JP2015211540A - スイッチ回路、充電回路およびそれを利用した電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ラッシュ電流を抑制可能なスイッチ回路を提供する。
【解決手段】スイッチ回路１００は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴの間の導通、遮断が切りかえ可能である。第１トランジスタＭ１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴの間に設けられる。第２トランジスタＭ２は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第１電極Ｅ１が入力端子ＩＮと接続され、ゲートが第１トランジスタＭ１のゲートと接続され、ゲートと第２電極Ｅ２の間が結線される。抵抗Ｒ１は、第２トランジスタＭ２の第２電極Ｅ２と接地ラインの間に設けられる。
【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチ回路に関する。

ある端子（入力端子）に直流電圧が供給されているとき、入力端子と別の端子（出力端子）の間の電気的な導通、遮断を切りかえたい場合がある。かかる用途に、スイッチ回路が用いられる。たとえば特許文献１の図２には関連技術が開示される。

図１は、本発明者が検討したスイッチ回路の回路図である。なお図１のスイッチ回路１００ｒを公知技術と認定してはならない。スイッチ回路１００ｒは、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴの間の導通、遮断が切りかえ可能である。たとえば入力（ＩＮ）端子には、電池２０からの電圧（電池電圧）Ｖ_ＢＡＴが入力され、出力（ＯＵＴ）端子には、平滑化用のキャパシタＣ１が接続される。

スイッチ回路１００ｒは、トランジスタＭ１と、ゲート電圧コントローラ１０４ｒを備える。トランジスタＭ１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＦであり、そのソースはＩＮ端子に、そのドレインはＯＵＴ端子に接続される。ゲート電圧コントローラ１０４ｒは、トランジスタＭ１のゲートに接地電圧Ｖ_ＧＮＤを供給する第１状態φ１と、トランジスタＭ１のゲートに、そのソースと等しい電圧Ｖ_ＢＡＴを供給する第２状態φ２と、が切りかえ可能となっている。第１状態φ１においてトランジスタＭ１はフルオンとなり、スイッチ回路１００ｒは導通する。第２状態φ２において、トランジスタＭ１のゲートソース間電圧がゼロとなり、トランジスタＭ１はオフ状態となる。

特開２００２−２８１６９２号公報

本発明者は、図１のスイッチ回路１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。電池２０が着脱可能なバッテリパックである場合について考える。電池２０が外された状態では、ＯＵＴ端子に接続されるキャパシタＣ１は放電されており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはゼロとなっている。ゲート電圧コントローラ１０４ｒが第１状態φ１のときに、電池２０が装着されると、電池２０からキャパシタＣ１に電流が流れ、キャパシタＣ１が充電され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが電池電圧Ｖ_ＢＡＴ付近まで増大する。

ここでスイッチ回路１００ｒの損失を低減するために、トランジスタＭ１のオン抵抗は数十ｍΩ程度に設計される場合が多い。したがって電池２０の装着時にトランジスタＭ１がフルオンしていると、電池２０からキャパシタＣ１にラッシュ電流が流れるという問題がある。

従来のスイッチ回路１００ｒでは、ラッシュ電流が流れても信頼性が低下しないように、トランジスタＭ１のトランジスタサイズ、素子間の配線幅、あるいはボンディングワイヤの本数を決定する必要がある。しかしながら、ラッシュ電流は、電池２０の内部抵抗、電池２０とバッテリホルダの接触抵抗などの影響を受けるところ、これらは未知あるいは予測不能である場合が多いため、スイッチ回路１００ｒにおけるトランジスタＭ１のトランジスタサイズ、素子間の配線幅、あるいはボンディングワイヤの本数は過大なマージンを考慮して設計する必要があり、最適化設計されているとは言い難い。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ラッシュ電流を抑制可能なスイッチ回路の提供にある。

本発明のある態様は、スイッチ回路に関する。スイッチ回路は、直流電源からの入力電圧を受ける入力端子と、出力端子と、入力端子と出力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の第１トランジスタと、第１電極が入力端子と接続され、ゲートが第１トランジスタのゲートと接続され、ゲートと第２電極の間が結線されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２トランジスタと、第２トランジスタの第２電極と接地ラインの間に設けられた抵抗と、を備える。

入力端子に入力電圧が供給されると、第２トランジスタに流れる電流が徐々に増大していく。第２トランジスタと第１トランジスタは、ゲート同士、ソース同士が共通に接続されているため、第１トランジスタに流れる電流は、第２トランジスタに流れる電流に比例して徐々に増大する。これにより、第１トランジスタにラッシュ電流が流れるのを防止できる。

