JP2015084621A - 電気機関車の電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＡＰＵ回路を含む電気機関車の電力変換装置の小型化を図る。
【解決手段】電気機関車の電力変換装置の絶縁トランス２０は、交流架線１５から高圧交流電力の供給を受けて、高圧／低圧変換を行い低圧交流電力として出力する。ＡＣ／ＤＣコンバータ２１は、低圧交流電力が入力され、交流／直流変換を行いインバータ２３に出力する。一方、ＰＷＭ制御部３０は、インバータ２３の出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号をインバータ２３に出力する。そして、電圧制御部は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２１の出力直流電圧を制御する。これらの結果、インバータ２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２１の出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流／交流変換を行って負荷に供給する。
【選択図】図１
【解決手段】電気機関車の電力変換装置の絶縁トランス２０は、交流架線１５から高圧交流電力の供給を受けて、高圧／低圧変換を行い低圧交流電力として出力する。ＡＣ／ＤＣコンバータ２１は、低圧交流電力が入力され、交流／直流変換を行いインバータ２３に出力する。一方、ＰＷＭ制御部３０は、インバータ２３の出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号をインバータ２３に出力する。そして、電圧制御部は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２１の出力直流電圧を制御する。これらの結果、インバータ２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２１の出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流／交流変換を行って負荷に供給する。
【選択図】図１
Description
本発明の実施形態は、電気機関車の電力変換装置に関する。
交流架線から電力供給される電気機関車の電力変換装置は、主として、駆動用電動機を制御する主電力変換装置と、機関車内のコンプレッサーや冷却用のブロワなどの電源を供給するための補助電力変換装置（補助電源装置）と、を備えている。
主電力変換装置及び補助電力変換装置は、交流架線を受電する主変圧器にそれぞれ別々の２次巻線を設けて、それらから別々のコンバータ（ＡＣ／ＤＣ変換回路）により直流電力に変換される。
そして、主電力変換装置においては、可変電圧−可変周波数のインバータがコンバータの後段に接続されている。
また、補助電力変換装置においては、一定電圧−一定周波数のインバータ（ＡＰＵ：Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｐｏｗｅｒ Ｕｎｉｔ）がコンバータの後段に接続されている。
また、補助電力変換装置においては、一定電圧−一定周波数のインバータ（ＡＰＵ：Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｐｏｗｅｒ Ｕｎｉｔ）がコンバータの後段に接続されている。
ところで、上記従来の補助電力変換装置においては、三相交流出力の高調波成分を減らし、正弦波に近い波形とするために、三相のＬＣ共振フィルタ（ロウパスフィルタ）を設けていた。
このＬＣ共振フィルタのうちリアクトルＬは、電気機関車の場合、インダクタンス３８０μＨ程度で３８０Ｖ−５０Ｈｚ、２３０ｋＶＡ程度の容量を持つ必要がある。
このＬＣ共振フィルタのうちリアクトルＬは、電気機関車の場合、インダクタンス３８０μＨ程度で３８０Ｖ−５０Ｈｚ、２３０ｋＶＡ程度の容量を持つ必要がある。
したがって、リアクトルＬは、重量が４００ｋｇ以上となり、かなり大型となり、このＡＰＵ回路を含む電力変換装置が大型化する一因となってしまうという課題があった。
実施形態の電気機関車の電力変換装置の絶縁トランスは、交流架線から高圧交流電力の供給を受けて、高圧／低圧変換を行い低圧交流電力として出力する。
ＡＣ／ＤＣコンバータは、低圧交流電力が入力され、交流／直流変換を行いインバータに出力する。
一方、ＰＷＭ制御部は、インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号をインバータに出力する。
そして、電圧制御部は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力直流電圧を制御する。
これらの結果、インバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流／交流変換を行って負荷に供給する。
ＡＣ／ＤＣコンバータは、低圧交流電力が入力され、交流／直流変換を行いインバータに出力する。
