JP2017526329A - スイッチング電源におけるデッドタイム制御の方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、スイッチング電源（１）のスイッチングレギュレータ（１．５）において、第１スイッチング素子（１．５．１）の開の開始と、この第１スイッチング素子（１．５．１）に直列接続された第２スイッチング素子（１．５．２）の閉の開始との間のデッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を調整する方法に関しており、この方法は、・第２スイッチング素子（１．５．２）を介して測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）を測定し、・デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を変化させて、測定した測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）と、測定電圧の目標値（Ｕ＿ｓｏｌｌ）との制御偏差が、最小化されるか又は制限されるようにし、・このようにして求めたデッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）によって第１及び第２スイッチング素子（１．５．１、１．５．２）を駆動制御する。本発明はさらに、このような方法を実行する装置に関しており、この装置には測定ユニット（２）と、処理ユニット（３）と、制御ユニット（４）とが含まれている。

Description

本発明は、アクティブなフリーホイーリング機能を備えたスイッチング電源において、第１スイッチング素子の開と、第２スイッチング素子の閉との間のデッドタイムを求める、かつ／又は適合させる、特に閉ループ制御及び／又は開ループ制御する方法及び装置に関する。

直流入力電圧を給電電圧に変換するスイッチング電源は、アクティブなフリーホイーリング機能を伴って構成されることが多く、ここでは、第１スイッチング素子が第２スイッチング素子に直列接続されており、第２スイッチング素子が、アクティブなフリーホイーリング機能を担う。スイッチングレギュレータには、直流入力電圧が供給される。ここではキャパシタに直列接続されたインダクタが、第２スイッチング素子に対して並列に接続されている。第２スイッチング素子を介して出力電圧又は測定電圧が取り出される。キャパシタの両端で、消費装置（負荷）に給電するための給電電圧が取り出される。第１及び第２スイッチング素子は周期的に開閉され、つねにこれらのスイッチング素子のうちの少なくとも１つが開かれている。第１スイッチング素子の閉持続時間とこれに続く開持続時間とからなる全体持続時間に対する、第１スイッチング素子の閉持続時間の比は、デューティ比と称される。このデューティ比を介して、所定の直流入力電圧から、キャパシタに並列接続された所定の電気消費装置（負荷）に所望の給電電圧を設定することができる。アクティブなフリーホイーリング機能を備えたスイッチング電源のこの基本形のさまざまな形態は、当業者には、例えばステップダウンコンバータないしはバックコンバータとして公知である。

第１スイッチング素子の開と、第２スイッチング素子の閉との間の期間、したがって２つのスイッチング素子が開いている間の期間は、デッドタイムと称される。スイッチング素子は、トランジスタ、例えば金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されてよい。このようなＭＯＳＦＥＴは、原理的に制約されて、急峻なすなわち無限小の短いスイッチング過程を実行することはできず、開閉には、製造技術及び幾何学形状に依存する、１０分の数ナノ秒から数ナノ秒までの所定の持続時間が必要である。さらにＭＯＳＦＥＴは、技術的に制約されて、ドレイン端子とソース端子との間に寄生ダイオードを有する。第２スイッチング素子のこのような寄生ダイオードは、両端で給電電圧が取り出される、インダクタとキャパシタとからなる直列回路に並列に作用する。

製造に制約され、２つの構成素子間のワイヤ状の又は少なくとも長く延在する複数の金属接続部に起因して、上記のようなスイッチングレギュレータは、寄生インダクタンスを有する。第２スイッチング素子の寄生ダイオードのリカバリ特性に起因して、この寄生インダクタンスは、スイッチング素子のスイッチング速度と、直流入力電圧と、キャパシタに並列な電気消費装置とに依存して、複数のスイッチング過程間のデッドタイムが長すぎる場合に共振現象に結び付くことがあり、これにより、出力電圧又は測定電圧に、ひいては給電電圧にも複数の電圧ピークが重畳される。これらの電圧ピークは、一時的な過電圧と観察することができる。この一時的な過電圧及びこれに必然的に伴う一時的な電流増加は、不所望に大きな電気的な放出に結び付く。

さらに、短すぎるデッドタイムは、第１スイッチング素子の遮断フェーズと、第２スイッチング素子の導通フェーズとが重なり合うことに結び付き得る。このような重なり合いはまず、スイッチングレギュレータの測定出力部における過電圧を同様に生じさせる。デッドタイムをさらに短くすると、２つのスイッチング素子を通る大きな短絡電流が生じる可能性があり、この短絡電流は、スイッチング素子の破壊に結び付き得る。

本発明の課題は、スイッチング電源において、アクティブなフリーホイーリング機能を備えたスイッチングレギュレータのデッドタイムを求めかつ／又は適合させる方法を提供し、この方法により、過電圧及び／又は破壊を回避することである。本発明はさらに、この方法を実行する装置を提示することを課題とする。

方法についての上記課題は、本発明により、請求項１の特徴的構成によって解決される。装置についての上記課題は、本発明により、請求項１０の特徴的構成によって解決される。

本発明の有利な実施形態は、従属請求項に記載されている。

スイッチング電源のアクティブなフリーホイーリング機能を備えたスイッチングレギュレータにおいて、第１スイッチング素子の開の開始と、直列に接続されている第２スイッチング素子の閉の開始との間のデッドタイムを求めかつ／又は適合させる本発明の方法では、第２スイッチング素子を介して、このスイッチング電源の測定電圧を求め、求めたこの測定電圧に基づいてデッドタイムを変化させて、求めた測定電圧と、目標値との偏差を最小化するか又は制限する。スイッチング電源のアクティブなフリーホイーリング機能を備えたスイッチングレギュレータの第１及び第２スイッチング素子を駆動制御し、これによって第１スイッチング素子が開じられた後、第２スイッチング素子が、求めたデッドタイム分だけ遅延されて閉じられるようにする。

本発明による方法は、デッドタイムの閉ループ制御又は開ループ制御の形態で実行することができ、ここでこれは、１つのループにおいてデッドタイムを複数回に求めて適合させることによって行われる。