ある態様のスイッチ回路は、第１トランジスタのゲートと第２トランジスタのゲートの間に設けられたゲートコントローラをさらに備えてもよい。ゲートコントローラは、第１トランジスタのゲートに第２トランジスタのゲート電圧を供給する第１状態と、第１トランジスタのゲートに接地ラインの電圧を供給する第２状態と、が切りかえ可能であってもよい。
ラッシュ電流が発生するおそれが低下した後に第２状態とすることで、第１トランジスタをフルオンしてオン抵抗を最小とし、電力損失を低減できる。

ゲートコントローラは、入力端子の電圧と出力端子の電圧の電位差が所定値より小さくなると、言い換えれば入力端子の電圧と出力端子の電圧が実質的に等しくなると、第２状態となってもよい。
入力端子の電圧と出力端子の電圧の電位差が小さくなるとラッシュ電流のおそれが低下する。この態様によれば、ラッシュ電流を抑制しつつ、電力損失を低減できる。

ゲートコントローラは、第２トランジスタのゲートに、入力端子の電圧を供給可能に構成されてもよい。
第２トランジスタのゲートに入力端子の電圧を与えておくことで、第２トランジスタおよび第１トランジスタをオフすることができる。つまり電池が接続された直後に、第１トランジスタ、第２トランジスタがオフ状態から徐々にオンさせることが可能となり、ラッシュ電流をより抑制できる。

ある態様のスイッチ回路は、入力端子と接地ラインの間に、第２トランジスタおよび抵抗と直列に設けられたシャントスイッチをさらに備えてもよい。
シャントスイッチを設けることで、そのオフ状態において入力端子から接地ラインに流れる電流を遮断でき、無駄な電流を低減できる。

シャントスイッチは、第１状態においてオン、第２状態においてオフであってもよい。これにより、第１トランジスタがフルオン状態となった後には、第２トランジスタを経由する電流を遮断できる。

スイッチ回路は、第１トランジスタのバックゲートと第１電極の間に設けられた第１バックゲートスイッチと、第１トランジスタのバックゲートと第２電極の間に設けられた第２バックゲートスイッチと、第１バックゲートスイッチおよび第２バックゲートスイッチを制御するバックゲートコントローラと、をさらに備えてもよい。

これにより、入力端子の電圧の方が高い場合のみでなく、出力端子の電圧の方が高い場合においても、入力端子と出力端子の間の導通、遮断を制御可能となり、スイッチ回路の用途を広げることができる。

スイッチ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、上述のいずれかのスイッチ回路を備える。

本発明の別の態様は、外部ＤＣ電源により二次電池を充電するとともに、負荷に電力を供給する充電回路に関する。充電回路は、ＤＣ電源からのＤＣ電圧を受けるＤＣ入力端子と、二次電池が着脱可能に接続される電池端子と、平滑キャパシタが接続されるシステム端子と、第１電極が電池端子と接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１トランジスタと、第１電極が電池端子と接続され、ゲートが第１トランジスタのゲートと接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２トランジスタと、第２トランジスタの第２電極と接地ラインの間に設けられた抵抗と、第１電極がシステム端子と接続され、第２電極が第１トランジスタの第２電極と接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第３トランジスタと、第１トランジスタから第３トランジスタのゲート電圧を制御するゲートコントローラと、システム端子とＤＣ入力端子の間に設けられ、ＤＣ入力端子にＤＣ電圧が供給されるとき導通状態となるＤＣ入力スイッチと、第１トランジスタのバックゲートと第１電極の間に設けられた第１バックゲートスイッチと、第１トランジスタのバックゲートと第２電極の間に設けられた第２バックゲートスイッチと、第１バックゲートスイッチおよび第２バックゲートスイッチを制御するバックゲートコントローラと、を備える。

ゲートコントローラは、ＤＣ入力端子にＤＣ電圧が供給されるときに、第１トランジスタおよび第３トランジスタのゲート電圧を調節する充電コントローラを含んでもよい。

ゲートコントローラは、第１トランジスタのゲートと第２トランジスタのゲートの間に設けられ、第１トランジスタのゲートに第２トランジスタのゲート電圧を供給する第１状態と、第１トランジスタのゲートに接地ラインの電圧を供給する第２状態と、が切りかえ可能に構成されてもよい。

