JP2016058504A - 半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置 - Google Patents

半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置 Download PDF

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Abstract

【課題】半導体レーザ励起固体レーザにおいて、高い変換効率を実現しつつスイッチングによる光ノイズを低減する。
【解決手段】半導体レーザ励起固体レーザ１００の半導体レーザ１０１に電力供給する電源回路として、変換効率がよい電圧変換式で、かつ半導体レーザ励起固体レーザ１００の固体レーザの緩和振動周波数ｆＲＯより十分高いスイッチング周波数をもつスイッチング電源回路１１を使用することにより、スイッチングノイズに起因する光ノイズを低減した。さらに、トランジスタ（Ｑ２）と電流モニター用の抵抗Ｒｓとで生じる電圧降下の大きさを示す電位を、抵抗Ｒ３を介してスイッチング電源回路１１のフィードバック入力端子１１ｂに入力した。これにより、半導体レーザ１０１の順方向電圧が変わってもスイッチング電源回路１１からの供給電圧が半導体レーザ１０１の駆動に必要な値に制御され、トランジスタ（Ｑ２）の発熱が必要最小限に抑えられる。
【選択図】図３

Description

本発明は、半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置に関し、半導体レーザ励起固体レーザの光ノイズの低減と変換効率の向上とを実現する技術に関する。
可視領域や紫外線領域、近赤外線領域の波長で連続動作し、レーザパワー（出力）が概ね１Ｗ未満のレーザは、最近の十数年で気体レーザから半導体レーザや、半導体レーザによって固体レーザを励起する半導体レーザ励起固体レーザへの置き換えが進みつつある。これらのレーザは検査装置や分析装置、計測装置に組み込まれて使用されることが多いために、小型で低消費電力であることが要求される。
一方、電源電圧を所望の電圧に変換するスイッチング電源は一般に変換効率がよいので、現在では、交流から直流への変換、および直流から直流への変換に幅広く用いられている。レーザの分野においても、半導体レーザ励起固体レーザではないが、半導体レーザの駆動回路の一部にスイッチング電源を利用することが知られている（例えば、特許文献１〜３参照）。
特開２００５−３４９４３０号公報 米国特許第８５７１０７９号明細書 米国特許第７９７８７４３号明細書
小型で低消費電力であることが要求される半導体レーザ励起固体レーザにおいても、励起用の半導体レーザの駆動や温度制御のための電子冷却素子の駆動には、スイッチング電源が適していると思われる。
半導体レーザは電圧対電流特性がその温度により変化し、またわずかな電圧の変化で電流が大きく変化するので、半導体レーザ励起固体レーザにおいても半導体レーザを駆動するときは電圧を制御するのではなく、電流を直接的に制御するか、レーザパワーが所定の値で一定になるように電流を間接的に制御することが多い。ここでのレーザパワーは、半導体レーザの出力及び半導体レーザによって励起した固体レーザの出力のどちらでもよい。このような電流制御のために半導体デバイスを使用して半導体レーザを能動的に制御すると、高い変換効率で一定の電圧を出力するスイッチング電源を使用したとしても、電流制御のための半導体デバイスでの電圧降下が大きくなると、結局、半導体レーザ励起固体レーザのエネルギー変換効率は低下してしまう。
この問題を回避するために特許文献２及び特許文献３の発明では、電流制御のための半導体デバイスによる電圧降下量を示す電圧情報に基づいてスイッチング電源を制御することで、半導体レーザを駆動する半導体デバイスにおける電圧降下が小さくなるようにしている。前者ではあらかじめプログラムされたマイクロコントローラを使用することにより、また後者ではターゲットコントロールと呼ぶ複雑な回路を使用することにより、スイッチング電源の出力電圧を制御しており、どちらも複雑な制御を必要としている。
半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置では、このスイッチング電源が別の観点で問題となる。スイッチング電源は、当該スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンオフ時間比率（デューティーサイクル）を制御することで（パルス幅変調：ＰＷＭ）、負荷の状態が変わっても出力電圧が一定になるような動作をする。この出力電圧はコンデンサ（Capacitor）やインダクタなどで構成される平滑回路によって平滑化されているものの、スイッチング動作の周波数と同じ周波数をもつリップルが含まれたものとなる。多くの場合、このスイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚである。これは、スイッチング周波数が高いほど、平滑回路を通した出力電圧に含まれるリップルが小さくなる一方、スイッチング素子におけるオンオフ間の遷移の頻度が高くなることで、この遷移時に生じる損失が多くなって変換効率が下がるために、リップルの縮小化と変換効率の維持とを両立させるためであると考えられる。
