WO2015060000A1 - 電気機関車の電力変換装置 - Google Patents

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WO2015060000A1
WO2015060000A1 PCT/JP2014/072230 JP2014072230W WO2015060000A1 WO 2015060000 A1 WO2015060000 A1 WO 2015060000A1 JP 2014072230 W JP2014072230 W JP 2014072230W WO 2015060000 A1 WO2015060000 A1 WO 2015060000A1
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power
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戸田 伸一
育雄 安岡
三郎 相馬
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株式会社東芝
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Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to a power conversion device for an electric locomotive.
  • the power converter for electric locomotives supplied with power from the AC overhead line mainly includes a main power converter for controlling the drive motor and auxiliary power conversion for supplying power such as a compressor and a cooling blower in the locomotive.
  • a device auxiliary power supply device.
  • the main power converter and the auxiliary power converter are each provided with a separate secondary winding in the main transformer that receives the AC overhead line, and then converted into DC power by a separate converter (AC / DC conversion circuit). .
  • a variable voltage-variable frequency inverter is connected to the subsequent stage of the converter.
  • a constant voltage-constant frequency inverter (APU: Auxiliary Power Unit) is connected to the subsequent stage of the converter.
  • a three-phase LC resonance filter (low-pass filter) is provided in order to reduce the harmonic component of the three-phase AC output and to obtain a waveform close to a sine wave.
  • the reactor L in the case of an electric locomotive, needs to have an inductance of about 380 ⁇ H and a capacity of about 380 V-50 Hz and 230 kVA.
  • the reactor L has a weight of 400 kg or more and is considerably large, and there is a problem that the power conversion device including the APU circuit becomes large.
  • the insulation transformer of the electric power locomotive power converter receives supply of high-voltage AC power from an AC overhead line, performs high-voltage / low-voltage conversion, and outputs the low-voltage AC power.
  • the AC / DC converter receives low-voltage AC power, performs AC / DC conversion, and outputs it to the inverter.
  • the PWM control unit outputs a PWM control signal having a predetermined pattern for removing a specific harmonic component from the output of the inverter or attenuating to a predetermined level or less to the inverter.
  • the voltage control unit controls the output DC voltage of the AC / DC converter.
  • the inverter receives the output signal of the AC / DC converter, performs DC / AC conversion under the control of the voltage control unit, and supplies it to the load.
  • FIG. 1 is a schematic configuration block diagram of a railway vehicle power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform explanatory diagram of a PWM control signal output from the PWM control unit.
  • FIG. 3 is a schematic configuration block diagram of a railway vehicle power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a schematic configuration block diagram of a railway vehicle power converter according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a railway vehicle power converter according to a first embodiment.
  • “high voltage” and “low voltage” shall be in accordance with the voltage classification defined in Article 3 of the Ministry of Electricity Ordinance.
  • the railway vehicle power converter 10 is roughly classified into an auxiliary power converter 11 that supplies power to various devices mounted on the railway vehicle, and a main power converter that drives a three-phase AC motor 12 for driving the railway vehicle. 13.
  • the railway vehicle power converter 10 is grounded (low potential side power source) via a pantograph 16 to which AC power is supplied from an AC overhead wire (AC feeder) 15 (high potential side power source) and a line 17.
  • AC feeder AC overhead wire
  • a high-speed circuit breaker 19 and a primary winding 20-1 of the transformer 20 are connected in series.
  • the auxiliary power converter 11 is connected to the first secondary winding 20-2L on the low-voltage side (low-voltage AC power side) of the transformer 20, and includes a first converter 21 that converts the supplied low-voltage AC power into DC power.
  • the filter capacitor 22 provided between the output terminals of the first converter 21 and connected in series to the first converter 21 for removing the harmonic current, and the DC power input from the first converter 21 as a three-phase AC
  • a DC voltage sensor connected in parallel with the first inverter 23 for converting to electric power and the filter capacitor 22, detects the output DC voltage of the first converter 21 that is the voltage across the filter capacitor 22, and outputs a DC voltage detection signal DCD 24 and a three-phase reactor 26 connected to the output terminal of the first inverter 23 for suppressing the rate of change of the voltage applied to the load 25.
  • the auxiliary power conversion device 11 includes a first converter based on an AC voltage sensor (voltage converter) 27 that detects an output voltage of the three-phase reactor 26, an output of the DC voltage sensor 24, and an output of the AC voltage sensor 27.
  • the voltage control unit 28 that indirectly controls the output voltage of the first inverter 23 by performing current control 21 and the AC input that detects the input current of the first converter 21 and outputs the AC input current detection signal ACIN A current sensor 29; and a PWM control unit 30 that outputs a PWM control signal SPWM having a predetermined pattern for removing a specific harmonic component from the output of the first inverter 23 or attenuating it to a predetermined level or less.
  • the first inverter 23 functions as an APU.
  • the voltage control unit 28 compares the detection voltage VAC of the AC voltage sensor 27 with the output reference voltage VREF serving as a reference value of the output voltage to the load 25, and outputs a DC voltage command value (DC voltage command signal) CDC.
  • An AC input current command value AC input current command signal for controlling the DC output voltage of the first converter 21 based on the DC voltage command value CDC and the DC voltage detection signal DCD.