本発明による方法の一実施形態において、この方法は、
・ 第１ステップにおいて、デッドタイム初期化、最大限に測定可能な過電圧以上の過電圧開始値による、測定電圧の第１過電圧値の初期化、及び、デッドタイムを変化させるための正の補正方向の初期化を行うことと、
・ 第２ステップにおいて、デッドタイムに調整した測定時間窓内で第２過電圧値を測定することと、
・ 第３ステップにおいて、第２過電圧値が第１過電圧値よりも大きい場合に補正方向を反転することと、
・ 第４ステップにおいて、デッドタイム値を補正方向にデッドタイム変化分だけ変化させることと、
・ 第５ステップにおいて、第１過電圧値を第２過電圧値によって上書きすることとを含んでいる。

オプションでは、第２〜第５の一連のステップを繰り返すことによってこの方法を続行することが可能である。補正方向が負のとき、デッドタイム値は、デッドタイム変化分だけ減少され、補正方向が正のとき、デッドタイム値は、デッドタイム変化分だけ増幅される。このデッドタイム変化は、固定のデッドタイム変化ステップ幅によってあらかじめ設定することができる。

第１ステップでは、デッドタイムを初期値に設定し、ここでこの初期値は少なくとも、第１及び第２スイッチング素子の開と閉とが重なり合うことによる短絡電流が回避されるような大きさに選択される。ここではデッドタイム値を、標準デッドタイム値に初期化することが可能であり、この標準デッドタイム値について既知であるのは、これが、スイッチングレギュレータに接続される一般的な消費装置において、測定電圧のオーバシュートをまったく又はわずかだけしか生じさせない、ひいては給電電圧のオーバシュートもまったく又はわずかだけしか生じさせないことである。

第１ステップではさらに、補正方向を正の補正方向として初期化して、過電圧が発生した際には、デッドタイム変化ステップ幅分だけデッドタイム値が増幅されるようにする。

第１過電圧値は、過電圧開始値によって初期化される。このような過電圧開始値は、例えば、最大限に表し得る過電圧値として、又は最大限に記憶可能な過電圧値として設定可能である。

第２ステップでは、最新のデッドタイム設定を用いて測定した測定電圧が、デッドタイムに調整した測定時間窓内で第２過電圧値として求められる。

このために、当業者にはサンプリングホールド素子又は瞬時値サンプリング部として公知の回路を使用することができ、ここでこの回路は、スイッチング素子の駆動制御信号から導出されるトリガ信号によって動作させることが可能である。これにより、例えば、近似的にデッドタイムの中央に位置する時点に測定電圧を測定することができる。

しかしながらあらかじめ設定した期間中における、例えば、第１スイッチング素子の開と共に又はその直後にはじまる時間区間における、スイッチングレギュレータの測定出力部の電圧経過の最大値を第２過電圧値として求めることも可能である。

第３ステップでは第２過電圧値と第１過電圧値とが比較される。第２過電圧値が第１過電圧値を下回る場合、補正方向はそのままである。その他の場合、補正方向は反転される。

第４ステップではデッドタイムが、補正方向に対応し、あらかじめ設定したデッドタイム変化ステップ幅分だけ補正される。つまり補正方向が正のときには増幅され、補正方向が負のときには減少される。

第５ステップでは、第２の、すなわち最後に測定した過電圧値が、第１過電圧値に代入され、これによって第２〜第５ステップの後続の実行において、さらに測定すべき後続の過電圧値との比較に利用される。

第３ステップを最初に実行する場合、第２ステップにおいて測定される第２過電圧値が、第１ステップにおいて最大の過電圧開始値によって初期化された第１過電圧値を上回ることはない。これにより、第３ステップの最初の実行に対して保証されるのは、初期化される正の補正方向が維持されることである。

これに対して第３ステップの後続の実行については、先行して行われた実行の補正方向がそのままになるのはまさに、この補正方向によって過電圧が低減され、したがってスイッチングレギュレータの特性の改善が行われた場合である。他のすべての場合において補正方向は変更される。

有利にはこの方法により、少なくとも局所的に最適なデッドタイム値の周りを行き来するデッドタイム値が求められ、ここでこの最適デッドタイム値は、測定電圧の少なくとも局所的に最小な過電圧値によって特徴付けられる。言い換えると、全体にわたって行き来きが行われるデッドタイム値区間の外ではあるがそのすぐ近くにある複数のデッドタイム値は、測定電圧の比較的大きな複数の過電圧値を生じさせる。これにより、不利な過電圧は、上記方法によって最小化される。

実践的な目的に対し、近似的に仮定することができるのは、結果的に短絡電流になる短すぎるデッドタイムによって生じる大きな過電圧値と、結果的にオーバシュートになる長すぎるデッドタイムによって生じる大きな過電圧値との間にはデッドタイム値があることであり、ここでこのデッドタイム値は結果的に、第１及び第２スイッチング素子の切り換え中の最適な測定電圧、すなわち測定電圧の目標値に比べてまったく又は最小限にしか増幅していない測定電圧になる。

実践的に特に重要なこの近似に対し、本発明の方法により、最小の過電圧値に結び付く最適デッドタイムの周りのすぐ近くを行き来する複数のデッドタイム値に誘導される。

このことは、スイッチング電源によって給電される消費装置によって取り込まれる負荷電流が変化する際、又は、インピーダンス、特にこのような消費装置の容量性インピーダンス成分が変化する際には特に有利である。一般的にこれらのような変化には、過電圧を最小化するため、可変の最適デッドタイム値が必要である。本発明による方法を用いれば、このような可変の最適デッドタイムを少なくとも近似的に求めることができる。

本発明の別の実施形態によれば、第２ステップを置き換える修正第２ステップにおいて、スイッチングレギュレータの完全な一スイッチングサイクルにわたる、測定電圧の最大値として第２過電圧値を求める。ここでこのようなスイッチングサイクルは、第１スイッチング素子の第１の閉の開始と、第１スイッチング素子の後続の第２の閉の開始との間の時間によって決定される。本発明のこの実施形態では、第２過電圧値が、あらかじめ設定した過電圧制限値以下になる場合、この方法の第３及び第４ステップが省略される。