一方、ＰＷＭ制御部は、インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号をインバータに出力する。
そして、電圧制御部は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力直流電圧を制御する。
これらの結果、インバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流／交流変換を行って負荷に供給する。
以下、実施形態について図面を参照して説明する。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
以下の説明において、高圧及び低圧とは、電技省令第３条に規定される電圧の区分に従うものとする。
鉄道車両用電力変換装置１０は、大別すると、鉄道車両に搭載された各種機器に電力を供給する補助電力変換装置１１と、鉄道車両駆動用の三相交流モータ１２を駆動する主電力変換装置１３と、を備えている。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
以下の説明において、高圧及び低圧とは、電技省令第３条に規定される電圧の区分に従うものとする。
鉄道車両用電力変換装置１０は、大別すると、鉄道車両に搭載された各種機器に電力を供給する補助電力変換装置１１と、鉄道車両駆動用の三相交流モータ１２を駆動する主電力変換装置１３と、を備えている。
また、鉄道車両用電力変換装置１０は、交流架線（交流き電線）１５（高電位側電源）から交流電力が供給されるパンタグラフ１６と、線路１７を介して接地（低電位側電源）された車輪１８と、の間に、高速遮断器１９、トランス２０の一次側巻線２０−１が直列に接続されている。
補助電力変換装置１１は、トランス２０の低圧側（低圧交流電力側）の第１二次側巻線２０−２Ｌに接続され、供給された低圧交流電力を直流電力に変換する第１コンバータ２１と、第１コンバータ２１の出力端子間に設けられ、高調波電流を除去するためのフィルタコンデンサ２２と、第１コンバータ２１に直列に接続され、第１コンバータ２１から入力された直流電力を三相交流電力に変換する第１インバータ２３と、フィルタコンデンサ２２と並列に接続され、フィルタコンデンサ２２の両端電圧である第１コンバータ２１の出力直流電圧を検出し、直流電圧検出信号ＤＣＤを出力する直流電圧センサ２４と、第１インバータ２３の出力端子に接続され、負荷２５への印加電圧の変化率を抑制するための三相リアクトル２６と、を備えている。
また、補助電力変換装置１１は、三相リアクトル２６の出力電圧を検出する交流電圧センサ（電圧変換器）２７と、直流電圧センサ２４の出力及び交流電圧センサ２７の出力に基づいて、第１コンバータ２１の電流制御を行うことにより、間接的に第１インバータ２３の出力電圧を制御する電圧制御部２８と、第１インバータ２３の入力電流を検出し、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮを出力する交流入力電流センサ２９と、第１インバータ２３の出力信号から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号ＳＰＷＭを出力するＰＷＭ制御部３０と、を備えている。
上記構成において、第１インバータ２３は、ＡＰＵとして機能している。
上記構成において、第１インバータ２３は、ＡＰＵとして機能している。
電圧制御部２８は、交流電圧センサ２７の検出電圧ＶＡＣと、負荷２５への出力電圧の基準値となる出力基準電圧ＶＲＥＦと、を比較し、直流電圧指令値（直流電圧指令信号）ＣＤＣを出力する三相出力電圧制御部３１と、直流電圧指令値ＣＤＣ及び直流電圧検出信号ＤＣＤに基づいて第１コンバータ２１の交流側出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値（交流入力電流指令信号）ＣＡＣを出力する直流電圧制御部３２と、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮ及び交流入力電流指令値ＣＡＣに基づいて、第１コンバータ２１の出力電圧を制御するためのコンバータＰＷＭ出力信号ＣＰＷＭＣを出力するコンバータ電流制御部３３と、を備えている。
さらに、トランス２０の低圧側の第１二次側巻線２０−２Ｌには、交流遮断器３４が直列に接続され、交流遮断器３４と並列に、直列接続された充電抵抗３５及び充電抵抗３５をトランス２０の低圧側の第１二次側巻線２０−２Ｌに電気的に接続するための充電抵抗接続用接触器３６が設けられている。
主電力変換装置１３は、トランス２０の第２二次側巻線２０−２Ｈに接続され、入力部４４を介して供給された高圧交流電力を直流電力に変換する第２コンバータ（第２ＡＣ／ＤＣコンバータ）４１と、第２コンバータ４１の出力端子間に設けられ、高調波電流を除去するためのフィルタコンデンサ４２と、第２コンバータ４１に直列に接続され、第２コンバータ４１から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流モータ１２に出力する第２インバータ４３と、を備えている。