  • DC voltage control unit 32 that outputs CAC, and converter that outputs converter PWM output signal CPWMC for controlling the output voltage of first converter 21 based on AC input current detection signal ACIN and AC input current command value CAC
  • a current control unit 33 A current control unit 33.
  • an AC circuit breaker 34 is connected in series to the first secondary winding 20-2L on the low-voltage side of the transformer 20, and in parallel with the AC circuit breaker 34, a charging resistor 35 and a charging resistor 35 connected in series are connected. Is connected to the first secondary winding 20-2L on the low voltage side of the transformer 20.
  • the main power converter 13 is connected to the second secondary winding 20-2H of the transformer 20 and converts the high-voltage AC power supplied via the input unit 44 into DC power (second AC / DC).
  • Converter) 41 a filter capacitor 42 provided between the output terminals of the second converter 41, for removing harmonic currents, and connected in series to the second converter 41, and the DC power input from the second converter 41 Is converted into three-phase AC power and is output to the three-phase AC motor 12.
  • the input unit 44 includes an AC circuit breaker (not shown) connected in series between the second secondary winding 20-2H and the second converter 41, and a series connection in parallel with the AC circuit breaker.
  • a charging resistor (not shown) and a contact resistor (not shown) for connecting the charging resistor to the second secondary winding 20-2H are provided.
  • These AC circuit breakers, charging resistors and charging resistor connecting contactors have the same functions as the AC circuit breaker 34, charging resistors 35 and charging resistor connecting contactors 36.
  • the current of the AC power supplied via the charging resistor 35 is full-wave rectified via the diodes connected in parallel to the four switching transistors (for example, IGBT) constituting the first converter 21.
  • the filter capacitor 22 is charged.
  • the auxiliary power converter 11 can prevent the transitional large current from flowing when the AC circuit breaker 34 is closed by closing the AC circuit breaker 34 (ON state). This will prevent welding of the steel.
  • the first converter 21 can be supplied with high power from the AC overhead wire (AC feeder) 15, and the first converter 21 of the auxiliary power converter 11 has a low voltage side (low voltage AC power side) of the transformer 20.
  • Low-voltage AC power (for example, 400 V) is supplied from the first secondary winding 20-2L.
  • the 1st converter 21 converts the input low voltage
  • the filter capacitor 22 provided between the output terminals of the first converter 21 removes the harmonic current from the DC power output from the first converter 21 and outputs it to the first inverter 23.
  • the first inverter 23 Based on the PWM control signal SPWM having a predetermined pattern output from the PWM control unit 30, the first inverter 23 removes a specific harmonic component from the output signal or attenuates it below a predetermined level, as will be described in detail later. Meanwhile, the DC power input from the first converter 21 is converted into three-phase AC power and output to the three-phase reactor 26.
  • the three-phase reactor 26 suppresses the change rate of the applied voltage corresponding to the three-phase AC power output from the first inverter 23 and outputs it to the load 25.
  • the inductance of each reactor constituting the three-phase reactor 26 is about 40 ⁇ H.
  • the applied voltage has a gradient of about 20 V / ⁇ sec, and the PWM voltage corresponding to the PWM control signal SPWM is directly applied to the load 25 connected to the first inverter 23 functioning as the APU. Even if it is done, the load 25 is not damaged. Accordingly, the load 25 is supplied with DC power in which a specific harmonic component is removed or attenuated to a predetermined level or less and the voltage change rate is suppressed. For this reason, the auxiliary power converter 11 can drive the load 25 stably.
  • harmonic components after the 18th order can be handled as effectively causing no problem in the operation of the load 25, and it is not necessary to provide an LC resonance filter in the subsequent stage of the first inverter 23.
  • the PWM control signal of the present embodiment corresponds to removing the fifth harmonic component, the seventh harmonic component, the eleventh harmonic component, the thirteenth harmonic component, and the seventeenth harmonic component. And a PWM pulse pattern having five pulses in one period of the fundamental wave.
  • the PWM pulse pattern has a symmetrical shape, and the three firing angles ⁇ 1, ⁇ 3, and ⁇ 5 turn on the switching transistor (for example, IGBT) constituting the first inverter 23.
  • the two arc extinguishing angles ⁇ 2 and ⁇ 4 correspond to the timing for turning off the switching transistors constituting the first inverter 23.
  • the three firing angles ⁇ 1, ⁇ 3, ⁇ 5 and the two arc extinguishing angles ⁇ 2, ⁇ 4 are, as a whole, a fifth harmonic component, a seventh harmonic component, and an eleventh harmonic. It is configured to remove the harmonic component, the 13th harmonic component or the 17th harmonic component.
  • the firing angle ⁇ 1 11.3349 °
  • the extinguishing angle ⁇ 2 17.2616 °
  • the firing angle ⁇ 3 23.8017 °
  • the extinguishing angle ⁇ 4 34.8708 °
  • the firing angle ⁇ 5 It is 37.2567 degrees.
  • firing angles ⁇ 1, ⁇ 3, ⁇ 5 and extinguishing angles ⁇ 2, ⁇ 4 were calculated analytically from the specific PWM pulse pattern corresponding to a predetermined voltage and frequency (AC frequency) using the theory of Fourier series expansion. Is. Therefore, similarly, when the number of harmonic components to be removed is n, a PWM control signal having a PWM pulse pattern having n pulses in one period of the fundamental wave is generated.