ゲートコントローラは、電池端子の電圧とシステム端子の電圧が実質的に等しくなると、第２状態にセットされてもよい。

充電回路は、電池端子と接地ラインの間に、第２トランジスタおよび抵抗と直列に設けられ、ＤＣ電源により二次電池を充電中にオフ状態となるシャントスイッチをさらに備えてもよい。
シャントスイッチは、第１状態においてオン、第２状態においてオフであってもよい。

充電回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、二次電池と、二次電池を充電する上述のいずれかの充電回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ラッシュ電流を抑制できる。

本発明者が検討したスイッチ回路の回路図である。 実施の形態に係るスイッチ回路の回路図である。 図２のスイッチ回路の動作波形図である。 第１変形例に係るスイッチ回路の回路図である。 図２変形例に係るスイッチ回路の回路図である。 図５のスイッチ回路の動作波形図である。 第３変形例に係るスイッチ回路の回路図である。 第４変形例に係るスイッチ回路の回路図である。 充電回路を備える電子機器の回路図である。 ＰＭＩＣを備える電子機器の斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係るスイッチ回路１００の回路図である。スイッチ回路１００は、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２および抵抗Ｒ１を備える。ＩＮ端子には、直流電源、たとえば電池２０からの入力電圧Ｖ_ＩＮが入力される。電池２０は、ＩＮ端子に対して着脱可能である。出力端子ＯＵＴには、平滑化用のキャパシタＣ１および図示しない負荷が接続される。接地（ＧＮＤ）端子は接地される。スイッチ回路１００は、ひとつの半導体基板に集積化されている。

第１トランジスタＭ１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ＩＮ端子とＯＵＴ端子の間に設けられる。第１トランジスタＭ１の第１電極Ｅ１（ソース）はＩＮ端子と接続され、その第２電極（ドレイン）Ｅ２はＯＵＴ端子と接続される。第１トランジスタＭ１のバックゲートは、ＩＮ端子と接続される。

第２トランジスタＭ２は、第１トランジスタＭ１と同型、すなわちＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、その第１電極Ｅ１（ソース）はＩＮ端子と接続され、その制御電極（ゲート）は第１トランジスタＭ１のゲートと接続される。抵抗Ｒ１は、第２トランジスタＭ２の第２電極Ｅ２（ドレイン）と接地ライン１０２の間に設けられる。接地ライン１０２は、ＧＮＤ端子を介して接地される。第２トランジスタＭ２のゲートは、そのドレインと結線される。

第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２のトランジスタサイズは、Ｎ：１（Ｎ＞１）となるように設計される。このとき、第１トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_ＯＵＴと第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ_Ｓは、Ｎ：１の関係が成り立つ。

たとえばＮは、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ_Ｓが数十μＡのオーダーとなるように決定すればよい。定格が３００ｍＡであるとき、Ｎ＝１００００としてもよい。この場合、電流Ｉ_Ｓ＝３００ｍＡ／１００００＝３０μＡとなる。

また抵抗Ｒ１の抵抗値は、（Ｖ_ＢＡＴ−Ｖ_ＧＳ）／Ｒ１が数十μＡのオーダーとなるように決定される。Ｖ_ＧＳはＭＯＳＦＥＴのゲートソース間電圧である。たとえばＶ_ＢＡＴ＝３．５Ｖ、Ｖ_ＧＳ＝０．５Ｖとすると、Ｒ１は数十ｋΩ〜数百ｋΩとなる。

以上がスイッチ回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のスイッチ回路１００の動作波形図である。時刻ｔ０より前に、電池２０は取り外されており、入力電圧Ｖ_ＩＮはゼロ（接地電圧Ｖ_ＧＮＤ）となっており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴもゼロである。また第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２のゲートは、抵抗Ｒ１によって接地電圧Ｖ_ＧＮＤにプルダウンされており、したがってそれらのゲート電圧Ｖ_Ｇはゼロである。

時刻ｔ０に、電池２０が装着される。電池２０が装着されると入力電圧Ｖ_ＩＮは直ちに、電池電圧Ｖ_ＢＡＴまで上昇する。第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳはＶ_ＩＮ−Ｖ_Ｇであり、時刻ｔ０にＶ_ＩＮ＝Ｖ_ＢＡＴとなると、第１トランジスタＭ１、第２トランジスタＭ２はターンオンする。