上記構成において、入力部４４は、第２二次側巻線２０−２Ｈと第２コンバータ４１との間に直列に接続された図示しない交流遮断器と、この交流遮断器と並列に、直列接続された図示しない充電抵抗及びこの充電抵抗を第２二次側巻線２０−２Ｈに電気的に接続するための図示しない充電抵抗接続用接触器が設けられている。これらの交流遮断器、充電抵抗及び充電抵抗接続用接触器は、交流遮断器３４、充電抵抗３５及び充電抵抗接続用接触器３６と同様の機能を有する。
上記構成において、入力部４４は、第２二次側巻線２０−２Ｈと第２コンバータ４１との間に直列に接続された図示しない交流遮断器と、この交流遮断器と並列に、直列接続された図示しない充電抵抗及びこの充電抵抗を第２二次側巻線２０−２Ｈに電気的に接続するための図示しない充電抵抗接続用接触器が設けられている。これらの交流遮断器、充電抵抗及び充電抵抗接続用接触器は、交流遮断器３４、充電抵抗３５及び充電抵抗接続用接触器３６と同様の機能を有する。
次に第１実施形態の動作を説明する。
鉄道車両用電力変換装置１０のトランス２０の一次側巻線２０−１に、パンタグラフ１６及び高速遮断器１９を介して交流架線１５から交流電力が供給されると、交流遮断器３４を閉状態（オン状態）とするに先立って、充電抵抗接続用接触器３６を閉状態（オン状態）とする。
鉄道車両用電力変換装置１０のトランス２０の一次側巻線２０−１に、パンタグラフ１６及び高速遮断器１９を介して交流架線１５から交流電力が供給されると、交流遮断器３４を閉状態（オン状態）とするに先立って、充電抵抗接続用接触器３６を閉状態（オン状態）とする。
これにより、充電抵抗３５を介して供給された交流電力の電流が、第１コンバータ２１を構成する４個のスイッチングトランジスタ（たとえば、ＩＧＢＴ）に並列に接続されているダイオードを介して全波整流され、フィルタコンデンサ２２を充電する。
そしてフィルタコンデンサ２２の充電が完了すると、交流電力の電流が流れなくなるため、交流遮断器３４を閉状態（オン状態）とすることにより、交流遮断器３４の閉成時に過渡的な大電流が流れるのを防止でき、交流遮断器３４の溶着等を防止することとなる。
この後、第１コンバータ２１に交流架線（交流き電線）１５からの大電力の供給が可能となり、補助電力変換装置１１の第１コンバータ２１には、トランス２０の低圧側（低圧交流電力側）の第１二次側巻線２０−２Ｌから低圧交流電力（例えば、４００Ｖ）が供給される。
そしてフィルタコンデンサ２２の充電が完了すると、交流電力の電流が流れなくなるため、交流遮断器３４を閉状態（オン状態）とすることにより、交流遮断器３４の閉成時に過渡的な大電流が流れるのを防止でき、交流遮断器３４の溶着等を防止することとなる。
この後、第１コンバータ２１に交流架線（交流き電線）１５からの大電力の供給が可能となり、補助電力変換装置１１の第１コンバータ２１には、トランス２０の低圧側（低圧交流電力側）の第１二次側巻線２０−２Ｌから低圧交流電力（例えば、４００Ｖ）が供給される。
これにより、第１コンバータ２１は、入力された低圧交流電力を直流電力に変換し出力端子から出力する。
第１コンバータ２１の出力端子間に設けられたフィルタコンデンサ２２は、第１コンバータ２１が出力した直流電力から高調波電流を除去して第１インバータ２３に出力する。
第１コンバータ２１の出力端子間に設けられたフィルタコンデンサ２２は、第１コンバータ２１が出力した直流電力から高調波電流を除去して第１インバータ２３に出力する。
第１インバータ２３は、ＰＷＭ制御部３０が出力した所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号ＳＰＷＭに基づいて、後に詳述するように、出力信号から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰しつつ、第１コンバータ２１から入力された直流電力を三相交流電力に変換して三相リアクトル２６に出力する。
これにより、三相リアクトル２６は、第１インバータ２３の出力した三相交流電力に対応する印加電圧の変化率を抑制して負荷２５に出力する。この三相リアクトル２６を構成する各リアクトルのインダクタンスは、例えば、負荷への供給電力が、３８０Ｖ−５０Ｈｚ、２３０ｋＶＡの場合、４０μＨ程度である。
したがって、三相リアクトル２６を接続することで２０Ｖ／μｓｅｃ程度の印加電圧の傾きとなり、ＰＷＭ制御信号ＳＰＷＭに対応するＰＷＭ電圧が直接、ＡＰＵとして機能する第１インバータ２３に接続された負荷２５に印加されても負荷２５にダメージを与えないようにされている。
したがって、負荷２５には、特定の高調波成分が除去あるいは所定レベル以下に減衰されるとともに電圧変化率が抑制された直流電力が供給されることとなるので、負荷２５を安定して駆動することができる。
したがって、負荷２５には、特定の高調波成分が除去あるいは所定レベル以下に減衰されるとともに電圧変化率が抑制された直流電力が供給されることとなるので、負荷２５を安定して駆動することができる。