確かに本発明のこの実施形態では、少なくとも局所的に最適なデッドタイム値を少なくとも近似的に見つけ出すことをもはや保証することはできないが、前に求めた過電圧制限値を大きく上回らないのであれば、多くの実践的な目的に対して十分である。このような応用目的に対し、この実施形態は、簡略化された方法になり有利である。なぜならば、この実施形態では、最新のデッドタイム値向けのあらかじめ設定される測定時間窓に、過電圧経過の測定を制限しなくてもよいからである。これにより、過電圧値を測定する比較的簡単な装置を使用することができて有利である。

本発明の別の実施形態では、測定電圧のあらかじめ設定した目標値に依存して過電圧制限値が求められる。多くの重要な適用事例において、複数の電気消費装置に複数の給電電圧を供給することができ、ここでこれらの給電電圧は、１つの給電電圧の目標値の周りの所定の幅の狭い領域内にある。例えば、給電電圧の目標値のプラスマイナス１０％の変動は、これらの電気消費装置によって許容され得る。したがってこのようなケースでは、スイッチング電源の測定出力部における過電圧を最小値に制限する必要はなく、許容される狭い領域を複数の給電電圧が越えることを回避するだけでよい。したがって例えば、複数の消費装置により、目標値の周りの１０パーセントの、給電電圧の変動が許容されることが既知である場合、測定電圧の目標値の１．０５倍に対応する過電圧制限値を設定することが可能である。これにより、デッドタイムに対する制御コストを最小化にするのと同時に、消費装置のより確実な動作が可能になって有利である。

本発明の別の実施形態では、第１過電圧値と第２過電圧値との間の差分から、デッドタイム変化を求める。

このデッドタイム変化は、第１には、デッドタイム値を最適デッドタイム値の近傍に持って行くために必要な、第２〜第５ステップの実行の回数に影響を及ぼす。したがってデッドタイム値の高速な適合化のためには、大きなデッドタイム変化が有利である。

第２には、デッドタイム変化は、複数の定常的な条件下でこの方法によって求めたデッドタイム値がこのような最適デッドタイム値の周りを行き来する区間の幅に影響を及ぼす。したがってこの最適値にデッドタイム値を正確に適合させるためには、小さなデッドタイム変化が有利である。

例えば、第１過電圧と第２過電圧との間の差分と、あらかじめ設定した正の係数との積から上記デッドタイム変化を求めることができる。探索した最適デッドタイム値から遠く離れると、デッドタイム値の変化は、形成される過電圧値の大きな変化に結び付き、ひいては大きなデッドタイム変化に、ひいては探索した最適デッドタイム値への急速な接近に結び付く。これに対して探索した最適デッドタイム値の近傍では、デッドタイム値の変化は、形成される過電圧値のわずかな変化だけに結び付き、ひいてはわずかなデッドタイム変化に、ひいては探索した最適デッドタイム値へのデッドタイム値の正確な適合化に結び付く。

したがって本発明のこの実施形態では、高い適合化速度と、この最適デッドタイム値への接近の高い精度とが組み合わされて有利である。

さらにデッドタイム変化は、デッドタイム変化ステップ幅と、少なくとも１である増幅係数と、測定電圧の制御偏差とからなる積として形成することが可能であり、この制御偏差は、測定した第２過電圧値と、あらかじめ設定した測定電圧の目標値との差分から形成される。ここでは、少なくとも１である冪乗指数によってこの制御偏差を冪乗することも可能である。これにより、比較的大きな制御偏差の場合、比較的大きなデッドタイム変化も求められるようになり、これに対して比較的小さい制御偏差の場合にはデッドタイムは比較的わずかにしか変化しないようになり有利である。

消費装置によって取り込まれる負荷電流が時間的に変化することがあり得る。負荷電流のこのような変化は一般的に、測定電圧の制御偏差を生じさせる。この制御偏差を制限するためには、不所望の過電圧を回避するか又は制限するため、デッドタイムを適合化する必要がある。増幅係数及び／又は冪乗指数を小さく選択し過ぎると、制御偏差は、十分な速度で補償できなくなる。増幅係数及び／又は冪乗指数を大きく選択し過ぎると、デッドタイムの大きすぎる変化により、測定電圧の過制御が起こり得る。測定電圧の過制御は、消費装置の高い容量式インピーダンス成分によっても助長され、この容量式インピーダンスは、デッドタイムの変化に対して、測定電圧の変化の時間的なずれを生じさせる。

したがって上記方法のここで説明している実施形態では、接続されている消費装置の一般的なスイッチング特性に、特に取り込まれる負荷電流の変化の一般的な速度及び一般的に振幅に、ならびに、接続されている消費装置の容量式インピーダンス成分に増幅係数及び冪乗指数が適合されて有利である。この適合化は、所定の消費装置に対して、取り込まれる負荷電流の一般的な変化において、測定電圧の過制御が、ひいては給電電圧の過制御がまだ発生しない増幅係数及び冪乗指数が求められるように行われる。

本発明の別の実施形態では第２ステップにおいて、スイッチングレギュレータの完全な一スイッチングサイクルにわたる、測定電圧の最大値として第２過電圧値が求められ、ここでこのようなスイッチングサイクルは、第１スイッチング素子の第１の閉の開始と、第１スイッチング素子の後続の第２の閉の開始との間の時間によって決定される。