第２トランジスタＭ２がターンオンすると、電流Ｉ_Ｓが流れはじめ、時間とともに緩やかに増大する。電流Ｉ_Ｓが増大すると、抵抗Ｒ１の電圧降下が増大し、したがって第２トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖ_Ｇも増大していく。ゲート電圧Ｖ_Ｇが増大すると、第２トランジスタＭ２のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳが小さくなり、電流Ｉ_Ｓが小さくなるように負帰還が返る。やがて電流Ｉ_Ｓは、ある電流量Ｉ_ＣＬでクランプされる。
Ｉ_ＣＬ＝（Ｖ_ＢＡＴ−Ｖ_ＧＳ）／Ｒ１

第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２はゲートソース間電圧が等しいため、第１トランジスタＭ１には第２トランジスタＭ２の電流Ｉ_Ｓに比例した電流Ｉ_ＯＵＴ＝Ｎ×Ｉ_Ｓが流れる。

キャパシタＣ１が第１トランジスタＭ１の電流Ｉ_ＯＵＴにより充電されることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが増大する。やがてＶ_ＯＵＴ≒Ｖ_ＢＡＴとなると、第１トランジスタＭ１のドレインソース間電圧が実質的に等しくなり、電流Ｉ_ＯＵＴはゼロとなる。

以上がスイッチ回路１００の動作である。スイッチ回路１００の利点は、図１のスイッチ回路１００ｒとの対比により明確となる。図３には比較のために、図１のスイッチ回路１００ｒの動作が一点鎖線で示される。スイッチ回路１００ｒでは、トランジスタＭ１のゲート電圧Ｖ_Ｇは０Ｖに固定されており、常時、フルオンとなる。したがってトランジスタＭ１の電流Ｉ_ＯＵＴは何の制約も受けずに増大し、ラッシュ電流となる。

これに対して図２のスイッチ回路１００では、第１トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_ＯＵＴは、第２トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ_Ｓに比例して、徐々に増大し、やがて電流量Ｉ_ＣＬ×Ｎにてクランプされることとなる。これによりラッシュ電流を抑制することができる。

続いてスイッチ回路１００の変形例を説明する。

（第１変形例）
図４は、第１変形例に係るスイッチ回路１００ａの回路図である。
スイッチ回路１００ａは、図１のスイッチ回路１００に加えて、ゲートコントローラ１０４を備える。ゲートコントローラ１０４は、第１トランジスタＭ１のゲートと第２トランジスタＭ２のゲートの間に設けられる。ゲートコントローラ１０４は、第１トランジスタＭ１のゲートと第２トランジスタＭ２のゲートの間が導通する第１状態φ１と、第１トランジスタＭ１のゲートと接地ライン１０２の間が導通する第２状態φ２と、が切りかえ可能となっている。

ゲートコントローラ１０４は、Ｖ_ＩＮ＞Ｖ_ＯＵＴでありラッシュ電流の発生のおそれがあるときに第１状態φ１となり、Ｖ_ＩＮ≒Ｖ_ＯＵＴでありラッシュ電流の発生のおそれがないときに第２状態φ２となる。

たとえばゲートコントローラ１０４は、セレクタ１０６およびコンパレータ１０８を備える。セレクタ１０６は、２入力１出力であり、第１入力端子は第２トランジスタＭ２のゲートと接続され、第２入力端子は接地ライン１０２と接続され、出力端子は第１トランジスタＭ１のゲートと接続される。コンパレータ１０８は、入力電圧Ｖ_ＩＮと出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電位差に応じて、セレクタ１０６を制御する。たとえばコンパレータ１０８は、電位差が所定のしきい値より大きいときにセレクタ１０６を第１状態φ１とし、しきい値より小さいときにセレクタ１０６を第２状態φ２とする。

なおゲートコントローラ１０４の構成は図４のそれには限定されない。

図４のスイッチ回路１００ａによれば、ラッシュ電流が発生するおそれが低下した後に第２状態φ２に切りかえることで、第１トランジスタＭ１をフルオンしてそのオン抵抗を最小とし、電力損失を低減できる。

またラッシュ電流のおそれは、ＩＮ端子の電圧Ｖ_ＩＮとＯＵＴ端子の電圧Ｖ_ＯＵＴの電位差が小さくなると低下する。したがって、それらの入出力電圧Ｖ_ＩＮ、Ｖ_ＯＵＴの電位差に応じてゲートコントローラ１０４の状態を制御することにより、ラッシュ電流を抑制しつつ、電力損失を低減できる。