ここで、第１インバータ２３において、出力信号から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰する原理について説明する。
図２は、ＰＷＭ制御部が出力するＰＷＭ制御信号の波形説明図である。
図２は、第１インバータ２３の直流電力の出力信号（出力電圧）から５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去する場合のＰＷＭ制御信号ＳＰＷＭの波形を表している。
図２は、第１インバータ２３の直流電力の出力信号（出力電圧）から５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去する場合のＰＷＭ制御信号ＳＰＷＭの波形を表している。
本第１実施形態において、１８次以降の高調波成分が負荷２５の動作において実効的に問題が生じないとして扱えるものとしており、第１インバータ２３の後段にはＬＣ共振フィルタを設ける必要が無い。
図２に示すように、本実施形態のＰＷＭ制御信号は、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去に相当する、基本波１周期に５個のパルスを有するＰＷＭパルスパターンを有している。
図２に示すように、本実施形態のＰＷＭ制御信号は、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去に相当する、基本波１周期に５個のパルスを有するＰＷＭパルスパターンを有している。
図２において、ＰＷＭパルスパターンは、左右対称の形状を有しており、３個の点弧角度α１、α３、α５は、第１インバータ２３を構成しているスイッチングトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ）をオンするタイミングに相当し、２個の消弧角度α２、α４は、第１インバータ２３を構成しているスイッチングトランジスタをオフするタイミングに相当している。
そして、図２の例の場合は、３個の点弧角度α１、α３、α５及び２個の消弧角度α２、α４は、全体として、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分あるいは１７次高調波成分を除去する構成となっている。
より詳細には、点弧角度α１＝１１．３４９°、消弧角度α２＝１７．２６１６°、点弧角度α３＝２３．８０１７°、消弧角度α４＝３４．８７０８°、点弧角度α５＝３７．２５６７°となっている。
これらの点弧角度α１、α３、α５及び消弧角度α２、α４は、所定の電圧及び周波数（交流周波数）に対応する特定のＰＷＭパルスパターンからフーリエ級数展開の理論を用いて解析的に計算したものである。したがって、同様に、除去対象の高調波成分の個数がｎ個である場合には、基本波１周期にｎ個のパルスを有するＰＷＭパルスパターンを有するＰＷＭ制御信号が生成されることとなる。
ところで、上述したように、除去対象の高調波成分に応じて、ＰＷＭパルスパターンは、一定であるため、パルス幅（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ）は、変更できないため、通常のＰＷＭ制御と同様に第１インバータ２３の出力電圧を変更することはできない。
そこで、本第１実施形態では、第１インバータ２３の出力電圧を変更するために、第１インバータ２３の入力電圧、すなわち、第１コンバータ２１の出力電圧を制御する構成を採っている。
そこで、本第１実施形態では、第１インバータ２３の出力電圧を変更するために、第１インバータ２３の入力電圧、すなわち、第１コンバータ２１の出力電圧を制御する構成を採っている。
以下、第１コンバータの出力電圧を制御する構成について詳細に説明する。
第１コンバータ２１の出力電圧を制御するために、交流電圧センサ２７は、三相リアクトル２６の出力電圧を検出し、電圧制御部２８に出力する。
第１コンバータ２１の出力電圧を制御するために、交流電圧センサ２７は、三相リアクトル２６の出力電圧を検出し、電圧制御部２８に出力する。
これと並行して、フィルタコンデンサ２２と並列に接続された直流電圧センサ２４は、フィルタコンデンサ２２の両端電圧である第１コンバータ２１の出力直流電圧を検出し、電圧制御部２８に出力する。
これらにより、電圧制御部２８は、三相リアクトル２６の出力電圧、すなわち、負荷２５の入力電圧及び交流電圧センサ２７の出力に基づいて、第１コンバータ２１の電流制御を行う。
このとき、交流入力電流センサ２９は、第１コンバータ２１の入力電流を検出し、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮを出力する。
このとき、交流入力電流センサ２９は、第１コンバータ２１の入力電流を検出し、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮを出力する。
電圧制御部２８の三相出力電圧制御部３１は、交流電圧センサ２７の検出電圧ＶＡＣと、負荷２５への出力基準電圧ＶＲＥＦとを比較し、直流電圧指令値ＣＤＣを直流電圧制御部３２に出力する。