本発明のこの実施形態では、第２過電圧値が、あらかじめ設定した過電圧制限値よりも大きい場合、この方法の第３及び第４ステップが実行される。

この方法の後続の実行において、第２過電圧値が、あらかじめ設定した過電圧制限値以下である場合、第３及び第４ステップの代わりに修正第４ステップが実行される。

この修正第４ステップでは、あらかじめ設定したステップ数によって定められる、デッドタイム変化ステップ幅の倍数分だけ、補正方向にデッドタイムを変化させる。言い換えると、デッドタイムの変化が、過電圧制限値の所望の下回りに結び付く場合、この方法の以降の実行において、あらかじめ設定した、デッドタイム変化ステップ幅の倍数分だけ再度同じ補正方向でデッドタイムを変化させる。ここでこのデッドタイム変化ステップ幅の倍数は、デッドタイム変化ステップ幅と、ステップ数との積として得られる。

この実施形態では、この方法のこれに続くすべての実行において、第２過電圧値が、あらかじめ設定した過電圧制限値以下の場合、第３及び第４ステップが省略される。言い換えると、過電圧制限値を上回ったことが新たに確認されるまでデッドタイムは変わらないままである。

本発明のこの実施形態では、ステップ数を選択することによってこのデッドタイム変化が、給電される消費装置の一般的なスイッチング特性に適合される場合、前に実行した成功したデッドタイム変化の方向にデッドタイムを再度変化させることにより、制御偏差のさらなる低減が行われて有利である。この適合化は、ステップ数を選択することによって増幅係数及び冪乗指数の適合化と同じように行うことができ、ここでは、取り込まれる負荷電流の一般的な変化の際には引き続いて測定電圧の過制御が生じないようにする。

本発明による方法にしたがってデッドタイムを求めて適合化する、特に閉ループ制御又は開ループ制御する本発明の装置は、スイッチング電源の測定電圧を測定する測定ユニットと、デッドタイムを計算する処理ユニットと、スイッチング電源のスイッチングレギュレータの第１及び第２スイッチング素子を駆動制御する制御ユニットとを有する。

上記測定ユニットは、処理ユニットに接続されており、かつ、第２スイッチング素子の両端の測定電圧を測定する。処理ユニットは、この測定電圧から、本発明による方法にしたがい、デッドタイム値の必要な変化を求める。

上記処理ユニットは、制御ユニットに接続されており、かつ、接続を介して制御信号を制御ユニットに伝送できるように構成されており、ここではこの制御信号から、デッドタイムの必要な変化を導出することができる。

上記制御ユニットは、第１及び第２スイッチング素子に接続されている。制御ユニットは、第１及び第２スイッチング素子の切り換えに対する切換時点を設定して、第１スイッチング素子の開と、第２スイッチング素子の閉との間のデッドタイムが得られるようにし、ここでこのデッドタイムは、本発明による装置により、スイッチング電源の測定出力部における過電圧が最小化されるか又は少なくとも制限されて有利である。

本発明による装置の別の実施形態において、制御ユニットは、ＭＯＳＦＥＴを駆動制御するために構成されている。本発明のこの実施形態において、制御ユニットは、電気接続を介して、ＭＯＳＦＥＴとして構成された複数のスイッチング素子に接続されている。これにより、スイッチング電源に特に広く使用されているスイッチングレギュレータの駆動制御が、特に容易かつコスト的に有利に可能になり、有利である。

本発明の別の複数の詳細及び実施例を以下、複数の図面に基づいて詳しく説明する。

デッドタイムの適合化、例えば制御を備えた、スイッチング電源のスイッチング構造を略示する図である。 長すぎるデッドタイムによって生じる過電圧の経過を略示する線図である。 短すぎるデッドタイムによって生じる過電圧の経過を略示する線図である。 デッドタイム制御を用いて過電圧を最小化する方法についての流れ図である。 デッドタイム制御を用いて過電圧を最小化する方法における、過電圧の経過を略示する線図である。 デッドタイム制御を用いて過電圧を最小化する方法における、過電圧の経過の詳細を略示する線図である。 デッドタイム制御を用いて過電圧を制限する方法についての流れ図である。 デッドタイム閉ループ制御及びデッドタイム開ループ制御を用いて過電圧を制限する方法についての流れ図である。

互いに対応する複数の部分には、すべての図において同じ参照符号が付されている。

図１には、測定ユニット２と、処理ユニット３と、制御ユニット４とを備えたスイッチング電源１の回路構造が例示的かつ概略的に示されている。スイッチング電源１の入力部は、２つの入力部コンタクト１．１、１．２によって構成されており、これらの入力部コンタクトは、直流入力電圧Ｕ＿ｅｉｎによって給電される。スイッチング電源１の測定出力部は、２つの測定出力部コンタクト１．３、１．４によって構成されており、これらの測定出力部コンタクトの間では、測定電圧Ｕ＿ａｕｓが降下する。測定電圧Ｕ＿ａｕｓが、直流入力電圧Ｕ＿ｅｉｎを下回る所望の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌを取るようする。

スイッチング電源１のアクティブなフリーホイーリング機能を備えた入力側のスイッチングレギュレータ１．５では、第１スイッチング素子１．５．１及び第２スイッチング素子１．５．２が、ＭＯＳＦＥＴとして形成されておりかつ直列接続されている。測定出力部コンタクト１．３、１．４は、第２スイッチング素子１．５．２に並列に配置されている。さらに測定出力部コンタクト１．３、１．４間には、したがって第２スイッチング素子１．５．２に並列に、インダクタＬと、第１スイッチング素子１．５．１を閉じた際に直流入力電圧源Ｕ＿ｅｉｎによって充電されるキャパシタＣとが直列接続されている。キャパシタＣに並列に、消費装置又は負荷抵抗Ｘ＿Ｌに給電電圧が給電され、これを介してキャパシタＣが放電される。

スイッチング素子１．５．１、１．５．２は、制御ユニット４によって周期的に開閉するように駆動制御されて、第１スイッチング素子１．５．１の開と、第２スイッチング素子１．５．２の閉との間でデッドタイムｔ＿ｔｏｔが経過し、このデッドタイム中、２つのスイッチング素子１．５．１、１．５．２が開かれている。