一方、半導体レーザや固体レーザを含むレーザは一般に、緩和振動特性によって緩和振動周波数とよばれる個々のレーザに特有の周波数に変調感度のピークをもつ周波数特性をもっている。本発明に係る駆動装置の駆動対象である半導体レーザ励起固体レーザでは、活性イオンの上準位寿命τｆ、レーザ共振器の光子寿命τｃ、及び励起比ｒ（即ちレーザ発振しきい値（励起光パワー）に対する動作時の励起光パワーの比）を使って緩和振動周波数ｆＲＯが式（１）で求められることが知られている（Ａｍｎｏｎ Ｙａｒｉｖ 著、『Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ』、第３版、Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ， Ｉｎｃ．、ＣＨＡＰＴＥＲ ２０．４、１９８９年、など）。
Figure 2016058504
ただし、内部共振器型第２高調波発生を行う固体レーザの場合、非常に小さくなる実際の発振しきい値を使って算出する励起比ｒを用いるよりも、次のようにして求めた値を発振しきい値として使って算出した励起比ｒを用いた方が、式（１）で計算される緩和振動周波数ｆＲＯが実測される値に近くなる。即ち、図４に示すように、横軸に励起光パワーを、縦軸に第２高調波パワーをとり、励起光パワー対第２高調波パワーが曲線となって現れるグラフにおいて、所望の第２高調波パワーが得られる点を動作点Ａとしたときに、実際に発振を開始する発振しきい値（励起光パワーＰｔｈ０）に対する動作点Ａでの励起光パワーＰｏｐの比（Ｐｏｐ／Ｐｔｈ０）を励起比ｒとして用いるよりも、動作点Ａにおける励起光パワー対第２高調波パワーの接線が横軸と交わる点の励起光パワーＰｔｈを発振しきい値とみなし、この発振閾値（励起光パワーＰｔｈ）に対する動作点Ａでの励起光パワーＰｏｐの比（Ｐｏｐ／Ｐｔｈ）を励起比ｒとして用いた方が、緩和振動周波数ｆＲＯが実測される値に近くなる。
こうようにして算出される励起比ｒを用いて緩和振動周波数ｆＲＯを試算してみる。ここでは、本発明の駆動装置の駆動対象である半導体レーザ励起固体レーザのうち、レーザ利得媒質（固体レーザ結晶）にＮｄ：ＹＡＧやＮｄ：ＹＶＯ４を用い、レーザ共振器の内部に非線形光学結晶を配置した、内部共振器型第２高調波発生を行うレーザについて緩和振動周波数ｆＲＯを試算する。
光子寿命τｃは、レーザ共振器の共振器長を２０ｍｍから１００ｍｍとし、出力結合を含む共振器損失を１％とした場合の値とする。なお、共振器長は共振器内部の光学部品の屈折率を考慮した光路長である。励起比ｒは、半導体レーザ励起固体レーザが内部共振器型第２高調波発生を行うことを考慮し、１．５から３．０に限定されるものとする。これらの条件で得られる緩和振動周波数ｆＲＯは、概ね３０ｋＨｚから２００ｋＨｚの範囲である。
また、同文献中の式を、上式（１）で使用した変数へ置き換えた（ｔｃ及びτを、それぞれτｃ及びτｆに）下式（２）に基づき、固体レーザを含むレーザ一般における励起光の変調周波数ｆに対する出力光パワーの変調感度を計算により求めた変調周波数特性を図５に示す。
Figure 2016058504
上式（２）において、ω＝２πｆである。Ｑ（ω）は、レーザ共振器内の光子密度の時間関数をフーリエ変換した関数を、Ｒ（ω）は、励起レートの時間関数をフーリエ変換した関数をそれぞれ表している。伝達関数は下式（３）になる。
Figure 2016058504
図５では、横軸に規格化周波数ｆ／ｆＲＯ（変調周波数ｆの緩和振動周波数ｆＲＯに対する比）をとり、縦軸に変調感度（励起光パワー変化に対する出力光パワー変化の比を低周波における値で規格化した下式（４）で表される値）をとっている。
Figure 2016058504
この結果は上準位寿命τｆをそれぞれ９０μｓ、励起比ｒを２、光子寿命τｃは共振器損失を１％、共振器長を２０ｍｍとして得られる値を使用した。この場合、式（１）によって得られる緩和振動周波数ｆＲＯは約２００ｋＨｚとなる。この周波数よりも十分に低い周波数で励起光パワーを変調すると、励起光パワーに応じて出力光パワーが変動する（変調感度が一定である）が、励起光の変調周波数ｆが緩和振動周波数ｆＲＯの０．３倍から１．５倍の間では、変調感度は約１倍から数十倍で変化している。即ち、緩和振動周波数ｆＲＯの近くでは、励起光パワーの変化に比べて出力光パワーの変化が大きい。