直流電圧制御部３２は、直流電圧指令値ＣＤＣ及び直流電圧センサ２４の検出電圧に基づいて第１コンバータ２１の出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値ＣＡＣをコンバータ電流制御部３３に出力する。
コンバータ電流制御部３３は、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮ及び交流入力電流指令値ＣＡＣに基づいて、第１コンバータ２１の交流側出力電圧を制御するためのコンバータＰＷＭ出力信号ＣＰＷＭＣを第１コンバータ２１に出力する。
この結果、第１コンバータ２１の出力電圧は、負荷２５に供給される三相交流電圧が所定の値（例えば、３８０Ｖ）となるように制御される。
この結果、第１コンバータ２１の出力電圧は、負荷２５に供給される三相交流電圧が所定の値（例えば、３８０Ｖ）となるように制御される。
一方、上記補助電力変換装置１１の動作と並行して、主電力変換装置１３の第２コンバータ（第２ＡＣ／ＤＣコンバータ）４１は、トランス２０の第２二次側巻線２０−２Ｈから入力部４４を介して供給された高圧交流電力を直流電力に変換し、第２インバータ４３に出力する。
このとき、フィルタコンデンサ４２は、高調波電流を除去する。
そして、第２インバータ４３は、第２コンバータ４１から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流モータ１２に出力し、三相交流モータ１２を駆動して、図示しない電気機関車を駆動することとなる。
このとき、フィルタコンデンサ４２は、高調波電流を除去する。
そして、第２インバータ４３は、第２コンバータ４１から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流モータ１２に出力し、三相交流モータ１２を駆動して、図示しない電気機関車を駆動することとなる。
以上の説明のように、第１インバータ２３の出力から低次高調波（本実施形態では、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分が削減され、第１インバータ２３の出力にＬＣ共振フィルタを接続する必要がない。
したがって、出力電流についても低次高調波が削減され、ＡＰＵに接続された負荷に対する高調波成分の影響を軽減することができる。
したがって、出力電流についても低次高調波が削減され、ＡＰＵに接続された負荷に対する高調波成分の影響を軽減することができる。
ここで、第１実施形態の効果について、より詳細に説明する。
本第１実施形態によれば、上述したように、第１インバータ２３から低次高調波出力、具体的には、５次高調波、７次高調波、１１次高調波、１３次高調波、１７次高調波の高調波成分が出力されないように構成しているので、第１インバータ２３の出力側にリアクトルを接続する場合でも、弧のリアクトルは、ＰＷＭとなる方形波出力電圧波形の電圧変化率を抑制する目的で接続すればよく、接続するリアクトルのインダクタンスを大幅に小さくすることができる。
本第１実施形態によれば、上述したように、第１インバータ２３から低次高調波出力、具体的には、５次高調波、７次高調波、１１次高調波、１３次高調波、１７次高調波の高調波成分が出力されないように構成しているので、第１インバータ２３の出力側にリアクトルを接続する場合でも、弧のリアクトルは、ＰＷＭとなる方形波出力電圧波形の電圧変化率を抑制する目的で接続すればよく、接続するリアクトルのインダクタンスを大幅に小さくすることができる。
一方、従来技術と同様に、５次高調波以上の成分をリアクトルを用いたＬＣ共振フィルタにより除去しようとするならば、第１インバータ２３の出力側の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）に接続する各リアクトルと各コンデンサの共振周波数を、５次高調波と同様の周波数である電源周波数の５倍の周波数、すなわち２５０（＝５０×５）Ｈｚとしなければならない。このため、３８０Ｖ−５０Ｈｚ、２３０ｋＶＡ程度の電源が必要な負荷の場合、リアクトルのインダクタンスは、３８０μＨ程度が必要とされ、その重量は４２０ｋｇ程度となる。ちなみに、ＬＣ共振フィルタを構成し、各相に接続されるコンデンサの容量は、３００μＦ程度となる。
また本第１実施形態は、１７次より高次の高調波成分について、接続される負荷２５として問題が発生しない場合であり、第１インバータ２３の後段にＬＣ共振フィルタを設ける必要が無い。
したがって、第１インバータ２３の後段には、図１に示すように、インバータ出力電圧の変化率を抑制するためのリアクトルがあればよいこととなる。
このため、本第１実施形態では、第１インバータ２３の後段にＬＣ共振フィルタに代えて、三相リアクトル２６を設けている。
このため、本第１実施形態では、第１インバータ２３の後段にＬＣ共振フィルタに代えて、三相リアクトル２６を設けている。