第１及び第２スイッチング素子１．５．１、１．５．２を同じ半導体チップに配置することは可能である。

測定ユニット２は、スイッチング電源１の測定出力部１．３、１．４に接続されており、かつ、処理ユニット３に接続されている。処理ユニット３は、制御ユニット４に接続されている。制御ユニット４は、スイッチング素子１．５．１、１．５．２の開閉を制御する。

スイッチング素子１．５．１、１．５．２及びスイッチングレギュレータ１．５の接続は、オーム抵抗、寄生インダクタンス及び寄生キャパシタンスによって電気的に示されている。

デッドタイムｔ＿ｔｏｔが極めて長い場合、スイッチングレギュレータ１．５内の寄生インダクタンスにより、図２において時間軸ｔに沿って切換時点ｔ＿ｓｃｈａｌｔについて示したように、測定電圧Ｕ＿ａｕｓのオーバシュートが発生する。測定時間窓ｔ＿ｍｅｓｓ内では、スイッチング電源１の測定出力部１．３、１．４において、誘導により、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの振動が、ひいては過電圧Ｕ＿ｕｅｂによる、測定電圧の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌの超過が発生する。測定電圧のこの目標値Ｕ＿ｓｏｌｌは、この振動が、過電圧Ｕ＿ｕｅｂから次第に減衰して始めて、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの定常値として現れる。

スイッチング素子１．５．１、１．５．２におけるスイッチング過程は急峻には進まず、むしろ開フェーズ中の開時には電流強度は徐々に減少し、閉フェーズ中の閉時には徐々に増幅する。デッドタイムｔ＿ｔｏｔが極めて短い場合、第１スイッチング素子１．５．１の開フェーズと、第２スイッチング素子１．５．２の閉フェーズとが重なり合う。これにより、図３に示したように、測定電圧は目標値Ｕ＿ｓｏｌｌを上回り、したがって過電圧Ｕ＿ｕｅｂが生じる。

図４には、過電圧Ｕ＿ｕｅｂが最小化されるか少なくとも低減される、本発明による方法についての流れ図が示されている。この方法は、スタート点Ｓ０においてスタートする。

これに続く第１ステップＳ１では、デッドタイムｔ＿ｔｏｔが値ｔ＿ｔｏｔ＿ｓｔａｒｔにより、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂｌが過電圧スタート値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｓｔａｒｔにより、補正方向ｄが、スタート値１によって初期化される。これを式で示すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＿ｓｔａｒｔ
ｄ：＝１
であり、ただし演算子：＝は、右辺の値を左辺の変数に代入することを示す。第１ステップＳ１ではさらに、第１スイッチング素子１．５．１の切り換えと、第２スイッチング素子１．５．２の切り換えとの間の測定窓ｔ＿ｍｅｓｓにおいて、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂｌが、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの最大値として測定される。

これに続く第２ステップＳ２においてこの方法は、第１スイッチング素子１．５．１と第２スイッチング素子１．５．２との間の切り換えを待機し、したがって第１スイッチング素子１．５．１がすでに開いており、第２スイッチング素子１．５．２はまだ閉じていない時点又はその間の期間を待機する。

この時点又はこの期間中、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの実際値が測定され、この実際値から第２の過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が求められる。

例えば、制御ユニット４によって生成された、第１スイッチング素子１．５．１及び第２スイッチング素子１．５．２に対する複数の駆動制御信号から、特定の時点を求めることが可能である。この場合、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２は、例えば、この時点における測定電圧Ｕ＿ａｕｓの値として測定可能である。

しかしながら、あらかじめ設定した測定時間窓ｔ＿ｍｅｓｓ中に測定電圧Ｕ＿ａｕｓを測定し、この測定時間窓ｔ＿ｍｅｓｓ内に測定した、すべての測定電圧Ｕ＿ａｕｓの値の最大値として第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２を求めることも可能である。

これに続く第１判定ステップＥ１では、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１以上であるか否かがテストされる。

第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１以上である場合、肯定の流れパスＪに沿いかつ第１判定ステップＥ１に続く第３ステップＳ３において、補正方向ｄが反転される。式で表すと
ｄ：＝−ｄ
であり、その後、第４ステップＳ４が実行される。

第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１よりも小さい場合、補正方向ｄはそのままであり、第１判定ステップＥ１の直後に、否定の流れパスＮに沿って第４ステップＳ４が実行される。

第４ステップＳ４では、デッドタイムｔ＿ｔｏｔがこの補正方向において、デッドタイム変化ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ分だけ変化させられる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＋ｄ＊ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ
である。

これに続く第５ステップＳ５では、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂｌに第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が代入される。式で表すと、
Ｕ＿ｕｅｂｌ：＝Ｕ＿ｕｅｂ２
である。

その後、この方法は、第２ステップＳ２から第５ステップＳ５までの流れの任意回数の繰り返しで続行される。

上で説明した方法により、デッドタイムｔ＿ｔｏｔが有利に設定され、このデッドタイムにより、最小の又は近似的に最小の第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が得られる。直流入力電圧Ｕ＿ｅｉｎが変化せずかつスイッチング電源１の測定出力部１．３、１．４において消費装置Ｘ＿Ｌが変化しない固定的な状況に対し、デッドタイムｔ＿ｔｏｔは最適値の周りを行き来する。ここでこの最適値は、最小の過電圧に、すなわち測定電圧Ｕ＿ａｕｓの最小オーバシュートに関連しており、図５に示したように、測定電圧の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌを上回らない。ここでも、測定電圧Ｕ＿ａｕｓは徐々に目標値Ｕ＿ｓｏｌｌに適応し、整定されたこの定常状態に到達する。

図６には、過電圧Ｕ＿ｕｅｂの経過及び測定電圧Ｕ＿ａｕｓの目標値Ｕ＿ｓｏｌｌの経過が略示されており、これは、設定したデッドタイムｔ＿ｔｏｔに依存して、定常状態において生じる経過である。ここで明瞭にわかるのは、過電圧Ｕ＿ｕｅｂが最小になる、デッドタイムの所定の最適値ｔ＿ｔｏｔ^＊が存在することである。デッドタイムのこの最適値ｔ＿ｔｏｔ^＊に対する過電圧Ｕ＿ｕｅｂが、目標値Ｕ＿ｓｏｌｌを下回ることもさらに明瞭にわかる。これにより、スイッチング電源１の一層確実な動作も、接続された消費装置Ｘ＿Ｌの一層確実な動作も共に有利に得られる。