上述したように、スイッチング電源のスイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚであるので、当該スイッチング周波数は、固体レーザの変調感度が最も高い緩和振動周波数ｆＲＯ（２００ｋＨｚ）に近い値となり得る（緩和振動周波数ｆＲＯの０．３倍から１．５倍と重なり得る）。特に、内部共振器型第２高調波発生を行うレーザでは、変調感度が最も高い緩和振動周波数ｆＲＯ（３０ｋＨｚから２００ｋＨｚ）がスイッチング電源のスイッチング周波数と一致し得る。そのため、スイッチング電源のスイッチング周波数に対応した周波数の電流リップルによって、半導体レーザ励起固体レーザの内部の半導体レーザのレーザパワーが変調されると、これによって励起される固体レーザの出力光、即ち半導体レーザ励起固体レーザの出力光に大きな光ノイズが生じる。
また、特定のレーザパワーで光ノイズの大きさが問題とならなかったとしても、レーザパワーを変えるために、励起に使用している半導体レーザのレーザパワー（即ち動作時の励起光パワー）を変えると、数式（１）の励起比ｒが変わることになり、変調感度が高い緩和振動周波数ｆＲＯがスイッチング周波数やその高周波周波数に一致してしまい、大きな光ノイズが生じてしまうことがある。一方で、近年、スイッチング素子の高速化が進んでおり、オンオフ間の遷移時間が短くなってきているため、高いスイッチング周波数を有するスイッチング素子の変換効率が改善されてきている。
本発明は、このような背景に鑑みてなされたもので、高いエネルギー変換効率を実現しつつ、複雑な制御を行うことなく、スイッチング電源回路のスイッチング動作に起因して半導体レーザ励起固体レーザの出力光に生じる光ノイズを低減できる半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置を提供することをその目的とする。
上記課題を解決するために、本発明は、半導体レーザ励起固体レーザ（１００）の駆動装置（１０）であって、外部から供給された電圧を所定の電圧に変換するスイッチング電源回路（１１）と、前記スイッチング電源回路から電力供給を受けて動作し、前記半導体レーザ励起固体レーザに含まれる半導体レーザ（１０１）を発振駆動する半導体レーザ駆動回路（１２）とを含み、前記スイッチング電源回路のスイッチング周波数が２ＭＨｚ以上である構成とする。
この構成によれば、スイッチング電源回路を用いることで同回路の高変換効率特性を活かすことができる。また、スイッチング電源回路のスイッチング周波数が２ＭＨｚ以上であることから、スイッチング電源回路のスイッチング動作に起因してスイッチング動作の周波数と同じ周波数をもつリップルが半導体レーザ駆動回路の出力に発生しても、そのリップルの周発数が半導体レーザ励起固体レーザに含まれる固体レーザの緩和振動周波数ｆＲＯよりも数倍高い値となる。これにより、半導体レーザ励起固体レーザの変調感度が小さくなるため、複雑な制御を行わなくても、リップルによって半導体レーザ励起固体レーザの出力光に生じる光ノイズを小さくすることができる。
また、上記課題を解決するために、本発明は、半導体レーザ励起固体レーザ装置（１）であって、外部から供給された電圧を所定の電圧に変換するスイッチング電源回路（１１）と、前記スイッチング電源回路から電力供給を受けて動作する半導体レーザ駆動回路（１２）と、前記半導体レーザ駆動回路によって発振駆動され、固体レーザを励起する半導体レーザ（１０１）及び当該半導体レーザによって励起される固体レーザ（１０４）を備えた半導体レーザ励起固体レーザ（１００）とを含み、前記スイッチング電源回路のスイッチング周波数が、前記固体レーザの緩和振動周波数（ｆＲＯ）の１０倍よりも高い構成とする。
この構成によれば、スイッチング電源回路を備えることで同回路の高変換効率特性を活かすことができる。また、スイッチング電源回路のスイッチング動作に起因してスイッチング動作の周波数と同じ周波数をもつリップルが半導体レーザ駆動回路の出力に発生しても、そのリップルの周発数が固体レーザの緩和振動周波数ｆＲＯの１０倍よりも高いことから、半導体レーザ励起固体レーザの変調感度が、スイッチング電源回路のスイッチング周波数が固定レーザの緩和振動周波数に等しい場合の約１００分の１よりも小さくなる。これにより、複雑な制御を行わなくても、リップルによって半導体レーザ励起固体レーザの出力光に生じる光ノイズを無視できる程度まで小さくすることができる。
また、上記の構成において、前記スイッチング電源回路（１１）が電圧制御のためのフィードバック入力端子（１１ｂ）を有し、前記半導体レーザ駆動回路（１２）は、前記半導体レーザの電流制御用の半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２））を含み、当該半導体素子で生じる電圧降下量の情報を示す電位部（ドレイン端子Ｄ）、及び前記スイッチング電源回路の出力端子（１１ａ）の２点と、前記フィードバック入力端子とがそれぞれ抵抗（Ｒ３、Ｒ１）を介して接続された構成とするとよい。
