元件51的开关频率不是恒定的，随着时间的经过而提高开关元件51的开关频率。由此，能够减小从频率控制向电流临界模式转移时的开关频率的变化。优选以使频率控制的末期的开关频率与电流临界模式控制中的平均开关频率一致的方式使期间P1内的开关频率变化。

图8是表示开关频率的另一控制样式的波形图。在对开关元件51进行频率控制的期间P1内，差值Δ越大，使开关频率越高。在本例中，频率控制的末期的开关频率f2与电流临界模式控制中的平均频率f3的差即ΔF1，比开始了频率控制的时刻t1的开关频率f1与电流临界模式控制中的平均频率f3的差值ΔF2小。这是在期间P1内提高开关频率而使f2比f1大从而获得的效果。在图7和图8的任一者的情况下，都能抑制开关频率在作为控制变更时机的时刻t2的急剧变化，所以能够抑制功率因数改善电路5的输出电压变动。

控制部9实施上述的控制。也就是说，控制部9在功率因数改善电路5的动作开始时，执行使开关元件51的开关频率变化的第1控制，然后执行使开关元件51与利用检测绕组获得的电压同步地开关的第2控制。在本实施方式中，频率控制对应于第1控制，电流临界模式对应于第2控制。并且，控制部9在该情况下使自第1控制向第2控制转移时的开关频率的差即ΔF1，比第1控制的开始时的开关频率与第2控制的开始时的开关频率的差值ΔF2小。在图8中公开了使ΔF1比ΔF2小的控制。在图7中表示在第1控制下使开关元件51的开关频率连续地变化，使第1控制的结束时的开关元件51的开关频率与第2控制的开始时的开关元件51的开关频率一致。自第1控制向第2控制转移时的开关频率的变化量优选为零。但是，在使ΔF1比ΔF2小时，能够抑制Vpfc的变动，所以具有抑制光源闪烁的效果。

图9是表示实施方式1的照明器具100的动作的流程图。在将电源接通到功率因数改善电路5时，在步骤S1，控制部9起动。接着，在步骤S2，输入电压检测部92检测输入电压峰值Vp。输入电压峰值Vp是记载为图1的Vp的场所的电压峰值。接着，在步骤S3，输出电压检测部94检测Vpfc。

然后，在步骤S4，开关控制部91运算差值ΔV(Vpfc-Vp)。以预先确定的周期执行差值ΔV的运算。当差值ΔV的周期性的运算开始时，在步骤S5开始由功率因数改善电路5进行的升压动作。由此，上述的频率控制开始。

在功率因数改善电路5的升压动作开始后，在步骤S6判定差值ΔV和差值阈值的大小。在差值ΔV小于差值阈值的情况下，在步骤S7继续进行频率控制，在步骤S8再次检测Vpfc，在步骤S9使用最新的Vpfc运算差值Δ。

另一方面，在差值ΔV为差值阈值以上的情况下，在步骤S10，自频率控制向电流临界模式转移。电流临界模式开始时的开关元件51的开关频率根据负载和电路常数来决定。然后，继续进行使用了次级绕组52b的动作，结束顺序。这样，在Vp与输出电压Vpfc的差值ΔV达到了预先确定的差值阈值时，利用控制部9自第1控制向第2控制转移。

能将市场上出售的模拟IC组合而构成开关控制部91。在将模拟IC组合而构成开关控制部91的情况下，用于实现差值ΔV的运算、差值ΔV与差值阈值的大小判定以及自第1控制向第2控制的控制变更的电路变得复杂，零件件数增加。因此，通过将开关控制部91实现为使用了微型计算机或CPU等运算装置的软件，能够简化电路结构，抑制零件件数的增加。

利用图10的接收装置9a和处理电路9b实现图1的驱动部95和开关控制部91的各功能。接收装置9a是接收向开关控制部91输入的各种各样的信息的装置。处理电路9b是专用的硬件。处理电路9b例如相当于将单一电路、复合电路、程序化后的处理器、并联程序化后的处理器、ASIC、FPGA或将这些构件组合后得到的构件。既可以利用处理电路9b分别实现驱动部95和开关控制部91的各功能，也可以利用处理电路9b统一实现各部分的功能。

图11是表示利用软件实现的控制部9的框图。在该情况下，图1的输入电压检测部92、零电流检测部93以及输出电压检测部94是图11的接收装置30。在处理电路为CPU的情况下，利用软件、固件或软件与固件的组合来实现图1的开关控制部91和驱动部95的各功能。软件或固件描述为程序，存储于存储器34。作为处理电路的处理器32将存储于存储器34的程序读出并执行，从而实现各部分的功能。即，具有存储器34，其用于存储结果会执行在图9的流程图以及实施方式1中说明的动作的程序。该程序也可以说是使计算机执行上述的次序或方法。这里，存储器相当于例如RAM、ROM、闪存盘、EPROM、EEPROM等非易失性或易失性的半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、微型光盘、小型磁盘以及DVD。另外，也可以利用专用的硬件实现控制部9的各功能的一部分，利用软件或固件实现一部分。