図７には、過電圧Ｕ＿ｕｅｂが制限される、本発明による方法の一実施形態についての流れ図が示されている。この方法は、スタート点Ｓ０においてスタートする。

第１ステップＳ１の流れは、図４に示した流れに対応する。

これに続く修正第２ステップＳ２’では、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの最大値が、一スイッチングサイクルにわたって求められ、第２過電圧値に代入される。このようなスイッチングサイクルは、第１スイッチング素子の第１の閉の開始と、これに続く第１スイッチング素子の第２の閉の開始との間の時間によって決定される。

これに続く第２判定ステップＥ２では、ステップＳ２で求めた第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚ以下であるか否かがテストされる。修正第２ステップＳ２’で求めた第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚ以下である場合、肯定の流れパスＪに沿い、つぎのステップとして第５ステップＳ５が処理される。修正第２ステップＳ２’で求めた第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚよりも大きい場合、否定の流れパスに沿って、第１判定ステップＥ１の流れが、オプションでは第３ステップＳ３の流れが、また第４ステップＳ４の流れが、図４ですでに説明したように選択される。

第１判定ステップＥ１では、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１以下であるか否かがテストされる。

第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１が、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２以下である場合、肯定の流れパスＪに沿い、これに続く第３ステップＳ３において補正方向ｄが変更される。式で表すと
ｄ：＝−ｄ
であり、その後、第４ステップＳ４が実行される。

第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１が第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２よりも大きい場合、補正方向ｄはそのままであり、第１判定ステップＥ１の直後に、否定の流れパスＮに沿って第４ステップＳ４が実行される。

第４ステップＳ４では、デッドタイムｔ＿ｔｏｔがこの補正方向ｄに、デッドタイム変化ステップ幅ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ分だけ変化させられる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＋ｄ＊ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ
である。

本発明の一実施形態では、少なくとも１である増幅係数Ｋ、及び、第２の過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２と測定電圧の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌとの間の制御偏差を正の冪乗指数で冪乗したものを乗算することにより、上記デッドタイム変化ステップ幅ｄ＿ｔ＿ｔｏｔを付加的に求めることができる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＋ｄ＊Ｋ＊（Ｕ＿ｕｅｂ２−Ｕ＿ｓｏｌｌ）^ｘ
であり、ただしｙ^ｘは、ｙをｘ冪乗した値を示す。

本発明によるこの実施形態では、制御偏差が大きい場合にデッドタイムｔ＿ｔｏｔを比較的大きく変化させ、制御偏差が比較的小さい場合にデッドタイムｔ＿ｔｏｔを比較的小さく変化させることができて有利である。これにより、ほぼ同じ制御精度の場合、固定のステップ幅による方法よりも、第４ステップＳ４の少ない実行回数で、近似的に最適デッドタイムｔ＿ｔｏｔを設定することができる。ここでこの固定のステップ幅は、最後に測定した第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２と、測定電圧の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌとの偏差には依存せずに一定のままのステップ幅である。

増幅係数Ｋ及び冪乗指数ｘについての具体的な値は、接続される消費装置Ｘ＿Ｌのインピーダンス及びスイッチング特性に依存して有利に選択される。増幅係数Ｋについての比較的大きな値は、増幅係数Ｋについての比較的小さな値に比べて、デッドタイムｔ＿ｔｏｔのより急速な変化、ひいては制御偏差のより急速な低減を生じさせる。しかしながら増幅係数Ｋが所定の制限値を上回った場合に測定電圧Ｕ＿ａｕｓのオーバシュートを生じさせることがあり得る。増幅係数Ｋは有利には約１〜約１０の範囲内で選択される。

冪乗指数ｘを用いて、測定電圧Ｕ＿ａｕｓの制御の非線形性を制御することができる。制御偏差が大きい場合には１を上回る冪乗指数ｘにより、デッドタイムｔ＿ｔｏｔの比例を越える変化が発生する。これによって１の冪乗指数ｘによって得られるよりも、制御偏差の比較的迅速な低減が得られて有利である。しかしながら冪乗指数ｘが所定の制限値を上回った場合、測定電圧Ｕ＿ａｕｓのオーバシュートを生じさせることがあり得る。冪乗指数ｘは有利には約１〜約５の範囲で選択される。

所与のインピーダンスと、負荷変動の周波数、速さ及び振幅を表す所与のスイッチング特性とを有する所与の消費装置Ｘ＿Ｌに対し、増幅係数Ｋ及び冪乗指数ｘについての特に適切な値を実験的に求めることが可能である。例えば増幅係数Ｋ及び冪乗指数ｘをまず、測定電圧Ｕ＿ａｕｓのオーバシュートが観察されるほどまでに大きくすることができる。その後、このようにして見つけた値を、あらかじめ定めた量だけ低減して、測定電圧Ｕ＿ａｕｓのオーバシュートがない、この方法の比較的安全な動作が得られるようにする。

第４ステップＳ４又は第２判定ステップＥ２のいずれかに続く第５ステップＳ５において、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂｌに第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２を代入する。式で表すと、
Ｕ＿ｕｅｂｌ：＝Ｕ＿ｕｅｂ２
である。