この構成によれば、電流制御用の半導体素子の電圧降下量を小さくしても、電圧降下量が変化した際に、電圧降下量の情報に応じて変化しようとするフィードバック入力端子の電圧を維持するようにスイッチング電源回路が出力電圧を変化させる。また、半導体レーザの特性変化によって半導体レーザ駆動回路の順方向電圧が変わっても、スイッチング電源回路が供給電圧を半導体レーザの駆動に必要な値に能動的に制御し、電流制御用の半導体素子の電圧降下量の増大が抑制される。そのため、電流制御用の半導体素子の発熱を必要最小限に抑えることができる。
本発明によれば、高いエネルギー変換効率を実現しつつ、複雑な制御を行うことなく、スイッチング電源回路のスイッチング動作に起因して半導体レーザ励起固体レーザの出力光に生じる光ノイズを低減できる半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置を提供できる。
本発明の第１実施形態に係る半導体レーザ励起固体レーザ装置の回路図である。 第１実施形態に係る半導体レーザ励起固体レーザの構成図である。 本発明の第２実施形態に係る半導体レーザ励起固体レーザ装置の回路図である。 励起光パワー対第２高調波パワー特性を示すグラフ 半導体レーザ励起固体レーザの変調周波数応答特性を示すグラフである。
≪第１実施形態≫
図１は本発明の第１実施形態に係る半導体レーザ励起固体レーザ装置１（以下、単にレーザ装置１と記す）の回路図を示している。レーザ装置１は、駆動装置１０と、駆動装置１０によって駆動される半導体レーザ励起固体レーザ１００とを備えている。なお、レーザ装置１は、実際には半導体レーザ励起固体レーザ１００の温度を制御するための回路も含んでいるが、当該回路は本発明の動作に直接関係ないので図１では記載を省略している。
図２を参照すると、半導体レーザ励起固体レーザ１００は、駆動装置１０によって電力供給を制御されて発振する半導体レーザ１０１、半導体レーザ１０１が出力したレーザ光を集光する非球面レンズからなる集光レンズ１０２、光路と交差する方向に延在する２面のうち、集光レンズ１０２側の１面に誘電体多層膜からなる第１の反射鏡１０３がコーティングにより形成され、集光レンズ１０２を通過したレーザ光によって（即ち半導体レーザ１０１によって）光励起される固体レーザであるレーザ結晶１０４、レーザ結晶１０４が出力するレーザ光から第２高調波を発生するための非線形光学結晶１０５、第２の反射鏡１０６、第２の反射鏡１０６を透過した出力光の一部をレーザパワーモニター用に分光するビームスプリッタ１０７、及び、ビームスプリッタ１０７により分光されたレーザ光のパワーを検出するフォトダイオード１０８を備えている。レーザ結晶１０４は、Ｎｄ：ＹＶＯ４をレーザ利得媒質とするレーザ結晶であり、第１の反射鏡１０３から第２の反射鏡１０６までの光学素子によってレーザ共振器１１０が構成されている。
半導体レーザ励起固体レーザ１００は、レーザ波長８０８ｎｍの半導体レーザ１０１によって光励起することによりレーザ結晶１０４を波長１０６４ｎｍで発振させ、非線形光学結晶１０５により波長変換された第２高調波である波長５３２ｎｍのレーザ光をレーザ共振器１１０の外部に出力するレーザである。約１．９Ｖの順方向電圧、最大約２Ａの電流で半導体レーザ１０１が駆動されたときに、半導体レーザ励起固体レーザ１００はレーザパワーが約２００ｍＷのレーザ光を発生する。この動作条件での緩和振動周波数ｆＲＯは約２００ｋＨｚである。
図１に戻り、駆動装置１０は、外部から供給を受けた電力を所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換するスイッチング電源回路１１と、スイッチング電源回路１１から電力供給を受けて動作し、半導体レーザ励起固体レーザ１００を駆動する半導体レーザ駆動回路１２とを含んでいる。なお、図１では、半導体レーザ駆動回路１２の動作の説明に必要な半導体レーザ１０１及びフォトダイオード１０８は図示しているが、レーザ結晶１０４や光学素子等は図示省略している。
スイッチング電源回路１１は、公知のものであってよいが、例えば、米国Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ社製のＤＣ／ＤＣコンバータＩＣであるＬＴＣ３６１６を使用した回路であってよく、このＩＣの動作を設定したり制御したりするための素子や出力のリップルを小さくするための平滑回路を含んでいる。具体的には、スイッチング電源回路１１は、同社発行のデータシート『ＬＴＣ３６１６ ６Ａ，４ＭＨｚ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｓｙｎｃｒｏｎｏｕｓ Ｓｔｅｐ−Ｄｏｗｎ ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ』（ＬＴ １１３３ ＲＥＶ．Ｂ、２０１０）に記載されている参考回路とほぼ同じ回路であってよい。スイッチング電源回路１１の構成は公知であるため、ここでは詳細な説明は省略する。