（第２変形例）
図５は、第２変形例に係るスイッチ回路１００ｂの回路図である。
スイッチ回路１００ｂのゲートコントローラ１０４は、第２トランジスタＭ２のゲートに、入力電圧Ｖ_ＩＮを供給可能に構成される。たとえばゲートコントローラ１０４は、第２トランジスタＭ２のゲートソース間に設けられたスイッチ１１０を含む。

スイッチ１１０がオンすると、第２トランジスタＭ２のゲートソース間電圧がゼロとなり、第２トランジスタＭ２がオフとなる。この状態でセレクタ１０６が第１状態φ１であれば、第１トランジスタＭ１もオフとなる。

図６は、図５のスイッチ回路１００ｂの動作波形図である。初期状態は第１状態φ１である。時刻ｔ０に電池２０が装着され、入力電圧Ｖ_ＩＮが電池電圧Ｖ_ＢＡＴとなる。スイッチ１１０は、電池２０が接続された直後はオンしており、したがって第２トランジスタＭ２および第１トランジスタＭ１のゲートソース間電圧はゼロであり、第１トランジスタＭ１はオフしている。

時刻ｔ１にスイッチ１１０がオフすると、抵抗Ｒ１によって第２トランジスタＭ２のゲート電圧がプルダウンされ、第２トランジスタＭ２がオンする。その結果、第２トランジスタＭ２に電流Ｉ_Ｓが流れはじめ、ゲート電圧Ｖ_Ｇが、抵抗Ｒ１による負帰還の影響を受けながら、Ｖ_ＢＡＴ−Ｖ_ＧＳに近づいていく。

やがて時刻ｔ２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが入力電圧Ｖ_ＢＡＴと実質的に等しくなると、第２状態φ２となり、第１トランジスタＭ１のゲート電圧が接地電圧０Ｖとなり、フルオンする。

この変形例によれば、電池２０が装着された直後において、第２トランジスタＭ２がオフの状態から電流Ｉ_Ｓが流れ始めるため、さらにラッシュ電流を抑制できる。

（第３変形例）
図７は、第３変形例に係るスイッチ回路１００ｃの回路図である。このスイッチ回路１００ｃは、図５のスイッチ回路１００ｂに加えてシャントスイッチ１１２をさらに備える。シャントスイッチ１１２は、ＩＮ端子から接地ライン１０２に至る経路上に、第２トランジスタＭ２、抵抗Ｒ１と直列に設けられる。その他は図５のスイッチ回路１００ｂと同様である。

たとえば、ゲートコントローラ１０４が第１状態φ１の間、シャントスイッチ１１２をオンし、ゲートコントローラ１０４を第２状態φ２とした後、シャントスイッチ１１２をオフしてもよい。そのほか、システムのシャットダウン状態において、シャントスイッチ１１２をオフしてもよい。

第２トランジスタＭ２、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ_Ｓは、負荷に供給されない損失であり、リーク電流と言える。この変形例によれば、シャントスイッチ１１２を設けることで、そのオフ状態において、ＩＮ端子から接地ライン１０２に流れる電流Ｉ_Ｓを遮断でき、無駄なリーク電流を低減できる。

（第４変形例）
図８は、第４変形例に係るスイッチ回路１００ｄの回路図である。
スイッチ回路１００ｄは、図７のスイッチ回路１００ｃに加えて、ＤＣ入力（ＤＣＩＮ）スイッチ、ＤＣ入力スイッチ１１４、第１バックゲートスイッチＳＷ１１、第２バックゲートスイッチＳＷ１２、バックゲートコントローラ１３０をさらに備える。

ＤＣＩＮ端子には、図示しないＤＣ電源からのＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが入力される。スイッチ回路１００ｄは、電池電圧Ｖ_ＢＡＴおよびＤＣ電圧Ｖ_ＤＣの一方を選択してＯＵＴ端子から出力する。ＤＣ入力スイッチ１１４は、ＤＣＩＮ端子とＯＵＴ端子の間に設けられる。ＤＣ入力スイッチ１１４は、ＤＣ電源からのＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが入力されているときオンとなる。

第１バックゲートスイッチＳＷ１１は、第１トランジスタＭ１の第１電極Ｅ１とバックゲートの間に、第２バックゲートスイッチＳＷ１２は、その第２電極Ｅ２とバックゲートの間に設けられる。バックゲートコントローラ１３０は、第１バックゲートスイッチＳＷ１１、第２バックゲートスイッチＳＷ１２のオン、オフを相補的に制御する。具体的にはバックゲートコントローラ１３０は、Ｖ_ＩＮ＞Ｖ_ＯＵＴのとき第１バックゲートスイッチＳＷ１１をオン、Ｖ_ＩＮ＜Ｖ_ＯＵＴのとき第２バックゲートスイッチＳＷ１２をオンする。