上述したように、三相リアクトル２６を構成するのに必要な各リアクトルのインダクタンスは、約４０μＨである。したがって、５次高調波以上の成分をリアクトルを用いたＬＣ共振フィルタにより除去する場合に必要とされるリアクトルのインダクタンスである３８０μＨと比較して、約１／８〜１／１０程度にすることができる。
これらの結果、本第１実施形態によれば、第１インバータ２３の出力側に大きなリアクトルを設ける必要がなくなるので、補助電力変換装置１１、ひいては、鉄道車両用電力変換装置１０の小型化が図れる。
［１．１］第１実施形態の変形例
以上の説明においては、１８次以降の高調波成分が負荷２５の動作において実効的に問題が生じないとして扱える場合について説明したが、１８次以降の高調波成分が負荷２５の動作に影響があると考えられる場合については、第１インバータ２３の後段にＬＣ共振フィルタを設ける必要がある。
以上の説明においては、１８次以降の高調波成分が負荷２５の動作において実効的に問題が生じないとして扱える場合について説明したが、１８次以降の高調波成分が負荷２５の動作に影響があると考えられる場合については、第１インバータ２３の後段にＬＣ共振フィルタを設ける必要がある。
図３は、第１実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
図３において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
第１実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置が第１実施形態の鉄道車両用電力変換装置と異なる点は、三相リアクトル２６に代えて、リアクトル及びコンデンサを備え、１８次以降の高調波成分を除去するＬＣ共振フィルタ２６Ｘを構成するために三相リアクトル２６ＸＡと、三相コンデンサ２６ＸＢと、設けた点である。
図３において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
第１実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置が第１実施形態の鉄道車両用電力変換装置と異なる点は、三相リアクトル２６に代えて、リアクトル及びコンデンサを備え、１８次以降の高調波成分を除去するＬＣ共振フィルタ２６Ｘを構成するために三相リアクトル２６ＸＡと、三相コンデンサ２６ＸＢと、設けた点である。
ところで、本第１実施形態の変形例においては、第１実施形態で説明したように、第１インバータ２３から低次高調波出力、具体的には、５次高調波、７次高調波、１１次高調波、１３次高調波、１７次高調波の高調波成分が出力されないように構成している。
したがって、第１インバータ２３の出力側にＬＣ共振フィルタ２６Ｘを構成する三相リアクトル２６ＸＡ及び三相コンデンサ２６ＸＢを接続する場合でも、三相リアクトル２６ＸＡ及び三相コンデンサ２６ＸＢを備えたＬＣ共振フィルタ２６Ｘの共振周波数を１７次高調波成分と同程度とできるため、ＬＣ共振フィルタ２６Ｘを構成する三相リアクトル２６ＸＡのインダクタンスは、２５０Ｈｚ／８５０Ｈｚ＝１／３．４、すなわち３８０μＨ／３．４＝１１２μＨ程度とすることが可能となる。
この結果、５次高調波以上の成分を、ＬＣ共振フィルタにより除去する場合に必要とされるリアクトルのインダクタンスである３８０μＨと比較して、約１／３．４程度にすることが可能となり、三相リアクトル２６ＸＡの大幅な小型化を図ることができる。
以上の説明のように、本第１実施形態の変形例によれば、ＬＣ共振フィルタを設ける場合でも、遮断周波数を１８次高調波成分の中心周波数以上とすることができるので、ＬＣ共振フィルタの小型化が図れ、補助電力変換装置１１、ひいては、鉄道車両用電力変換装置１０の小型化が図れる。
［２］第２実施形態
図４は、第２実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
図４において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
図４は、第２実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
図４において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
第２実施形態の鉄道車両用電力変換装置１０が第１実施形態の鉄道車両用電力変換装置１０と異なる点は、三相リアクトル２６の出力電圧を検出する交流電圧センサ（電圧変換器）２７を設けない点と、第１インバータ２３の出力電圧を指定するための出力電圧指令信号ＶＳＥＴに基づいて、第１コンバータ２１の出力電圧を指定するための直流電圧指令値ＣＤＣを直流電圧制御部３２に対して出力する直流電圧指令演算部５１を有する電圧制御部２８Ａを設けた点である。
この場合において、出力電圧指令信号ＶＳＥＴは、接続対象の負荷２５によって適宜設定されるものとする。
この場合において、出力電圧指令信号ＶＳＥＴは、接続対象の負荷２５によって適宜設定されるものとする。