このスイッチング電源回路１１は、図示しない１個の外付け抵抗によりスイッチング周波数を１ＭＨｚから４ＭＨｚの間で設定できるものである。レーザ結晶１０４の変調周波数応答特性は図５に示した通りであり、緩和振動周波数ｆＲＯの約２倍を超える変調周波数ｆでは、変調感度は周波数の２乗に反比例している。スイッチング周波数が緩和振動周波数ｆＲＯの１０倍を超える周波数であれば、レーザ結晶１０４の変調感度は１００分の１よりも小さくなり、スイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔに大きなリップルがあったとしてもリップルにより半導体レーザ励起固体レーザ１００の出力に生じる光ノイズは無視できる程度に小さいことが期待できる。前述したように半導体レーザ励起固体レーザ１００の動作点（または出力）によって変わり得る緩和振動周波数ｆＲＯの範囲の上限は２００ｋＨｚであり、また、半導体レーザ励起固体レーザ１００に使用したレーザ結晶１０４（Ｎｄ：ＹＶＯ４結晶）の緩和振動周波数ｆＲＯも約２００ｋＨｚである。これらのことから、本例では、スイッチング電源回路１１のスイッチング周波数は、余裕をもって２００ｋＨｚの１０倍を超える２．６ＭＨｚに設定されている。
スイッチング電源回路１１は、５Ｖの直流電圧で電力供給を受け、この外部から供給された５Ｖの電圧をあらかじめ設定された出力電圧Ｖｏｕｔの直流電圧に変換して、２Ａを超える電流を供給できる。スイッチング電源回路１１の出力端子１１ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、可変抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧され、分圧された値がＬＴＣ３６１６（ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ）のフィードバック入力端子１１ｂに入力されて電圧Ｖｆｂとしてモニターされ、ＩＣ内部の参照電圧（ここでは０．６Ｖ）と比較される。スイッチング電源回路１１は、電圧Ｖｆｂが０．６Ｖより高ければ出力電圧Ｖｏｕｔを減少させ、逆に電圧Ｖｆｂが０．６Ｖより低ければ出力電圧Ｖｏｕｔを増加させるよう動作する。従って、出力電圧Ｖｏｕｔの値は、可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の抵抗値を使って下式（５）で表される。
Figure 2016058504
フィードバック入力端子１１ｂへ流入、あるいはここから流出する電流は、前記のデータシートによれば３０ｎＡ以下である。電圧の設定がこの電流の影響を受けないよう、まず抵抗Ｒ２を１００ｋΩに設定した。その上で可変抵抗Ｒ１が４００ｋΩに設定されることで出力電圧Ｖｏｕｔが３．０Ｖとなっている。
半導体レーザ駆動回路１２に組み込まれて半導体レーザ１０１を流れる電流を制御する半導体デバイスとしては、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）やバイポーラ型トランジスタなどが使用できるが、本例ではＭＯＳＦＥＴが使用されている。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）には、ルネサスエレクトロニクス社製の２ＳＫ２９３７が使用されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、スイッチング電源回路１１の出力端子１１ａに接続された半導体レーザ１０１とグラウンドＧＮＤとの間に接続される。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が非飽和領域で動作するためには、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが０.５Ｖ程度あればよい。半導体レーザ１０１の順方向電圧の変化などにも対応できるよう、スイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔは、２Ａの最大電流が流れているときにドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが１．０Ｖとなるよう設定されている。従って、ドレイン電流が最大の２ＡのときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は２Ｗの熱を発生するので、この熱を放熱できるようＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は回路基板の外部の金属ケース（図示せず）に固定される。
フォトダイオード１０８は、スイッチング電源回路１１の入力端子１１ｃに入力電圧Ｖｉｎを供給する直流電源と、半導体レーザ駆動回路１２におけるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のグラウンドＧＮＤ側の部分とを接続するレーザパワーモニター回路１３に組み込まれている。フォトダイオード１０８は半導体レーザ励起固体レーザ１００のレーザパワーに応じた光電流を発生する。