これにより、入力端子の電圧の方が高い場合のみでなく、出力端子の電圧の方が高い場合においても、入力端子と出力端子の間の導通、遮断を制御可能となる。

（用途）
続いて実施の形態に係るスイッチ回路の用途を説明する。スイッチ回路は、二次電池を充電する充電回路に好適に利用できる。
図９は、充電回路１０を備える電子機器１の回路図である。電子機器１は、充電回路１０、二次電池２０、電源回路２２、ＣＰＵ２４および複数の周辺回路２６を備える。二次電池２０は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、電池電圧Ｖ_ＢＡＴを出力する。

複数の周辺回路２６は、メモリ（ＲＡＭ：Random Access Memory）、ハードディスク、ディスプレイなどを含む。電子機器１の外部電源（ＥＸＴ）端子には、ＡＣアダプタやＵＳＢホストなどのＤＣ電源２が着脱可能となっており、ＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが供給される。

充電回路１０は、ＥＸＴ端子にＤＣ電源２が接続されているときには、ＤＣ電圧Ｖ_ＤＣを受け、二次電池２０を充電する。また充電回路１０は、電池電圧Ｖ_ＢＡＴあるいはＤＣ電圧Ｖ_ＤＣのひとつを選択し、システム（ＳＹＳ）端子からシステム電圧Ｖ_ＳＹＳを出力する。

電源回路２２は、システム電圧Ｖ_ＳＹＳを受け、それを昇圧または降圧して電源電圧Ｖ_ＤＤを生成し、負荷であるＣＰＵ２４や周辺回路２６に供給する。電源回路２２は、ＤＣ／ＤＣコンバータやチャージポンプ回路、リニアレギュレータ（ＬＤＯ：Low Drop Output）などを含む。

充電回路１０は、実施の形態に係る、あるいはその変形例に係るスイッチ回路１００を利用して構成される。図９の充電回路１０は、図８のスイッチ回路１００ｄを基本として構成されている。図９のＢＡＴ端子、ＤＣＩＮ端子、ＳＹＳ端子はそれぞれ、図８のＩＮ端子、ＤＣＩＮ端子、ＯＵＴ端子に対応する。

直流入力（ＤＣＩＮ）端子には、ＤＣ電源２からのＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが入力され、電池（ＢＡＴ）端子には、二次電池２０が接続される。ＤＣ入力スイッチ１１４は、ＤＣＩＮ端子とＳＹＳ端子の間に設けられる。たとえばＤＣ入力スイッチ１１４は、逆直列接続された２個のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを含む。

ＤＣ電源検出部１２４は、ＤＣＩＮ端子の電圧にもとづいて、ＤＣ電源２が接続されているか否かを判定する。ゲートコントローラ１２０は、ＤＣ電源２が接続されており、正常なＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが供給されているとき、ＤＣ入力スイッチ１１４をオンする。ＤＣ入力スイッチ１１４がオンすると、ＳＹＳ端子にはＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが現れる。

第１トランジスタＭ１は、ＳＹＳ端子とＢＡＴ端子の間に設けられる。第１トランジスタＭ１のバックゲートと第１電極Ｅ１の間、バックゲートと第２電極Ｅ２の間にはそれぞれ、バックゲートスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が設けられる。バックゲートコントローラ１３０は、第１バックゲートスイッチＳＷ１１、第２バックゲートスイッチＳＷ１２を相補的に制御する。バックゲートコントローラ１３０は、Ｖ_ＳＹＳ＜Ｖ_ＢＡＴのとき、第１バックゲートスイッチＳＷ１１をオンし、Ｖ_ＳＹＳ＞Ｖ_ＢＡＴのとき第２バックゲートスイッチＳＷ１２をオンする。

ゲートコントローラ１０４は、充電コントローラ１２２を備える。正常なＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが供給されているとき、充電コントローラ１２２は二次電池２０を充電する。