  • the pulse width Pulse Width
  • the output voltage of the first inverter 23 cannot be changed as in the normal PWM control. Therefore, in the first embodiment, in order to change the output voltage of the first inverter 23, the input voltage of the first inverter 23, that is, the output voltage of the first converter 21 is controlled.
  • the DC voltage sensor 24 connected in parallel with the filter capacitor 22 detects the output DC voltage of the first converter 21 which is the voltage across the filter capacitor 22 and outputs it to the voltage control unit 28.
  • the voltage control unit 28 performs current control of the first converter 21 based on the output voltage of the three-phase reactor 26, that is, the output of the AC voltage sensor 27 indicating the input voltage of the load 25.
  • AC input current sensor 29 detects the input current of first converter 21 and outputs AC input current detection signal ACIN.
  • the three-phase output voltage control unit 31 of the voltage control unit 28 compares the detection voltage VAC of the AC voltage sensor 27 with the output reference voltage VREF to the load 25 and outputs a DC voltage command value CDC to the DC voltage control unit 32. To do.
  • the DC voltage control unit 32 converts the AC input current command value CAC for controlling the DC output voltage of the first converter 21 based on the DC voltage command value CDC and the detection voltage DCD of the DC voltage sensor 24 into the converter current control unit. To 33.
  • the converter current control unit 33 outputs a converter PWM output signal CPWMC for controlling the AC output voltage of the first converter 21 to the first converter 21 based on the AC input current detection signal ACIN and the AC input current command value CAC. To do. As a result, the output voltage of the first converter 21 is controlled such that the three-phase AC voltage supplied to the load 25 has a predetermined value (for example, 380 V).
  • the second converter (second AC / DC converter) 41 of the main power converter 13 receives an input from the second secondary winding 20-2H of the transformer 20.
  • the high-voltage AC power supplied via 44 is converted into DC power and output to the second inverter 43.
  • the filter capacitor 42 removes the harmonic current from the DC power output from the second converter.
  • the second inverter 43 converts the DC power input from the second converter 41 into three-phase AC power, outputs it to the three-phase AC motor 12, drives the three-phase AC motor 12, and drives an electric engine (not shown). Drive the car.
  • low-order harmonics in this embodiment, fifth-order harmonic components, seventh-order harmonic components, eleventh-order harmonic components, thirteenth-order harmonic components, and seventeenth-order harmonic components. (Harmonic component) is reduced, and it is not necessary to connect an LC resonance filter to the output (the subsequent stage) of the first inverter 23. Therefore, low-order harmonics are also reduced in the output current, and the influence of harmonic components on the load connected to the APU can be reduced.
  • the low-order harmonic output from the first inverter 23 specifically, the fifth harmonic, the seventh harmonic, the eleventh harmonic, the thirteenth harmonic, Since the harmonic component of the 17th harmonic is not output, even when a reactor is connected to the output side of the first inverter 23, this reactor has a voltage change rate of a square wave output voltage waveform that becomes PWM. It is only necessary to connect for the purpose of suppressing, and the inductance of the connected reactor can be greatly reduced.
  • each phase (U, V, W phase) on the output side of the first inverter 23 will be described.
  • the capacitance of the capacitor constituting the LC resonance filter and connected to each phase is about 300 ⁇ F.
  • the first embodiment is a case where a problem does not occur as a connected load 25 with respect to a higher-order harmonic component than the 17th-order (harmonic component), and an LC resonance filter is provided after the first inverter 23. There is no need to provide it.
  • a reactor for suppressing the change rate of the inverter output voltage may be provided at the subsequent stage of the first inverter 23 as shown in FIG.
  • a three-phase reactor 26 is provided in the subsequent stage of the first inverter 23 instead of the LC resonance filter.
  • FIG. 3 is a schematic configuration block diagram of a railway vehicle power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • the railway vehicle power converter according to the modification of the first embodiment is different from the railway vehicle power converter of the first embodiment in that instead of the three-phase reactor 26, a reactor and a capacitor are provided, and the 18th and higher harmonics are provided.
  • a three-phase reactor 26XA and a three-phase capacitor 26XB are provided to configure the LC resonance filter 26X that removes the wave component.
  • the low-order harmonic output from the first inverter 23 specifically, the fifth-order harmonic, the seventh-order harmonic, It is configured so that harmonic components of the second harmonic, the 13th harmonic, and the 17th harmonic are not output.
  • phase reactor 26XA can be significantly reduced in size.
  • the cutoff frequency can be made equal to or higher than the center frequency of the 18th harmonic component.
  • the size can be reduced, and the auxiliary power conversion device 11 and, consequently, the power conversion device 10 for railway vehicles can be reduced in size.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram of a railway vehicle power converter according to a second embodiment.
  • parts that are the same as those in the first embodiment of FIG. are the same as those in the first embodiment of FIG.
  • the railway vehicle power conversion device 10 of the second embodiment is different from the railway vehicle power conversion device 10 of the first embodiment in that the first is an AC voltage sensor (voltage) that detects the output voltage of the three-phase reactor 26.
  • the converter) 27 is not provided.
  • the DC voltage command value CDC for designating the output voltage of the first converter 21 is supplied to the DC voltage control unit 32.