本第２実施形態の動作と第１実施形態の動作とが異なる点は、電圧制御部２８Ａの動作であるので、電圧制御部２８Ａの動作を中心にして説明するとともに、他の動作については、第１実施形態の説明を援用するものとする。
本第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、第１インバータ２３の出力電圧を制御するために、第１インバータ２３の入力電圧、すなわち、第１コンバータ２１の出力電圧を制御する構成を採っている。
以下、第１コンバータの出力電圧を制御する構成について詳細に説明する。
この場合において、出力電圧指令信号ＶＳＥＴは予め設定されているものとする。
この場合において、出力電圧指令信号ＶＳＥＴは予め設定されているものとする。
これにより電圧制御部２８Ａの直流電圧指令演算部５１は、出力電圧指令信号ＶＳＥＴに基づいて、演算を行い、第１コンバータ２１の出力電圧を指定するための直流電圧指令信号ＣＤＣを直流電圧制御部３２に対して出力する。
直流電圧制御部３２は、直流電圧指令値ＣＤＣ及び直流電圧センサ２４の検出電圧に基づいて第１コンバータ２１の出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値ＣＡＣをコンバータ電流制御部３３に出力する。
コンバータ電流制御部３３は、交流入力電流検出信号ＡＣＩＮ及び交流入力電流指令値ＣＡＣに基づいて、第１コンバータ２１の交流側出力電圧を制御するためのコンバータＰＷＭ出力信号ＣＰＷＭＣを第１コンバータ２１に出力する。
この結果、第１コンバータ２１の直流側出力電圧は、負荷２５に供給される三相交流電圧が所定の値（例えば、３８０Ｖ）となるように制御される。
この結果、第１コンバータ２１の直流側出力電圧は、負荷２５に供給される三相交流電圧が所定の値（例えば、３８０Ｖ）となるように制御される。
以上の説明のように、本第２実施形態によれば、三相リアクトル２６のインダクタンスを低下させたことで、三相リアクトル２６を構成するリアクトルの小型化に伴って、当該リアクトルの電圧降下を無視することが可能となったため、フィードバック制御を行わなくとも十分に精度が確保できるため、フィードフォワード制御により、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
したがって、三相リアクトル２６ＸＡの出力電圧を検出する交流電圧センサ（２７及びフィードバック制御用の配線をなくすことができ、装置構成を簡略化でき、装置の小型化及び製造コストの低減が図れる。
したがって、三相リアクトル２６ＸＡの出力電圧を検出する交流電圧センサ（２７及びフィードバック制御用の配線をなくすことができ、装置構成を簡略化でき、装置の小型化及び製造コストの低減が図れる。
［３］実施形態の変形例
以上の説明においては、第１インバータ２３の出力電圧に含まれる高調波成分のうち、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去する構成を採っていたが、任意次数の高調波成分を除去するように構成することが可能である。
以上の説明においては、第１インバータ２３の出力電圧に含まれる高調波成分のうち、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分、１３次高調波成分及び１７次高調波成分を除去する構成を採っていたが、任意次数の高調波成分を除去するように構成することが可能である。
この場合において、インバータの出力交流では、基本相数（脈動率）をｐとすれば、高調波次数ｎは、次式のようになる。
ｎ＝ｋ・ｐ±１（ｋ＝１、２、３、……）
すなわち、第１インバータ２３のように三相交流出力インバータの場合、ｐ＝６となるので、ｎ＝５、７、１１、１３、１７、１９、…となる。
したがって、上記式を満たすｎ次高調波成分を除去することが可能となる。
さらにｎ次高調波成分の電圧の大きさは、基本波の電圧の１／ｎとなるので、負荷２５において、十分無視可能な電圧となれば、除去する必要は無い。
ｎ＝ｋ・ｐ±１（ｋ＝１、２、３、……）
すなわち、第１インバータ２３のように三相交流出力インバータの場合、ｐ＝６となるので、ｎ＝５、７、１１、１３、１７、１９、…となる。
したがって、上記式を満たすｎ次高調波成分を除去することが可能となる。
さらにｎ次高調波成分の電圧の大きさは、基本波の電圧の１／ｎとなるので、負荷２５において、十分無視可能な電圧となれば、除去する必要は無い。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１０ 鉄道車両用電力変換装置
１１ 補助電力変換装置
１２ 三相交流モータ
１３ 主電力変換装置
１５ 交流架線
１６ パンタグラフ
１７ 線路
１８ 車輪
１９ 高速遮断器
２０ トランス
２０−１ 一次側巻線
２０−２Ｈ 第２二次側巻線（高圧側）
２０−２Ｌ 第１二次側巻線（低圧側）
２１ 第１コンバータ
２２ フィルタコンデンサ
２３ 第１インバータ
２４ 直流電圧センサ
２５ 負荷
２６ 三相リアクトル
２６Ｘ ＬＣ共振フィルタ
２７ 交流電圧センサ
２８、２８Ａ 電圧制御部
２９ 交流入力電流センサ