以上が充電回路１０の構成である。続いてその動作を説明する。いくつかの場合にわけて説明する。

１． ＤＣ電源２、電池２０がともに接続されているとき
ＤＣ入力スイッチ１１４はオンとなる。またセレクタ１０６は、第３状態φ３となり、充電コントローラ１２２の出力を、第１トランジスタＭ１のゲートに接続する。Ｖ_ＳＹＳ＞Ｖ_ＢＡＴであるから、第２バックゲートスイッチＳＷ１２がオン、第１バックゲートスイッチＳＷ１１がオフする。またシャントスイッチ１１２はオフである。

ＳＹＳ端子に接続される電源回路２２には、ＤＣ電源２からのＤＣ電圧Ｖ_ＤＣが供給される。また充電コントローラ１２２は、第１トランジスタＭ１のゲート電圧を調節し、ＣＣ（定電流）充電モードあるいはＣＶ（定電圧）充電モードで二次電池２０を充電する。

２． ＤＣ電源２が非接続であり、電池２０が接続されているとき
ＤＣ入力スイッチ１１４はオフである。ゲートコントローラ１０４は第２状態φ２であり、第１トランジスタＭ１はフルオンする。Ｖ_ＳＹＳ＜Ｖ_ＢＡＴであるから、第１バックゲートスイッチＳＷ１１がオン、第２バックゲートスイッチＳＷ１２がオフする。ＳＹＳ端子に接続される電源回路２２には、電池２０からの電池電圧Ｖ_ＢＡＴが供給される。シャントスイッチ１１２はオフである。

３． ＤＣ電源２、電池２０がともに非接続であるとき
初期状態では、ゲートコントローラ１０４は第１状態φ１である。そして、図３に示すフローにしたがって、第１トランジスタＭ１を緩やかにオンし、ＳＹＳ端子の電圧Ｖ_ＳＹＳが緩やかに増大する。そしてコンパレータ１０８によりＶ_ＳＹＳ＝Ｖ_ＢＡＴが検出されると、第２状態φ２となり、第１トランジスタＭ１がフルオンする。

以上が充電回路１０の動作である。この充電回路１０によれば、電池２０が取り付けられたときにＳＹＳ端子に流れ込むラッシュ電流を抑制できる。

図９の充電回路１０と電源回路２２を一体化してもよい。電子機器１を正常に起動・停止するためには、ＣＰＵ２４や周辺回路２６に対する電源電圧Ｖ_ＤＤを所定のシーケンスにしたがって生成、停止する必要があり、そのためにパワーマネージメントコントローラが搭載される場合がある。そこで充電回路１０と電源回路２２と、パワーマネージメント（ＰＭ）コントローラを、ひとつのＩＣ（ＰＭＩＣという）に集積化してもよい。

最後に、充電回路１０の用途を説明する。図１０は、ＰＭＩＣ４０を備える電子機器５００の斜視図である。電子機器５００はたとえばタブレット端末やスマートホンである。筐体５２０には、ＣＰＵ２４、ＲＡＭ、ＨＤＤなどの周辺回路２６、二次電池２０、およびＰＭＩＣ４０が内蔵される。ＰＭＩＣ４０は、ＣＰＵ２４やＲＡＭ、ＨＤＤに加えて、ディスプレイパネル５１０や、そのドライバ、オーディオ回路などに電源電圧を供給してもよい。なお電子機器５００は、ノートＰＣやコンソールゲーム機器、ポータブルゲーム機器、ウェアラブルＰＣ、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルカメラなどであってもよい。

なお、電子機器５００は、ＰＭＩＣ４０に代えて、充電回路１０と電源回路２２を個別に備えてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、２…ＤＣ電源、１０…充電回路、２０…電池、２２…電源回路、２４…ＣＰＵ、２６…周辺回路、１００…スイッチ回路、１０２…接地ライン、１０４…ゲートコントローラ、１０６…セレクタ、１０８…コンパレータ、１１０…スイッチ、１１２…シャントスイッチ、１１４…ＤＣ入力スイッチ、１２０…ゲートコントローラ、１２２…充電コントローラ、１２４…ＤＣ電源検出部、１３０…バックゲートコントローラ、Ｍ１…第１トランジスタ、Ｍ２…第２トランジスタ、Ｒ１…抵抗、Ｃ１…キャパシタ、ＳＷ１１…第１バックゲートスイッチ、ＳＷ１２…第２バックゲートスイッチ。

Claims (19)