上述的结构以及控制方法能在不失去其特征的范围内进行各种各样的变形。以下，说明若干变形例。在实施方式1中，例如在图7所示的升压动作刚刚开始后的期间P1内使开关元件51的开关频率变化是重要的。变化的过程没有特别限定。可以在整个期间P1连续地增加开关元件51的开关频率，也可以在期间P1的一部分增加开关元件51的开关频率。也可以在期间P1内使开关频率阶段性地上升。

在实施方式1中，说明了将具有整流电路3、功率因数改善电路5、用作检测绕组的次级绕组52b以及控制部9的功率转换电路用于LED8的控制的照明器具100。也就是说，使该功率转换电路的输出经由电流控制电路7与LED8相连接。但是，该功率转换电路通常能够使用于输入电源的设备。例如，能将电机等负载连接于该功率转换装置的输出。将该功率转换装置和负载总称为电气设备。

在实施方式1中，在图6所示的电流不连续模式下进行了频率控制后，向电流临界模式转移。换言之，在第1控制的期间中，在电流不连续模式下进行开关元件51的通断。但是，也可以在第1控制的期间中以电流连续模式进行开关元件51的通断。图12是在电流连续模式下使开关元件51进行了动作时的波形图。电流连续模式是在电感器52的电流I52成为0之前接通开关元件51的控制方法。电流连续模式与电流不连续模式同样，是不参照次级绕组52b的输出电压VL2的开关元件51的控制方法。

图13是在第1控制的期间中采用了基于电流连续模式的控制的情况下的波形图。在从时刻t1到时刻ta的期间内，在电流不连续模式下使功率因数改善电路5进行动作，在从时刻ta到时刻t2的期间内，在电流连续模式下使功率因数改善电路5进行动作。电流连续模式是以高于电流临界模式的开关频率进行动作的模式。通过使自第1控制向第2控制转移时的开关频率的变化量ΔF1小于第1控制开始时的开关频率f1与第2控制开始时的开关频率f2的差值ΔF2，能够避免控制变更时的开关频率的急剧变化。

这样，控制部9能在第1控制的期间中使开关元件51在电流不连续模式或电流连续模式下进行动作，在第2控制的期间中使开关元件51在电流临界模式下进行动作。

在实施方式1中，说明了光源为LED8的情况，但例如也可以使用有机EL(ElectroLuminescence，场致发光)等与LED不同的光源。在实施方式1中说明的变形例也能应用于以下的实施方式的功率转换装置、照明器具以及电气设备。另外，以下的实施方式的功率转换装置、照明器具以及电气设备与实施方式1的共通点较多，所以以与实施方式1的不同点为中心进行说明。

实施方式2.

在实施方式1中，在差值ΔV达到了差值阈值的时间点自频率控制向电流临界模式转移，但在实施方式2中着眼于输出电压Vpfc地转移控制。

图14是表示实施方式2的控制的波形图。在连接了交流电源1并且功率因数改善电路5开始进行升压动作之前的期间内，经由二极管53对平滑电容器6进行充电。该期间使LED8灭灯，所以平滑电容器6被充电至交流电源1的振幅峰值并保持。因此，功率因数改善电路5的输出电压Vpfc成为交流电源1的峰值电压。

在成为功率因数改善电路5的动作开始的时刻t1之前，利用输入电压检测部92检测输入电压峰值Vp。检测到的Vp的信息被发送到开关控制部91。开关控制部91存储有根据Vp的信息导出成为能够检测输出电压VL2的Vpfc的阈值的程序或工作表。将成为能够检测输出电压VL2的Vpfc的阈值称为输出电压阈值。开关控制部91根据上述的程序或工作表算出与自输入电压检测部92接受的Vp的信息相对应的输出电压阈值。

在成为时刻t1时，功率因数改善电路5开始进行升压动作。升压动作的初期不能获得零电流检测所需的次级绕组52b的输出电压VL2，所以对功率因数改善电路5进行频率控制。在功率因数改善电路5开始进行了开关动作后，当Vpfc升压时，上升至能够检测输出电压VL2的电平。

