JP2015033200A - スイッチング電源制御回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電源制御回路10Aは、スイッチング素子SWに流れる出力電流Isを電流センサSAで検出し、その出力電流Isは変換係数rsが乗じられたI−V変換電圧Virに変換される。I−V変換電圧Virには加算器160でオフセット電圧Vofsが加算された後、増幅手段170で増幅され電流検知信号Viとしてアナログコンパレータ180の一方の入力端子に、他方の入力端子にはDAC140から取り出されたアナログ信号がそれぞれ入力される。アナログコンパレータ180から取り出されたリセット信号Reとクロック信号CLKでフリップフロップ190が駆動され、その出力Qから取り出された信号でドライバ195を駆動し、ドライバ195によってスイッチング素子SWが制御される。
【選択図】図1
Description
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態に係るスイッチング電源制御回路であり、とりわけパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)方式の電流モード降圧型スイッチングレギュレータを示している。
図4には比例積分方式を用いた、いわゆるPI制御方式を示す。
P制御では精度が低いけれど集積度は高く、PID制御では、精度は高いけれど集積度が低いというトレードオフの関係にある。そこで本発明では、精度及び集積度を程よく備えたPI制御を用いることとした。
図7は本発明の第2実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Bを示す。第1実施形態(図1)との違いは、スイッチング制御部100Bは、I−V変換手段150とアナログコンパレータ180との間に増幅手段の1つであるオペアンプ170Aを有していることである。すなわち図7に示したオペアンプ170Aは、図1に示した加算器160と加算手段170の両者の機能を併せもっている。オペアンプ170Aの非反転入力端子にI−V変換電圧Virを入力し、その反転入力端子にオフセット電圧Vofsを印加するようにすることによって、回路構成の簡素化を図ることができる。
図8は本発明の第3実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Cを示す。第1実施形態(図1)との違いは、スイッチング制御部100Cは、オフセット電圧VofsをDAC610で生成するため、デジタル補償器130から出力されたデジタル補償値Uの上位ビットU_msbをDAC610に入力するようにしたことである。又、デジタル補償値Uの下位ビットU_lsbをDAC140でDA変換し、変換した出力信号Vct1をアナログコンパレータ180の反転入力端子に入力するようにしたことである。なお、第3実施形態は、オフセット電圧Vofsをデジタル補償値Uの上位ビットU_msbで生成し、デジタル補償値Uの下位ビットU_lsbをDAC140でDA変換し、変換した値をアナログコンパレータ180に入力した。しかし、これらを差し替えるとオフセット電圧Vofsを1V近傍に設定することはできなくなり不具合が生じる。第3実施形態による回路構成によれば、オフセット電圧Vofsをデジタル的に幾つかのレベルに設定することができるので増幅手段170の回路動作点を自在に設定することができる。
図9は本発明の第4実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Dを示す。第1実施形態(図1)との違いは、スイッチング制御部100Dは、オフセット電圧VofsをDAC610で生成されるようにし、DAC610は、デジタル補償器130から出力されたデジタル補償値Uの上位ビットU_msb2をDA変換するようにしたことである。さらにデジタル補償値Uの下位ビットU_lsbをDAC140でDA変換し、変換したDAC140の出力信号Vct1をアナログコンパレータ180の反転入力端子に入力するようにしたことである。さらに可変ゲイン増幅器PGA620を採用したことである。可変ゲイン増幅器PGA620は増幅手段170に替わる可変ゲイン増幅器である。可変ゲイン増幅器PGA620のゲインは、デジタル補償値Uの上位ビットU_msb1によって制御される。なお、デジタル補償値Uの上位ビットU_msb1は可変ゲイン増幅器PGA620のゲイン調整に用い、もう1つの上位ビットU_msb2は、DAC610に入力されるようにして別々の上位ビットを用いたが、上位ビットU_msb1と上位ビットU_msb2はまったく同じであってかまわない。図1、図7、図8に示した増幅手段170のゲインGは固定されたものであったが、図9に示した可変ゲイン増幅器PGA620はゲインGが調整できるので、DAC140が比較的低ビットのものから比較的高ビットのものまで広範囲に対応することができるとともに、ゲインを高めることによって出力電流Isの検出精度をさらに高めることができる。
図10は本発明の第5実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Eを示す。一般的にこの種のスイッチングレギュレータでは過電流保護回路を併設することが少なくない。本発明にかかるスイッチング部100Eは、アナログコンパレータ630と論理和回路640を有する過電流保護回路700が併設されている。なお、第5実施形態では論理和回路640を用いたが、同等の回路は論理和回路だけではなく、論理回路全般を組み合わせて構成することは当業者には自明である。