  • a voltage control unit 28A having a DC voltage command calculation unit 51 for output is provided. In this case, the output voltage command signal VSET is appropriately set by the load 25 to be connected.
  • the difference between the operation of the second embodiment and the operation of the first embodiment is the operation of the voltage control unit 28A. Therefore, the following description will focus on the operation of the voltage control unit 28A. Regarding the operation, the description of the first embodiment is cited.
  • the input voltage of the first inverter 23 that is, the output voltage of the first converter 21 is controlled. Is adopted.
  • the output voltage command signal VSET is set in advance.
  • the DC voltage command calculation unit 51 of the voltage control unit 28A performs a calculation based on the output voltage command signal VSET and outputs a DC voltage command signal CDC for designating the output voltage of the first converter 21 to the DC voltage control unit. 32.
  • the DC voltage control unit 32 outputs an AC input current command value CAC for controlling the output voltage of the first converter 21 to the converter current control unit 33 based on the DC voltage command value CDC and the detection voltage of the DC voltage sensor 24. To do.
  • the converter current control unit 33 outputs a converter PWM output signal CPWMC for controlling the AC output voltage of the first converter 21 to the first converter 21 based on the AC input current detection signal ACIN and the AC input current command value CAC. To do. As a result, the DC output voltage of the first converter 21 is controlled such that the three-phase AC voltage supplied to the load 25 has a predetermined value (for example, 380 V).
  • the voltage drop of the reactor is reduced as the reactor constituting the three-phase reactor 26 is downsized. It became possible to ignore. For this reason, since sufficient accuracy can be ensured without performing feedback control, the same effects as in the first embodiment can be obtained by feedforward control. Therefore, the AC voltage sensor 27 for detecting the output voltage of the three-phase reactor 26XA and the feedback control wiring can be eliminated, the apparatus configuration can be simplified, the apparatus can be downsized and the manufacturing cost can be reduced.

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Abstract

 実施形態の電気機関車の電力変換装置の絶縁トランスは、交流架線から高圧交流電力の供給を受けて、高圧/低圧変換を行い低圧交流電力として出力する。AC/DCコンバータは、低圧交流電力が入力され、交流/直流変換を行いインバータに出力する。一方、PWM制御部は、インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するPWM制御信号をインバータに出力する。そして、電圧制御部は、AC/DCコンバータの出力直流電圧を制御する。これらの結果、インバータは、AC/DCコンバータの出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流/交流変換を行って負荷に供給するので、APU回路を含む電気機関車の電力変換装置の小型化を図れる。

Description

電気機関車の電力変換装置
 本発明の実施形態は、電気機関車の電力変換装置に関する。
 交流架線から電力供給される電気機関車の電力変換装置は、主として、駆動用電動機を制御する主電力変換装置と、機関車内のコンプレッサーや冷却用のブロワなどの電源を供給するための補助電力変換装置(補助電源装置)と、を備えている。