1. 直流電源からの入力電圧を受ける入力端子と、
   出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１トランジスタと、
   第１電極が前記入力端子と接続され、ゲートが前記第１トランジスタのゲートと接続され、ゲートと第２電極の間が結線されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２トランジスタと、
   前記第２トランジスタの第２電極と接地ラインの間に設けられた抵抗と、
   を備えることを特徴とするスイッチ回路。
2. 前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートの間に設けられ、前記第１トランジスタのゲートに前記第２トランジスタのゲート電圧を供給する第１状態と、前記第１トランジスタのゲートに接地ラインの電圧を供給する第２状態と、が切りかえ可能なゲートコントローラをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。
3. 前記ゲートコントローラは、前記入力端子の電圧と前記出力端子の電圧の電位差が所定値より小さくなると、前記第２状態となることを特徴とする請求項２に記載のスイッチ回路。
4. 前記ゲートコントローラは、前記第２トランジスタのゲートに、前記入力端子の電圧を供給可能に構成されることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチ回路。
5. 前記入力端子と前記接地ラインの間に、前記第２トランジスタおよび前記抵抗と直列に設けられたシャントスイッチをさらに備えることを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載のスイッチ回路。
6. 前記シャントスイッチは、前記第１状態においてオン、前記第２状態においてオフであることを特徴とする請求項５に記載のスイッチ回路。
7. 前記第１トランジスタのバックゲートと第１電極の間に設けられた第１バックゲートスイッチと、
   前記第１トランジスタのバックゲートと第２電極の間に設けられた第２バックゲートスイッチと、
   前記第１バックゲートスイッチおよび前記第２バックゲートスイッチを制御するバックゲートコントローラと、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のスイッチ回路。
8. 前記入力端子には、二次電池が着脱可能に接続されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のスイッチ回路。
9. 前記出力端子には、キャパシタが接続されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のスイッチ回路。
10. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のスイッチ回路。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載のスイッチ回路を備えることを特徴とする電子機器。
12. 外部ＤＣ電源により二次電池を充電するとともに、負荷に電力を供給する充電回路であって、
    ＤＣ電源からのＤＣ電圧を受けるＤＣ入力端子と、
    二次電池が着脱可能に接続される電池端子と、
    平滑キャパシタが接続されるシステム端子と、
    第１電極が前記電池端子と接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１トランジスタと、
    第１電極が前記電池端子と接続され、ゲートが前記第１トランジスタのゲートと接続され、ゲートと第２電極の間が結線されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２トランジスタと、
    前記第２トランジスタの第２電極と接地ラインの間に設けられた抵抗と、
    前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタそれぞれのゲート電圧を制御するゲートコントローラと、
    前記システム端子と前記ＤＣ入力端子の間に設けられ、前記ＤＣ入力端子に前記ＤＣ電圧が供給されるとき導通状態となるＤＣ入力スイッチと、
    前記第１トランジスタのバックゲートと第１電極の間に設けられた第１バックゲートスイッチと、
    前記第１トランジスタのバックゲートと第２電極の間に設けられた第２バックゲートスイッチと、
    前記第１バックゲートスイッチおよび前記第２バックゲートスイッチを制御するバックゲートコントローラと、
    を備えることを特徴とする充電回路。
13. 前記ゲートコントローラは、前記ＤＣ入力端子に前記ＤＣ電圧が供給されるときに、前記第１トランジスタのゲート電圧を調節する充電コントローラを含むことを特徴とする請求項１２に記載の充電回路。
14. 前記ゲートコントローラは、前記ＤＣ入力端子に前記ＤＣ電圧が供給されないときに、前記第１トランジスタのゲートに前記第２トランジスタのゲート電圧を供給する第１状態と、前記第１トランジスタのゲートに接地ラインの電圧を供給する第２状態と、が切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項１２または１３に記載の充電回路。
15. 前記ゲートコントローラは、前記ＤＣ入力端子に前記ＤＣ電圧が供給されないときに、前記電池端子の電圧と前記システム端子の電圧が実質的に等しくなると、前記第２状態にセットされることを特徴とする請求項１４に記載の充電回路。
16. 前記電池端子と前記接地ラインの間に、前記第２トランジスタおよび前記抵抗と直列に設けられ、前記ＤＣ電源により前記二次電池を充電中にオフ状態となるシャントスイッチをさらに備えることを特徴とする請求項１４または１５に記載の充電回路。
17. 前記シャントスイッチは、前記第１状態においてオン、前記第２状態においてオフであることを特徴とする請求項１６に記載の充電回路。
18. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１２から１７のいずれかに記載の充電回路。
19. 二次電池と、
    前記二次電池を充電する請求項１２から１８のいずれかに記載の充電回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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