开关控制部91在Vpfc超过了之前算出的输出电压阈值时使开关元件51的控制自频率控制向电流临界模式变更。换言之，控制部9在输出电压Vpfc达到了预先确定的输出电压阈值时，自第1控制向第2控制转移。通过这样在Vpfc达到了输出电压阈值的时机变更控制，不需要进行在实施方式1中需要进行的差值ΔV运算，所以能够减轻开关控制部91的运算负担。

此外，在对功率因数改善电路5进行频率控制的期间P1内，Vpfc越大，使开关频率越高，从而防止了在自频率控制向电流临界模式转移时开关频率急剧变化。在图14中表示在自频率控制向电流临界模式变更控制的前后使开关频率一致。这样，优选使频率控制的末期的开关频率与电流临界模式控制的开始时期的开关的平均频率一致。

图15是表示开关频率的另一控制样式的波形图。在对功率因数改善电路5进行频率控制的期间内，Vpfc越大，使开关频率越高，从而能使自第1控制向第2控制转移时的开关频率的变化量ΔF3小于第1控制开始时的开关频率与第2控制开始时的开关频率的差值ΔF4。

图16是表示实施方式2的照明器具的控制方法的流程图。当接通电源时，在步骤Sa使控制部9起动。接着，在步骤Sb，开关控制部91自输入电压检测部92接受Vp的信息。接受Vp的有效值例如为100V、200V或242V的信息。并且，开关控制部91算出与Vp相对应的输出电压阈值。将Vp与输出电压阈值的对应作为工作表事先保存于开关控制部91，从而能够利用该工作表导出输出电压阈值。这样，在功率因数改善电路5的动作开始时，根据Vp决定输出电压阈值。优选是，Vp越高，使输出电压阈值越高，Vp越低，使输出电压阈值越低。

接着，使处理进入步骤Sc。在步骤Sc中，基于来自开关控制部91的指令使开关元件51的通断开始，从而开始功率因数改善电路5的动作。在功率因数改善电路5的动作的初期，对开关元件51进行频率控制。接着，在步骤Sd中，利用开关控制部91判定由输出电压检测部94检测到的Vpfc和输出电压阈值的大小。在Vpfc小于输出电压阈值的情况下，进入步骤Se，继续进行频率控制。然后，在步骤Sf再次检测Vpfc，再次进行步骤Sd的判定。在步骤Sd，若判定Vpfc为输出电压阈值以上，则进入步骤Sg，向电流临界模式转移。然后，继续进行基于电流临界模式的控制。

在实施方式2中，控制部9根据反映了向功率因数改善电路5的输入电压的值即Vp，确定输出电压阈值。也就是说，使输出电压阈值可变。但是，在预先确定功率转换装置的Vp的情况下，不需要用于决定输出电压阈值的流程。例如在功率转换装置为AC100V专用品时，不需要用于决定输出电压阈值的流程，能够利用预先确定的1个输出电压阈值。

实施方式3.

图17是实施方式3的照明器具200的电路图。照明器具200进行与在实施方式1中说明的照明器具100基本相同的动作。在实施方式1中，利用控制部9主要控制功率因数改善电路5，但实施方式3的控制部9不仅控制功率因数改善电路5，而且控制电流控制电路7。电流控制电路7是与功率因数改善电路5的输出相连接，将自功率因数改善电路5输出的直流电压转换为直流电流的电路。

实施方式3的控制部9包括检测在LED8流动的电流的电流检测部件10和接受电流检测部件10的输出的电流检测部96。作为电流检测部件10，能够利用例如分流电阻或霍尔式传感器。电流检测部96对开关控制部91发送LED电流的信息。开关控制部91利用驱动部95对MOSFET71进行通断控制，从而控制电流控制电路7输出的电流。

在使功率因数改善电路5的开关元件51的控制自频率控制向电流临界模式变更的时机，频率哪怕有少许变化，Vpfc都会振动。图18是表示Vpfc随着控制变更而振动的波形图。在图18中表示Vpfc自作为控制变更时机的时刻t2发生振动，随着时间的经过，Vpfc的振动衰减。该振动例如以100msec的程度衰减。

为了将电流控制电路7的输出保持为恒定，需要对Vpfc的振动高速地响应。那么，实施方式3的控制部9在自第1控制向第2控制转移之前的预先确定的期间和自第1控制转移为第2控制后的预先确定的期间内，与功率因数改善电路5的输出电压Vpfc稳定为恒定值的状态相比，提高电流控制电路7的响应速度。电流控制电路7的响应速度是指使电流检测部96的检测结果反映于MOSFET71的控制的速度。电流控制电路7的响应速度越高，电流检测部96的检测结果越被迅速地反映于MOSFET71的控制。