 主電力変換装置及び補助電力変換装置は、交流架線を受電する主変圧器にそれぞれ別々の2次巻線を設けて、それらから別々のコンバータ(AC/DC変換回路)により直流電力に変換される。
 そして、主電力変換装置においては、可変電圧-可変周波数のインバータがコンバータの後段に接続されている。
 また、補助電力変換装置においては、一定電圧-一定周波数のインバータ(APU:Auxiliary Power Unit)がコンバータの後段に接続されている。
特開2007-151392号公報
 ところで、上記従来の補助電力変換装置においては、三相交流出力の高調波成分を減らし、正弦波に近い波形とするために、三相のLC共振フィルタ(ロウパスフィルタ)を設けていた。
 このLC共振フィルタのうちリアクトルLは、電気機関車の場合、インダクタンス380μH程度で380V-50Hz、230kVA程度の容量を持つ必要がある。
 したがって、リアクトルLは、重量が400kg以上となり、かなり大型となり、このAPU回路を含む電力変換装置が大型化する一因となってしまうという課題があった。
 実施形態の電気機関車の電力変換装置の絶縁トランスは、交流架線から高圧交流電力の供給を受けて、高圧/低圧変換を行い低圧交流電力として出力する。
 AC/DCコンバータは、低圧交流電力が入力され、交流/直流変換を行いインバータに出力する。
 一方、PWM制御部は、インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するPWM制御信号をインバータに出力する。
 そして、電圧制御部は、AC/DCコンバータの出力直流電圧を制御する。
 これらの結果、インバータは、AC/DCコンバータの出力信号が入力され、電圧制御部の制御下で直流/交流変換を行って負荷に供給する。
図1は、第1実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。 図2は、PWM制御部が出力するPWM制御信号の波形説明図である。 図3は、第1実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。 図4は、第2実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
 以下、実施形態について図面を参照して説明する。
[1]第1実施形態
 図1は、第1実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
 以下の説明において、高圧及び低圧とは、電技省令第3条に規定される電圧の区分に従うものとする。
 鉄道車両用電力変換装置10は、大別すると、鉄道車両に搭載された各種機器に電力を供給する補助電力変換装置11と、鉄道車両駆動用の三相交流モータ12を駆動する主電力変換装置13と、を備えている。
 また、鉄道車両用電力変換装置10は、交流架線(交流き電線)15(高電位側電源)から交流電力が供給されるパンタグラフ16と、線路17を介して接地(低電位側電源)された車輪18と、の間に、高速遮断器19、トランス20の一次側巻線20-1が直列に接続されている。
 補助電力変換装置11は、トランス20の低圧側(低圧交流電力側)の第1二次側巻線20-2Lに接続され、供給された低圧交流電力を直流電力に変換する第1コンバータ21と、第1コンバータ21の出力端子間に設けられ、高調波電流を除去するためのフィルタコンデンサ22と、第1コンバータ21に直列に接続され、第1コンバータ21から入力された直流電力を三相交流電力に変換する第1インバータ23と、フィルタコンデンサ22と並列に接続され、フィルタコンデンサ22の両端電圧である第1コンバータ21の出力直流電圧を検出し、直流電圧検出信号DCDを出力する直流電圧センサ24と、第1インバータ23の出力端子に接続され、負荷25への印加電圧の変化率を抑制するための三相リアクトル26と、を備えている。
 また、補助電力変換装置11は、三相リアクトル26の出力電圧を検出する交流電圧センサ(電圧変換器)27と、直流電圧センサ24の出力及び交流電圧センサ27の出力に基づいて、第1コンバータ21の電流制御を行うことにより、間接的に第1インバータ23の出力電圧を制御する電圧制御部28と、第1コンバータ21の入力電流を検出し、交流入力電流検出信号ACINを出力する交流入力電流センサ29と、第1インバータ23の出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するPWM制御信号SPWMを出力するPWM制御部30と、を備えている。
 上記構成において、第1インバータ23は、APUとして機能している。
 電圧制御部28は、交流電圧センサ27の検出電圧VACと、負荷25への出力電圧の基準値となる出力基準電圧VREFと、を比較し、直流電圧指令値(直流電圧指令信号)CDCを出力する三相出力電圧制御部31と、直流電圧指令値CDC及び直流電圧検出信号DCDに基づいて第1コンバータ21の直流側出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値(交流入力電流指令信号)CACを出力する直流電圧制御部32と、交流入力電流検出信号ACIN及び交流入力電流指令値CACに基づいて、第1コンバータ21の出力電圧を制御するためのコンバータPWM出力信号CPWMCを出力するコンバータ電流制御部33と、を備えている。
 さらに、トランス20の低圧側の第1二次側巻線20-2Lには、交流遮断器34が直列に接続され、交流遮断器34と並列に、直列接続された充電抵抗35及び充電抵抗35をトランス20の低圧側の第1二次側巻線20-2Lに電気的に接続するための充電抵抗接続用接触器36が設けられている。
 主電力変換装置13は、トランス20の第2二次側巻線20-2Hに接続され、入力部44を介して供給された高圧交流電力を直流電力に変換する第2コンバータ(第2AC/DCコンバータ)41と、第2コンバータ41の出力端子間に設けられ、高調波電流を除去するためのフィルタコンデンサ42と、第2コンバータ41に直列に接続され、第2コンバータ41から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流モータ12に出力する第2インバータ43と、を備えている。
 上記構成において、入力部44は、第2二次側巻線20-2Hと第2コンバータ41との間に直列に接続された図示しない交流遮断器と、この交流遮断器と並列に、直列接続された図示しない充電抵抗及びこの充電抵抗を第2二次側巻線20-2Hに電気的に接続するための図示しない充電抵抗接続用接触器が設けられている。これらの交流遮断器、充電抵抗及び充電抵抗接続用接触器は、交流遮断器34、充電抵抗35及び充電抵抗接続用接触器36と同様の機能を有する。
 次に第1実施形態の動作を説明する。