その後、この方法は、第２ステップＳ２から第５ステップＳ５までの流れの任意回数の繰り返しで続行される。

本発明による方法のこの実施形態では有利には、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚを大きく上回らないようにデッドタイムｔ＿ｔｏｔを選択することができる。第２判定ステップＥ２において過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚを上回ったことが確認されると直ちに、測定した第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２の低減が開始されるように、デッドタイムｔ＿ｔｏｔが補正方向ｄに変更される。デッドタイムｔ＿ｔｏｔのこの変更は、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚに達するか又はこれを下回ると直ちに中止され、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚを改めて上回った場合に再度はじめて採用される。この方法のこの実施形態では、第１スイッチング素子１．５．１の切り換えと、第２スイッチング素子１．５．２の切り換えとの間にあり、かつ、スイッチングレギュレータ１．５の測定出口部において測定電圧Ｕ＿ａｕｓの電圧経過の最大値を検出しようとしている測定時間窓を持続的に監視する必要がなくなり有利である。したがってこの方法のこの実施形態は、例えばコンパレータのような構成素子の比較的わずかなコストによって実行可能である。

図８にはこの方法の別の実施形態についての流れ図が示されており、ここでは過電圧Ｕ＿ｕｅｂが制限される。この方法は、スタート点Ｓ０においてスタートする。第１ステップＳ１、修正第２ステップＳ２’及び第２判定ステップＥ２は、図７によって説明したこの方法の実施形態と同じように実行される。修正第２ステップＳ２’において求めた第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚよりも大きい場合、否定の流れパスＮに沿って、引き続きのステップＳ６において繰り返し回数Ｚが０にセットされる。式で表すと、
Ｚ：＝０
である。

繰り返し回数Ｚが表すのは、あらかじめ設定した過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚを最後に上回ってからこの方法を何回実行したかである。

第６ステップＳ６に続いて第１判定ステップＥ１の流れが、オプションでは第３ステップＳ３の流れが、また第４ステップＳ４の流れが、図４ですでに説明したように選択される。

第１判定ステップＥ１では、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１以下であるか否かがテストされる。

第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１が、第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２以下である場合、肯定の流れパスＪに沿い、これに続く第３ステップＳ３において補正方向ｄが変更される。式で表すと
ｄ：＝−ｄ
であり、その後、第４ステップが実行される。

第１過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ１が第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２よりも大きい場合、補正方向ｄはそのままであり、第１判定ステップＥ１の直後に、否定の流れパスＮに沿って第４ステップＳ４が実行される。

第４ステップＳ４では、デッドタイムｔ＿ｔｏｔが補正方向ｄに、デッドタイム変化ステップ幅ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ分だけ変化させられる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＋ｄ＊ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ
である。

本発明の一実施形態では、少なくとも１である増幅係数Ｋ、及び、第２の過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２と測定電圧の目標値Ｕ＿ｓｏｌｌとの間の制御偏差を正の冪乗指数で冪乗したものを乗算することにより、上記デッドタイム変化ステップ幅ｄ＿ｔ＿ｔｏｔを付加的に求めることができる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｔ＿ｔｏｔ＋ｄ＊Ｋ＊（Ｕ＿ｕｅｂ２−Ｕ＿ｓｏｌｌ）^ｘ
であり、ただしｙ^ｘは、ｙをｘ冪乗した値を示す。

第４ステップＳ４に続き、第５ステップＳ５が、図４についてすでに説明したように処理され、以降、修正第２ステップＳ２’で続行される。

修正第２ステップＳ２’で求めた第２過電圧値Ｕ＿ｕｅｂ２が、過電圧制限値Ｕ＿ｕｅｂ＿ｇｒｅｎｚ以下の場合、第２判定ステップＥ２に続いて第７ステップＳ７が実行され、ここでは繰り返し回数Ｚがインクリメントされる。式で表すと、
Ｚ：＝Ｚ＋１
である。

第７ステップＳ７に続き、第３判定ステップＥ３では、繰り返し回数Ｚが１よりも大きいか否かがテストされる。繰り返し回数Ｚが１よりも大きい場合、肯定の流れパスＪに沿い、つぎのステップとして、第５ステップＳ５が、図４についてすでに説明したように処理され、以降、修正第２ステップＳ２’で続行される。

第３判定ステップＥ３において、繰り返し回数Ｚが１よりも大きくないことが確認されると、否定の流れパスＮに沿い、つぎのステップとして、修正第４ステップＳ４’が処理される。修正第４ステップＳ４’では、デッドタイムｔ＿ｔｏｔが補正方向ｄに、あらかじめ設定したステップ数ｎを乗算したデッドタイム変化ステップ幅ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ分だけ変化させられる。式で表すと、
ｔ＿ｔｏｔ：＝ｄ＊ｎ＊ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ
である。

言い換えると、この方法のこの実施形態では、第４ステップＳ４におけるデッドタイムｔ＿ｔｏｔの変更に続く実行の際に、再度、あらかじめ設定した絶対値ｎ＊ｄ＿ｔ＿ｔｏｔ分だけ同じ方向にこのデッドタイムｔ＿ｔｏｔの変更を行う。

あらかじめ設定するステップ数ｎを消費装置Ｘ＿Ｌのスイッチング特性に適合させることにより、デッドタイムｔ＿ｔｏｔのこの再度の変更の程度を選択し、これにより、消費装置によって引き込まれる負荷電流が一般的な変化をした際に、近似的に最小の過電圧Ｕ＿ｕｅｂが得られるようにすることができる。

修正第４ステップＳ４’に続いて、第５ステップＳ５が、図４についてすでに説明したように処理され、以降、修正第２ステップＳ２’で続行される。

第３判定ステップＥ３において、繰り返し回数Ｚが１よりも大きいことが確認される場合、肯定の流れパスＪに沿い、つぎのステップとして第５ステップＳ５が、図４についてすでに説明したように処理され、以降、修正第２ステップＳ２’で続行される。

図８に示したこの方法の実施形態により、給電される消費装置Ｘ＿Ｌのスイッチング特性が前もって求められる場合、負荷変化時に測定電圧Ｕ＿ａｕｓを継続的に測定することなく、特に高速であると同時に安定して制御偏差を低減することが可能になり、有利である。したがって増幅係数Ｋ及び／又は冪乗指数ｘ及び／又はステップ数ｎを適合化することにより、種々異なってはいるが既知のスイッチング特性を備えた消費装置Ｘ＿Ｌの給電に容易に適合させることが可能な、特に簡単かつ安定したスイッチング電源を開発することができる。