例如，使从时刻t2的前100msec到时刻t2的后100msec的期间内的电流控制电路7的响应速度，比Vpfc达到了目标值的t3以后的电流控制电路7的响应速度快。换言之，只在开关元件51的控制变更的前后的较短的期间内使电流控制电路7的响应速度比t3以后的期间快。由此，能将电流控制电路7的输出保持为大致恒定。

将提高电流控制电路7的响应速度的期间称为高速响应期间。为了执行上述的控制，开关控制部91必须确定高速响应期间。开关控制部91是功率因数改善电路5的控制主体，所以能够容易确定高速响应期间。也就是说，开关控制部91定期地比较差值ΔV与差值阈值，所以能够检测到控制变更的时机渐渐接近、成为了控制变更时机以及经过了控制变更后的一定期间。能够根据以上的检测结果简单地确定上述的高速响应期间。

这样，通过使用1个控制部9进行功率因数改善电路5和电流控制电路7的控制，能在功率因数改善电路5的控制变更时提高电流控制电路7的响应速度。由此，能够防止以下情况：由于在功率因数改善电路5中变更控制时产生的微弱的Vpfc振动而使在LED8流动的电流变动致使LED8闪烁。

在实施方式3中说明的方法对于开关频率在开关元件51的控制变更的时机可能在一定程度上变动的所有控制是有效的。因而，也能使实施方式3的方法与在实施方式1、2或实施方式1、2的变形中说明的开关元件51的控制方法组合。

另外，也可以将在上述的各实施方式中说明的技术的特征组合而提高本发明的效果。

附图标记说明

5、功率因数改善电路；51、开关元件；52、电感器；52a、初级绕组；52b、次级绕组；9、控制部。

Claims (11)

1.一种功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置包括：

整流电路，所述整流电路对交流电力进行整流；

功率因数改善电路，所述功率因数改善电路具有开关元件和电感器，所述整流电路的输出被输入到所述功率因数改善电路，所述功率因数改善电路输出直流电压；

检测绕组，所述检测绕组检测由所述电感器产生的电压；以及

控制部，利用所述检测绕组检测到的电压被输入到所述控制部，所述控制部驱动所述开关元件，

所述控制部在所述功率因数改善电路的动作开始时，执行使所述开关元件的开关频率变化的第1控制，然后在执行与利用所述检测绕组获得的电压同步地使所述开关元件开关的第2控制的情况下，使自所述第1控制向所述第2控制转移时的所述开关频率的变化量，比所述第1控制开始时的所述开关频率与所述第2控制开始时的所述开关频率的差值小。

2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

在所述第1控制中，使所述开关元件的开关频率连续地变化，使所述第1控制的结束时的所述开关元件的开关频率与所述第2控制的开始时的所述开关元件的开关频率一致。

3.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置具备检测所述功率因数改善电路的输出电压的输出电压检测部，

所述控制部依据所述输出电压检测部的输出使所述第1控制中的所述开关元件的开关频率变化。

4.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置包括：

输入电压检测部，所述输入电压检测部检测所述功率因数改善电路的输入电压；以及

输出电压检测部，所述输出电压检测部检测所述功率因数改善电路的输出电压，

所述控制部在所述输入电压与所述输出电压的差值达到了预先确定的差值阈值时，自所述第1控制向所述第2控制转移。

5.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置具备检测所述功率因数改善电路的输出电压的输出电压检测部，

所述控制部在所述输出电压达到了预先确定的输出电压阈值时，自所述第1控制向所述第2控制转移。

6.根据权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置具备检测所述功率因数改善电路的输入电压的输入电压检测部，

所述控制部根据所述输入电压确定所述输出电压阈值。

7.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

自所述第1控制向所述第2控制转移时的所述开关频率的变化量为零。

8.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述控制部在所述第1控制的期间中，使所述开关元件在电流不连续模式或电流连续模式下进行动作，在所述第2控制的期间中，使所述开关元件在电流临界模式下进行动作。

9.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述功率转换装置具备电流控制电路，所述电流控制电路与所述功率因数改善电路的输出相连接，将自所述功率因数改善电路输出的直流电压转换为直流电流，

所述控制部在自所述第1控制向所述第2控制转移之前的预先确定的期间和自所述第1控制转移为所述第2控制后的预先确定的期间内，与所述功率因数改善电路的输出电压稳定为恒定值的状态相比，提高所述电流控制电路的响应速度。

10.一种照明器具，其特征在于，

所述照明器具包括：

权利要求1～9中任一项所述的功率转换装置；以及

光源，所述光源是与所述功率转换装置的输出相连接的LED或有机EL。

11.一种电气设备，其特征在于，

所述电气设备包括：

权利要求1～9中任一项所述的功率转换装置；以及

负载，所述负载与所述功率转换装置的输出相连接。

Images