３０ ＰＷＭ制御部
３１ 三相出力電圧制御部
３２ 直流電圧制御部
３３ コンバータ電流制御部
３４ 交流遮断器
３５ 充電抵抗
３６ 充電抵抗接続用接触器
５１ 直流電圧指令演算部
ＡＣＩＮ 交流入力電流検出信号
ＣＤＣ 直流電圧指令値
ＣＡＣ 交流入力電流指令値
ＣＰＷＭＣ コンバータＰＷＭ出力信号
ＤＣＤ 直流電圧検出信号
ＳＰＷＭ ＰＷＭ制御信号
ＶＡＣ 検出電圧
ＶＲＥＦ 出力基準電圧
ＶＳＥＴ 出力電圧指令信号
α１、α３、α５ 点弧角度
α２、α４ 消弧角度
１１ 補助電力変換装置
１２ 三相交流モータ
１３ 主電力変換装置
１５ 交流架線
１６ パンタグラフ
１７ 線路
１８ 車輪
１９ 高速遮断器
２０ トランス
２０−１ 一次側巻線
２０−２Ｈ 第２二次側巻線（高圧側）
２０−２Ｌ 第１二次側巻線（低圧側）
２１ 第１コンバータ
２２ フィルタコンデンサ
２３ 第１インバータ
２４ 直流電圧センサ
２５ 負荷
２６ 三相リアクトル
２６Ｘ ＬＣ共振フィルタ
２７ 交流電圧センサ
２８、２８Ａ 電圧制御部
２９ 交流入力電流センサ
３０ ＰＷＭ制御部
３１ 三相出力電圧制御部
３２ 直流電圧制御部
３３ コンバータ電流制御部
３４ 交流遮断器
３５ 充電抵抗
３６ 充電抵抗接続用接触器
５１ 直流電圧指令演算部
ＡＣＩＮ 交流入力電流検出信号
ＣＤＣ 直流電圧指令値
ＣＡＣ 交流入力電流指令値
ＣＰＷＭＣ コンバータＰＷＭ出力信号
ＤＣＤ 直流電圧検出信号
ＳＰＷＭ ＰＷＭ制御信号
ＶＡＣ 検出電圧
ＶＲＥＦ 出力基準電圧
ＶＳＥＴ 出力電圧指令信号
α１、α３、α５ 点弧角度
α２、α４ 消弧角度
Claims (9)
- 交流架線から高圧交流電力の供給を受けて、高圧／低圧変換を行い低圧交流電力として出力する絶縁トランスと、
前記低圧交流電力が入力され、交流／直流変換を行うＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力信号が入力され、直流／交流変換を行って負荷に供給するインバータと、
前記インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ制御部と、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力直流電圧を制御し、前記インバータの出力電圧を制御する電圧制御部と、
を備えた電気機関車の電力変換装置。 - 前記電圧制御部は、前記インバータの出力電圧に基づいて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力直流電圧を制御する、
請求項１記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記電圧制御部は、前記低圧交流電力の入力電流に基づいて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの交流側出力電圧を制御する、
請求項１記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記インバータの後段に設けられ、前記特定の高調波成分のうち、最も中心周波数の高い高調波成分を超える周波数を有する成分を抑制して前記負荷に出力するフィルタ部、
を備えた請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記フィルタ部は、リアクトル及びコンデンサを有するＬＣフィルタとして構成されている、
請求項４記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記インバータの後段に設けられ、前記インバータの出力の平滑化を行うリアクトル、
を備えた請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記特定の高調波成分は、３次〜１３次の高調波成分である、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電気機関車の電力変換装置。 - ＰＷＭ制御部は、基本波１周期においてｎ個（ｎ：自然数）のパルスを含み、各前記パルスのスイッチ点弧角度が対応するｎ個の中心周波数に対応する高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための前記ＰＷＭ制御信号を生成し出力する、
請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の電気機関車の電力変換装置。 - 前記負荷は、三相交流モータを含み、
前記特定の高調波成分は、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分及び１３次高調波成分である、
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の電気機関車の電力変換装置。
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