 鉄道車両用電力変換装置10のトランス20の一次側巻線20-1に、パンタグラフ16及び高速遮断器19を介して交流架線15から交流電力が供給されると、補助電力変換装置11は、交流遮断器34を閉状態(オン状態)とするに先立って、充電抵抗接続用接触器36を閉状態(オン状態)とする。
 これにより、充電抵抗35を介して供給された交流電力の電流が、第1コンバータ21を構成する4個のスイッチングトランジスタ(たとえば、IGBT)に並列に接続されているダイオードを介して全波整流され、フィルタコンデンサ22を充電する。
 そしてフィルタコンデンサ22の充電が完了すると、交流電力の電流が微小または流れなくなる。このため、補助電力変換装置11は、交流遮断器34を閉状態(オン状態)とすることにより、交流遮断器34の閉成時に過渡的な大電流が流れるのを防止でき、交流遮断器34の溶着等を防止することとなる。
 この後、第1コンバータ21に交流架線(交流き電線)15からの大電力の供給が可能となり、補助電力変換装置11の第1コンバータ21には、トランス20の低圧側(低圧交流電力側)の第1二次側巻線20-2Lから低圧交流電力(例えば、400V)が供給される。
 これにより、第1コンバータ21は、入力された低圧交流電力を直流電力に変換し出力端子から出力する。
 第1コンバータ21の出力端子間に設けられたフィルタコンデンサ22は、第1コンバータ21が出力した直流電力から高調波電流を除去して第1インバータ23に出力する。
 第1インバータ23は、PWM制御部30が出力した所定のパターンを有するPWM制御信号SPWMに基づいて、後に詳述するように、出力信号から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰しつつ、第1コンバータ21から入力された直流電力を三相交流電力に変換して三相リアクトル26に出力する。
 これにより、三相リアクトル26は、第1インバータ23の出力した三相交流電力に対応する印加電圧の変化率を抑制して負荷25に出力する。この三相リアクトル26を構成する各リアクトルのインダクタンスは、例えば、負荷への供給電力が、380V-50Hz、230kVAの場合、40μH程度である。
 したがって、三相リアクトル26を接続することで20V/μsec程度の印加電圧の傾きとなり、PWM制御信号SPWMに対応するPWM電圧が直接、APUとして機能する第1インバータ23に接続された負荷25に印加されても負荷25にダメージを与えないようにされている。
 したがって、負荷25には、特定の高調波成分が除去あるいは所定レベル以下に減衰されるとともに電圧変化率が抑制された直流電力が供給されることとなる。このため、補助電力変換装置11は、負荷25を安定して駆動することができる。
 ここで、第1インバータ23において、出力信号から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰する原理について説明する。
 図2は、PWM制御部が出力するPWM制御信号の波形説明図である。
 図2は、第1インバータ23の直流電力の出力信号(出力電圧)から5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分、13次高調波成分及び17次高調波成分を除去する場合のPWM制御信号SPWMの波形を表している。
 本第1実施形態において、18次以降の高調波成分が負荷25の動作において実効的に問題が生じないとして扱えるものとしており、第1インバータ23の後段にはLC共振フィルタを設ける必要が無い。
 図2に示すように、本実施形態のPWM制御信号は、5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分、13次高調波成分及び17次高調波成分を除去に相当する、基本波1周期に5個のパルスを有するPWMパルスパターンを有している。
 図2において、PWMパルスパターンは、左右対称の形状を有しており、3個の点弧角度α1、α3、α5は、第1インバータ23を構成しているスイッチングトランジスタ(例えば、IGBT)をオンするタイミングに相当し、2個の消弧角度α2、α4は、第1インバータ23を構成しているスイッチングトランジスタをオフするタイミングに相当している。
 そして、図2の例の場合は、3個の点弧角度α1、α3、α5及び2個の消弧角度α2、α4は、全体として、5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分、13次高調波成分あるいは17次高調波成分を除去する構成となっている。
 より詳細には、点弧角度α1=11.349°、消弧角度α2=17.2616°、点弧角度α3=23.8017°、消弧角度α4=34.8708°、点弧角度α5=37.2567°となっている。
 これらの点弧角度α1、α3、α5及び消弧角度α2、α4は、所定の電圧及び周波数(交流周波数)に対応する特定のPWMパルスパターンからフーリエ級数展開の理論を用いて解析的に計算したものである。したがって、同様に、除去対象の高調波成分の個数がn個である場合には、基本波1周期にn個のパルスを有するPWMパルスパターンを有するPWM制御信号が生成されることとなる。
 ところで、上述したように、除去対象の高調波成分に応じて、PWMパルスパターンは、一定であるため、パルス幅(Pulse Width)は、変更できない。よって、通常のPWM制御と同様に第1インバータ23の出力電圧を変更することはできない。
 そこで、本第1実施形態では、第1インバータ23の出力電圧を変更するために、第1インバータ23の入力電圧、すなわち、第1コンバータ21の出力電圧を制御する構成を採っている。
 以下、第1コンバータの出力電圧を制御する構成について詳細に説明する。
 第1コンバータ21の出力電圧を制御するために、交流電圧センサ27は、三相リアクトル26の出力電圧を検出し、電圧制御部28に出力する。
 これと並行して、フィルタコンデンサ22と並列に接続された直流電圧センサ24は、フィルタコンデンサ22の両端電圧である第1コンバータ21の出力直流電圧を検出し、電圧制御部28に出力する。
 これらにより、電圧制御部28は、三相リアクトル26の出力電圧、すなわち、負荷25の入力電圧を示す交流電圧センサ27の出力に基づいて、第1コンバータ21の電流制御を行う。
 このとき、交流入力電流センサ29は、第1コンバータ21の入力電流を検出し、交流入力電流検出信号ACINを出力する。
 電圧制御部28の三相出力電圧制御部31は、交流電圧センサ27の検出電圧VACと、負荷25への出力基準電圧VREFとを比較し、直流電圧指令値CDCを直流電圧制御部32に出力する。