電流モニター用の抵抗Ｒｓは５０ｍΩの抵抗器であり、半導体レーザ駆動回路１２におけるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とグラウンドＧＮＤの間に接続される。この抵抗Ｒｓは、半導体レーザ１０１に流れる最大電流を制限できるようにするために、図示しない回路でその両端の電位差をモニターされる。レーザパワーモニター用の抵抗Ｒｍは１０ｋΩの可変抵抗器であり、レーザパワーモニター回路１３においてフォトダイオード１０８とグラウンドＧＮＤとの間に接続される。この抵抗Ｒｍはフォトダイオード１０８が発生する光電流によって電位差を生じる。抵抗ＲｍのグラウンドＧＮＤ側と反対側の電位がレーザパワーモニター値となる。
半導体レーザ駆動回路１２には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート端子Ｇに接続するようにオペアンプ１４が組み込まれている。オペアンプ１４は、入力される前述のレーザパワーモニター値とレーザパワー設定値を表すパワー設定信号とを比較し、パワー設定信号の値よりもレーザパワーモニター値が低ければ半導体レーザ１０１を流れる電流が増加するようＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を制御し、逆に、レーザパワーモニター値のほうが高ければ半導体レーザ１０１を流れる電流が減少するようＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を制御する。
以上の構成の半導体レーザ駆動回路１２により、前述の半導体レーザ励起固体レーザ１００を駆動し、１００ＭＨｚの信号帯域をもつ測定系で光ノイズを測定したところ、約０．１％ｒｍｓという、多くのアプリケーションで受け入れられる小さな値となった。また、半導体レーザ励起固体レーザ１００のレーザパワーを変えるために、パワー設定信号の値を変化させたところ、レーザ結晶１０４のレーザ発振しきい値の付近で光ノイズが増加したものの、緩和振動周波数ｆＲＯ周辺での緩和振動によるノイズの増加は見られなかった。また、半導体レーザ１０１のアノードを＋５Ｖの直流電源に接続して動作させた場合の電源効率が３８％であったのに対し、図１の構成では電源効率が５７％であった。
≪第２実施形態≫
図３は本発明の第２実施形態に係るレーザ装置１の回路図を示している。なお、半導体レーザ励起固体レーザ１００の構成は第１実施形態（図２）と同一であるため、図示及び説明を省略する。また、図３に示した要素のうちの多くも第１実施形態（図１）で説明したものと同じであるため、重複する説明は省略する。
本実施形態が第１実施形態と異なる部分は次の点である。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、米国Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ社製のＩＲＦ７４０１が使用されている。また、１００ｋΩの抵抗Ｒ２が除去され、その代わりに１０ｋΩの抵抗Ｒ３が、スイッチング電源回路１１の電圧モニター用のフィードバック入力端子１１ｂとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端子Ｄ（図中に矢印で示すドレイン電位Ｖ２の点）との間に接続されている。更に、可変抵抗Ｒ１が８５ｋΩの抵抗値付近で調整できる可変抵抗器とされている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、回路基板上に表面実装するタイプであり、高温環境下の使用も考慮して発熱量が１Ｗ以下に抑えられることが望ましい。そのためには２Ａの電流が流れているときに、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは０．５Ｖ以下である必要があり、望ましくは０．４Ｖ以下である。一方、ドレイン電流が２ＡのときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が確実に非飽和領域で使用されるためには、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは少なくとも０.２Ｖ以上必要である。これらからドレイン−ソース間電圧ＶＤＳに許容される範囲は０．２Ｖから０．４Ｖの間となる。
ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳをこの狭い範囲に保つために、抵抗Ｒ３を付け加えるとともに可変抵抗Ｒ１の抵抗値を変更した。これらの抵抗値の設定について説明する。半導体レーザ１０１に最大電流の２Ａが流れている状態を基準とする。このとき、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは許容範囲の中間値である０．３Ｖを仮定する。電流モニター用抵抗ＲＳにおける電圧降下は０．１Ｖとなる。また、半導体レーザ１０１による電圧降下は１．９Ｖである。これらの電圧降下の値により、半導体レーザ１０１のカソードと抵抗Ｒ３の接続点のドレイン電位Ｖ２は０．４Ｖとなり、スイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔが２．３Ｖである必要があることがわかる。可変抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の共通の接続点を流出・流入する電流について方程式を作ると、下式（６）のようになる。
Figure 2016058504
ここでは、フィードバック入力端子１１ｂへ流入する電流は無視した。この式（６）で、可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ３の値以外はすでに決定されている値である。よって、この式（６）は可変抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３との比を表すだけであり、抵抗値の組み合わせは無限にある。従って、可変抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３とに流れる電流が、まずフィードバック入力端子１１ｂへ流入する電流よりも十分に大きくなり、かつ、半導体レーザ１０１に供給される電流よりも十分に小さくなるように、抵抗Ｒ３の１０ｋΩに対して可変抵抗Ｒ１の値を８５ｋΩに設定した。２つの抵抗Ｒ１、Ｒ３の比を保てば、例えば１０倍、あるいは１０分の１等の抵抗値を設定してもよい。
このように可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ３の抵抗値を設定することにより、仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが増加し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン電位Ｖ２が増加した場合、スイッチング電源回路１１のフィードバック入力端子１１ｂの電圧Ｖｆｂは０．６Ｖより増加しようとするものの、この電圧Ｖｆｂが０．６Ｖになるようスイッチング電源回路１１が出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。反対に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン電位Ｖ２が低減した場合には、スイッチング電源回路１１は出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。
こうして決定した値に基づいて半導体レーザ励起固体レーザ１００を動作させたところ、半導体レーザ１０１を流れる電流が約２Ａとなる動作状態のときに、半導体レーザ励起固体レーザ１００はほぼ設計どおりに動作した。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の発熱は０．６Ｗで、表面実装であっても問題なく使用できる範囲にあることも確認できた。また、半導体レーザ１０１の電流値を２Ａから減少させていくと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは徐々に増加してゆき、ついには目標電圧範囲を逸脱してしまうが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）における発熱量も許容値に比べて十分小さい値まで低下する。例えば、半導体レーザ１０１を流れる電流を１０ｍＡ程度とした動作では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが設定した目標範囲の０．４Ｖを超え０．４４Ｖとなった。このときのＶＤＳの発熱量は計算上約４ｍＷであった。
次に、半導体レーザ１０１の温度を一定にして動作させる場合には、半導体レーザ１０１の順方向電圧が急激に変わることはないので、次の方法で、半導体レーザ１０１が長時間の動作により劣化し、その特性が変化した場合を模擬した実験を行った。
順方向電流が２Ａのときに順方向電圧が約０．８Ｖとなる２個のシリコンダイオードと、同じく順方向電流が２Ａのときに順方向電圧が約０．４Ｖとなる１個のショットキバリアダイオードとの合計３個のダイオードを直列に接続したものを半導体レーザ１０１の代わりに負荷とした。図３の回路において、オペアンプ１４の反転入力につながれているフォトダイオード１０８の接続を一時的に外し、レーザパワーモニター信号の入力の代わりに、電流モニター用の抵抗Ｒｓの＋側をオペアンプ１４の反転入力につなぎ、オペアンプ１４の非反転入力に適切な信号を与えることにより２Ａの電流で定電流制御した。