１ スイッチング電源、 １．１、１．２ 入力部コンタクト、 １．３、１．４ 測定出力部コンタクト、測定出力部 １．５ スイッチングレギュレータ、 １．５．１ 第１スイッチング素子、 １．５．２ 第２スイッチング素子、 ２ 測定ユニット、 ３ 処理ユニット、 ４ 制御ユニット、 Ｘ＿Ｌ 負荷抵抗、消費装置、 Ｃ キャパシタ、 Ｌ インダクタ、 Ｕ＿ｅｉｎ 直流入力電圧、 Ｕ＿ａｕｓ 測定電圧、 Ｕ＿ｓｏｌｌ 測定電圧の目標値、 Ｕ＿ｕｅｂ 過電圧、 ｔ 時間、時間軸、 ｔ＿ｔｏｔ デッドタイム、 ｔ＿ｔｏｔ^＊ 最適デッドタイム、 ｔ＿ｓｃｈａｌｔ 切換時点、 ｔ＿ｍｅｓｓ 測定時間窓、 Ｓ０ スタート点、 Ｓ１〜Ｓ７ 第１〜第７ステップ、 Ｓ２’ 修正第２ステップ、 Ｓ４’ 修正第４ステップ、 Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３ 第１〜第３判定ステップ、 Ｊ 肯定の流れパス、 Ｎ 否定の流れパス

Claims (11)

1. スイッチング電源（１）のスイッチングレギュレータ（１．５）において、第１スイッチング素子（１．５．１）の開の開始と、当該第１スイッチング素子（１．５．１）に直列接続された第２スイッチング素子（１．５．２）の閉の開始との間のデッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を調整する方法において、
   ・ 前記第２スイッチング素子（１．５．２）を介して測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）を測定し、
   ・ 前記測定した測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）と、当該測定電圧の目標値（Ｕ＿ｓｏｌｌ）との制御偏差が最小化される又は制限されるように、前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を変化させ、
   ・ このようにして求めた前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を用いて前記第１及び第２スイッチング素子（１．５．１、１．５．２）を駆動制御する、ことを特徴とする方法。
2. ・ 前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を初期化することと、測定可能な最大過電圧値以上の過電圧開始値によって前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）の第１過電圧値を初期化することと、前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を調整するための補正方向を初期化することとを含む第１ステップ（Ｓ１）、
   ・ 前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）内の測定時間窓（ｔ＿ｍｅｓｓ）において前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）の第２過電圧値を測定することを含む第２ステップ（Ｓ２）、
   ・ 前記第２過電圧値が前記第１過電圧値よりも大きい場合に前記補正方向を反転することを含む第３ステップ（Ｓ３）、
   ・ 前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を前記補正方向にデッドタイム変化分だけ変化させることを含む第４ステップ（Ｓ４）、及び
   ・ 前記第１過電圧値を前記第２過電圧値によって上書きすることを含む第５ステップ（Ｓ５）
   を有しており、
   前記第２〜第５ステップ（Ｓ２〜Ｓ５）の流れを少なくとも１回繰り返す、
   請求項１に記載の方法。
3. 前記第２ステップ（Ｓ２）に置き換わる修正第２ステップ（Ｓ２’）において、完全な１スイッチングサイクルに渡っての、前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）の最大値として前記第２過電圧値が測定され、
   さらに、前記第２過電圧値が過電圧制限値以下の場合、前記第３ステップ（Ｓ３）及び前記第４ステップ（Ｓ４）を省略する、
   請求項２に記載の方法。
4. 少なくとも１である許容係数を乗算することにより、前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）に対する前記目標値（Ｕ＿ｓｏｌｌ）から前記過電圧制限値を求める、
   請求項３に記載の方法。
5. 前記第１過電圧値と前記第２過電圧値との間の差分に、デッドタイム変化ステップ幅を乗算することにより前記デッドタイム変化を求める、
   請求項２から４までのいずれか１項に記載の方法。
6. 前記デッドタイム変化を、
   ・ 少なくとも１である増幅係数、
   ・ 前記第２過電圧値と、前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）の前記目標値（Ｕ＿ｓｏｌｌ）との間の差分に、少なくとも１である冪乗指数によって冪乗したもの、及び
   ・ デッドタイム変化ステップ幅
   からなる積として形成する、
   請求項２から４までのいずれか１項に記載の方法。
7. 前記増幅係数を１〜１０の範囲で選択し、
   前記冪乗指数を１〜５の範囲で選択する、
   請求項６に記載の方法。
8. 前記第２過電圧値が前記過電圧制限値以下である場合、かつ、前記方法の先行して行われた実行において前記第２過電圧値が前記過電圧制限値より大きかった場合に、修正第４ステップ（Ｓ４’）を実行し、
   当該修正第４ステップ（Ｓ４’）において、少なくとも１であるあらかじめ定めたステップ数によって乗算したデッドタイム変化ステップ幅分だけ前記補正方向に前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を変化させる、
   請求項３から７までのいずれか１項に記載の方法。
9. 前記ステップ数を１〜１０の範囲で選択する、
   請求項８に記載の方法。
10. 請求項１から９までのいずれか１項に記載の方法にしたがって前記デッドタイム（ｔ＿ｔｏｔ）を調整する装置において、
    前記スイッチング電源（１）の前記測定電圧（Ｕ＿ａｕｓ）を測定する測定ユニット（２）と、当該測定ユニット（２）に接続可能でありかつデッドタイム値（ｔ＿ｔｏｔ）を計算する処理ユニット（３）と、当該処理ユニット（３）に接続され、かつ前記スイッチング電源（１）の前記スイッチングレギュレータ（１．５）の前記第１及び第２スイッチング素子（１．５．１、１．５．２）を駆動制御する制御ユニット（４）とを有する、ことを特徴とする装置。
11. 前記第１及び第２スイッチング素子（１．５．１、１．５．２）は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタとして構成されており、
    前記制御ユニット（４）は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタを駆動制御するために構成されている、
    請求項１０に記載の装置。

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