 直流電圧制御部32は、直流電圧指令値CDC及び直流電圧センサ24の検出電圧DCDに基づいて第1コンバータ21の直流側出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値CACをコンバータ電流制御部33に出力する。
 コンバータ電流制御部33は、交流入力電流検出信号ACIN及び交流入力電流指令値CACに基づいて、第1コンバータ21の交流側出力電圧を制御するためのコンバータPWM出力信号CPWMCを第1コンバータ21に出力する。
 この結果、第1コンバータ21の出力電圧は、負荷25に供給される三相交流電圧が所定の値(例えば、380V)となるように制御される。
 一方、上記補助電力変換装置11の動作と並行して、主電力変換装置13の第2コンバータ(第2AC/DCコンバータ)41は、トランス20の第2二次側巻線20-2Hから入力部44を介して供給された高圧交流電力を直流電力に変換し、第2インバータ43に出力する。
 このとき、フィルタコンデンサ42は、第2コンバータが出力した直流電力から高調波電流を除去する。
 そして、第2インバータ43は、第2コンバータ41から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流モータ12に出力し、三相交流モータ12を駆動して、図示しない電気機関車を駆動することとなる。
 以上の説明のように、第1インバータ23の出力から低次高調波(本実施形態では、5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分、13次高調波成分及び17次高調波成分)が削減され、第1インバータ23の出力(後段)にLC共振フィルタを接続する必要がない。
 したがって、出力電流についても低次高調波が削減され、APUに接続された負荷に対する高調波成分の影響を軽減することができる。
 ここで、第1実施形態の効果について、より詳細に説明する。
 本第1実施形態によれば、上述したように、第1インバータ23から低次高調波出力、具体的には、5次高調波、7次高調波、11次高調波、13次高調波、17次高調波の高調波成分が出力されないように構成しているので、第1インバータ23の出力側にリアクトルを接続する場合でも、このリアクトルは、PWMとなる方形波出力電圧波形の電圧変化率を抑制する目的で接続すればよく、接続するリアクトルのインダクタンスを大幅に小さくすることができる。
 一方、従来技術と同様に、5次高調波以上の成分を、リアクトルを用いたLC共振フィルタにより除去しようとするならば、第1インバータ23の出力側の各相(U、V、W相)に接続する各リアクトルと各コンデンサの共振周波数を、5次高調波と同様の周波数である電源周波数の5倍の周波数、すなわち250(=50×5)Hzとしなければならない。このため、380V-50Hz、230kVA程度の電源が必要な負荷の場合、リアクトルのインダクタンスは、380μH程度が必要とされ、その重量は420kg程度となる。ちなみに、LC共振フィルタを構成し、各相に接続されるコンデンサの容量は、300μF程度となる。
 また本第1実施形態は、17次(高調波成分)よりも高次の高調波成分について、接続される負荷25として問題が発生しない場合であり、第1インバータ23の後段にLC共振フィルタを設ける必要が無い。
 したがって、第1インバータ23の後段には、図1に示すように、インバータ出力電圧の変化率を抑制するためのリアクトルがあればよいこととなる。
 このため、本第1実施形態では、第1インバータ23の後段にLC共振フィルタに代えて、三相リアクトル26を設けている。
 上述したように、三相リアクトル26を構成するのに必要な各リアクトルのインダクタンスは、約40μHである。したがって、5次高調波以上の成分をリアクトルを用いたLC共振フィルタにより除去する場合に必要とされるリアクトルのインダクタンスである380μHと比較して、約1/8~1/10程度にすることができる。
 これらの結果、本第1実施形態によれば、第1インバータ23の出力側に大きなリアクトルを設ける必要がなくなるので、補助電力変換装置11、ひいては、鉄道車両用電力変換装置10の小型化が図れる。
[1.1]第1実施形態の変形例
 以上の説明においては、18次以降の高調波成分が負荷25の動作において実効的に問題が生じないとして扱える場合について説明したが、18次以降の高調波成分が負荷25の動作に影響があると考えられる場合については、第1インバータ23の後段にLC共振フィルタを設ける必要がある。
 図3は、第1実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
 図3において、図1の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
 第1実施形態の変形例の鉄道車両用電力変換装置が第1実施形態の鉄道車両用電力変換装置と異なる点は、三相リアクトル26に代えて、リアクトル及びコンデンサを備え、18次以降の高調波成分を除去するLC共振フィルタ26Xを構成するために三相リアクトル26XAと、三相コンデンサ26XBと、設けた点である。
 ところで、本第1実施形態の変形例においては、第1実施形態で説明したように、第1インバータ23から低次高調波出力、具体的には、5次高調波、7次高調波、11次高調波、13次高調波、17次高調波の高調波成分が出力されないように構成している。
 したがって、第1インバータ23の出力側にLC共振フィルタ26Xを構成する三相リアクトル26XA及び三相コンデンサ26XBを接続する場合でも、三相リアクトル26XA及び三相コンデンサ26XBを備えたLC共振フィルタ26Xの共振周波数を17次高調波成分と同程度とできるため、LC共振フィルタ26Xを構成する三相リアクトル26XAのインダクタンスは、250Hz/850Hz=1/3.4、すなわち380μH/3.4=112μH程度とすることが可能となる。
 この結果、5次高調波以上の成分を、LC共振フィルタにより除去する場合に必要とされるリアクトルのインダクタンスである380μHと比較して、約1/3.4程度にすることが可能となり、三相リアクトル26XAの大幅な小型化を図ることができる。
 以上の説明のように、本第1実施形態の変形例によれば、LC共振フィルタを設ける場合でも、遮断周波数を18次高調波成分の中心周波数以上とすることができるので、LC共振フィルタの小型化が図れ、補助電力変換装置11、ひいては、鉄道車両用電力変換装置10の小型化が図れる。
[2]第2実施形態
 図4は、第2実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
 図4において、図1の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
 第2実施形態の鉄道車両用電力変換装置10が第1実施形態の鉄道車両用電力変換装置10と異なる点は、第1には、三相リアクトル26の出力電圧を検出する交流電圧センサ(電圧変換器)27を設けない点である。