この状態で、ショットキーダイオードの両端を短絡させることで、負荷の順方向電圧を約２Ｖから１．６Ｖへ変化させた。この短絡によっても負荷を流れる電流は変化しなかったものの、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは０．２８Ｖから０．３３Ｖへ変化し、その発熱量も０．５４Ｗから０．６６Ｗに増加しただけであった。このとき、スイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔは２．４３Ｖから２．０７Ｖへ変化していた。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の発熱の増加量は０．１Ｗ程度で済んだ。また、半導体レーザ１０１のアノードを仮に＋５Ｖの直流電源に接続して動作させた場合の電源効率が３８％であったのに対し、図３の構成では電源効率として７４％という高い値を得ることができた。
仮にスイッチング電源回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔを能動的に変化させる機能がなかった場合、短絡によって０．４Ｖだけ減少する順方向電圧はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）における電圧降下の増分になる。これによって発熱量が０．５４Ｗから実際には許容されない１．３４Ｗになってしまうことになる。本実施形態では、動作条件が大きく変わっても発熱量を小さい値に抑えることができるので、特別な放熱機構を持たせず表面実装タイプの半導体素子（Ｑ２）を電子回路基板上に載せて使用することが可能となる。
以上で具体的実施形態の説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、幅広く変形実施することができる。例えば、上記実施形態では、スイッチング電源回路１１はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、ＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。また、上記実施形態では、半導体レーザ１０１への供給電流を制御する素子としてＭＯＳＦＥＴを使用しているが、バイポーラ型トランジスタを使用することも可能である。更に、上記実施形態では、半導体レーザ励起固体レーザ１００が、Ｎｄ：ＹＶＯ４をレーザ利得媒質として内部共振器型第２高調波発生を行うものであるが、他のレーザ結晶を用いた形態や、周波数変換を行わない形態などであってもよい。この他、各部材や部位の具体的構成や配置、数量、素材、性能など、本発明の趣旨を逸脱しない範囲であれば適宜変更可能である。一方、上記実施形態に示したレーザ装置１や駆動装置１０の各構成要素は必ずしも全てが必須ではなく、適宜選択することができる。
既に広い範囲で利用されている半導体レーザ励起固体レーザを、簡易な回路で高効率を維持したまま駆動でき、また低光ノイズを得られる半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置及び半導体レーザ励起固体レーザ装置を提供できる。
１ レーザ装置（半導体レーザ励起固体レーザ装置）
１０ 駆動装置
１１ スイッチング電源回路
１１ｂ フィードバック入力端子
１２ 半導体レーザ駆動回路
１００ 半導体レーザ励起固体レーザ
１０１ 半導体レーザ
１０４ レーザ結晶（固体レーザ）
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１ 可変抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
ｆＲＯ 緩和振動周波数

Claims (2)

  1. 半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置であって、
    外部から供給された電圧を所定の電圧に変換するスイッチング電源回路と、
    前記スイッチング電源回路から電力供給を受けて動作し、前記半導体レーザ励起固体レーザに含まれる半導体レーザを発振駆動する半導体レーザ駆動回路とを含み、
    前記スイッチング電源回路のスイッチング周波数が２ＭＨｚ以上であることを特徴とする半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置。
  2. 前記スイッチング電源が電圧制御のためのフィードバック入力端子を有し、
    前記半導体レーザ駆動回路は、前記半導体レーザの電流制御用の半導体素子を含み、当該半導体素子で生じる電圧降下量の情報を示す電位部、及び前記スイッチング電源の出力端子の２点と、前記フィードバック入力端子とがそれぞれ抵抗を介して接続されたことを特徴とする請求項１に記載の半導体レーザ励起固体レーザの駆動装置。
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