 第2には、第1インバータ23の出力電圧を指定するための出力電圧指令信号VSETに基づいて、第1コンバータ21の出力電圧を指定するための直流電圧指令値CDCを直流電圧制御部32に対して出力する直流電圧指令演算部51を有する電圧制御部28Aを設けた点である。
 この場合において、出力電圧指令信号VSETは、接続対象の負荷25によって適宜設定されるものとする。
 本第2実施形態の動作と第1実施形態の動作とが異なる点は、電圧制御部28Aの動作であるので、以下においては、電圧制御部28Aの動作を中心にして説明するとともに、他の動作については、第1実施形態の説明を援用するものとする。
 本第2実施形態においても、第1実施形態と同様に、第1インバータ23の出力電圧を制御するために、第1インバータ23の入力電圧、すなわち、第1コンバータ21の出力電圧を制御する構成を採っている。
 以下、第1コンバータの出力電圧を制御する構成について詳細に説明する。
 この場合において、出力電圧指令信号VSETは予め設定されているものとする。
 これにより電圧制御部28Aの直流電圧指令演算部51は、出力電圧指令信号VSETに基づいて、演算を行い、第1コンバータ21の出力電圧を指定するための直流電圧指令信号CDCを直流電圧制御部32に対して出力する。
 直流電圧制御部32は、直流電圧指令値CDC及び直流電圧センサ24の検出電圧に基づいて第1コンバータ21の出力電圧の制御を行うための交流入力電流指令値CACをコンバータ電流制御部33に出力する。
 コンバータ電流制御部33は、交流入力電流検出信号ACIN及び交流入力電流指令値CACに基づいて、第1コンバータ21の交流側出力電圧を制御するためのコンバータPWM出力信号CPWMCを第1コンバータ21に出力する。
 この結果、第1コンバータ21の直流側出力電圧は、負荷25に供給される三相交流電圧が所定の値(例えば、380V)となるように制御される。
 以上の説明のように、本第2実施形態によれば、三相リアクトル26のインダクタンスを低下させたことで、三相リアクトル26を構成するリアクトルの小型化に伴って、当該リアクトルの電圧降下を無視することが可能となった。このため、フィードバック制御を行わなくとも十分に精度が確保できるため、フィードフォワード制御により、第1実施形態と同様の効果を得ることができる。
 したがって、三相リアクトル26XAの出力電圧を検出する交流電圧センサ27及びフィードバック制御用の配線をなくすことができ、装置構成を簡略化でき、装置の小型化及び製造コストの低減が図れる。
[3]実施形態の変形例
 以上の説明においては、第1インバータ23の出力電圧に含まれる高調波成分のうち、5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分、13次高調波成分及び17次高調波成分を除去する構成を採っていたが、任意次数の高調波成分を除去するように構成することが可能である。
 この場合において、インバータの出力交流では、基本相数(脈動率)をpとすれば、高調波次数nは、次式のようになる。
  n=k・p±1(k=1、2、3、……)
 すなわち、第1インバータ23のように三相交流出力インバータの場合、p=6となるので、n=5、7、11、13、17、19、…となる。
 したがって、上記式を満たすn次高調波成分を除去することが可能となる。
 さらにn次高調波成分の電圧の大きさは、基本波の電圧の1/nとなるので、負荷25において、十分無視可能な電圧となれば、除去する必要は無い。
 本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (9)

  1.  交流架線から高圧交流電力の供給を受けて、高圧/低圧変換を行い低圧交流電力として出力する絶縁トランスと、
     前記低圧交流電力が入力され、交流/直流変換を行うAC/DCコンバータと、
     前記AC/DCコンバータの出力が入力され、直流/交流変換を行って負荷に供給するインバータと、
     前記インバータの出力から特定の高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための所定のパターンを有するPWM制御信号を出力するPWM制御部と、
     前記AC/DCコンバータの出力直流電圧を制御し、前記インバータの出力電圧を制御する電圧制御部と、
     を備えた電気機関車の電力変換装置。
  2.  前記電圧制御部は、前記インバータの出力電圧に基づいて、前記AC/DCコンバータの出力直流電圧を制御する、
     請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  3.  前記電圧制御部は、前記低圧交流電力の入力電流に基づいて、前記AC/DCコンバータの交流側出力電圧を制御する、
     請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  4.  前記インバータの後段に設けられ、前記特定の高調波成分のうち、最も中心周波数の高い高調波成分を超える周波数を有する成分を抑制して前記負荷に出力するフィルタ部、
     を備えた請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  5.  前記フィルタ部は、リアクトル及びコンデンサを有するLCフィルタとして構成されている、
     請求項4記載の電気機関車の電力変換装置。
  6.  前記インバータの後段に設けられ、前記インバータの出力の平滑化を行うリアクトル、
     を備えた請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  7.  前記特定の高調波成分は、3次~13次の高調波成分である、
     請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  8.  PWM制御部は、基本波1周期においてn個(n:自然数)のパルスを含み、各前記パルスのスイッチ点弧角度が対応するn個の中心周波数に対応する高調波成分を除去あるいは所定レベル以下に減衰させるための前記PWM制御信号を生成し出力する、
     請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
  9.  前記負荷は、三相交流モータを含み、
     前記特定の高調波成分は、5次高調波成分、7次高調波成分、11次高調波成分及び13次高調波成分である、
     請求項1記載の電気機関車の電力変換装置。
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