図11は、本発明の第6実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Fを示す。スイッチングレギュレータでは電流モード、電圧モード、或いは降圧型、昇圧型、昇降圧型、反転型、絶縁型・非絶縁型に関わらず、スイッチング素子をオン、オフさせて電源電圧を生成させているためにノイズが発生する。こうしたノイズは、しばしば誤動作の原因となる。特に電流モードの中でもピーク電流モードは、平均電流モードに比べるとノイズの影響を受けやすいことが知られている。本発明の第6実施形態では、こうした誤動作を抑止するためにスイッチング制御部100Fに、マスキング回路710を設け、スイッチング素子SWの動作を所定の期間停止させるというものである。マスキング回路710は、ブランキング回路とも称される。マスキング回路710は、タイミング生成回路650と論理積回路660を有する。なお、第6実施形態では論理積回路660を用いたが、同等の回路は論理積回路だけではなく、論理回路全般を組み合わせて構成することは当業者には自明である。タイミング生成回路650は、クロック信号CLKを基準として所定の時間遅れと所定のパルス幅をもったブランキング(マスキング)パルスを生成する。タイミング生成回路650で生成されたブランキングパルスと、アナログコンパレータ180から出力された信号は、論理積回路660に印加され、両者信号は論理積回路660で論理積演算され、その演算された結果信号はフリップフロップ190のリセット信号Reとして取り出され、両者信号が共にたとえばハイレベルのときに、フリップフロップ190をリセット状態にし、たとえば、電界効果トランジスタM1又はM2がスイッチング動作を行うことによるノイズが誤検出され、フリップフロップ190がリセットされるという不具合を排除することができる。
図12は、本発明の第7実施形態に係るスイッチング電源制御回路10Gを示す。PWMによる電流モード形式のスイッチングレギュレータはオンデューティが50%を超えるとサブハーモニック発振を起こし制御不能になることが知られている。こうした不具合を抑止するにはスロープ補償を有するスイッチング制御部100Gが用意されている。スロープ補償を施すためのスロープ補償回路は、たとえば、I−V変換手段150と加算器160との間に結合させたり、又はデジタル補償器130側に設けたり、又はアナログコンパレータ180側に設けることができる。たとえば、アナログコンパレータ180の入力側にスロープ補償信号を印加するためのスロープ補償信号生成回路を結合させることができる。
100A,100B,100C,100D,100E,100F,100G スイッチング制御部
110 ADC
120 減算器
130 デジタル補償器
140,610 DAC
150 I−V変換手段
160,404 加算器
170 増幅手段
170A オペアンプ
180,630 アナログコンパレータ
190 フリップフロップ
195 ドライバ
401,405 遅延回路
402,403 乗算器
500 レジスタ群
510,511 データレジスタ
512 ALU(Arithmetic Logic Unit)
513 アキュムレータ
620 可変ゲイン増幅器(PGA)
640 論理和回路
650 タイミング生成回路
660 論理積回路
700 過電流保護回路
710 マスキング回路
C キャパシタ
D 直流電源
H 平滑回路
L インダクタ
M1 pチャンネル電界効果トランジスタ
M2 nチャンネル電界効果トランジスタ
RL 負荷
SA 電流センサ
SW スイッチング素子
Vin 入力電圧
Vout 出力電圧
Claims (15)
- スイッチング素子と平滑回路を有するスイッチング電源制御回路であって、前記スイッチング電源制御回路は前記スイッチング素子に流れる出力電流を電圧に変換するI−V変換手段を有し、前記I−V変換手段は前記出力電流に所定の変換係数を乗じてI−V変換信号に変換し、前記I−V変換信号はオフセット電圧が加算されて増幅手段で増幅され、前記平滑回路の出力電圧から算出されたデジタル補償値を第1DACでアナログ値に変換し、前記I−V変換信号と前記アナログ変換値を第1アナログコンパレータで比較し、前記第1アナログコンパレータで比較した結果信号で前記スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源制御回路。
- 前記オフセット電圧を第2DACで生成することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記増幅手段はオペアンプであることを特徴とする請求項1又は2に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記増幅手段でのゲインをG、前記変換係数をrs、前記第2DACのビット数をn、前記第2DACの出力電圧レンジをVdm、前記出力電流Isの検出最小電流をIsminとしたとき、前記ゲインGは、G≧ (Vdm/((2n−1)・rs・Ismin)に基づき設定されていることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記オフセット電圧Vofsは、前記デジタル補償値の上位ビットから前記第2DACで生成され、前記デジタル補償値の下位ビットに基づき前記第1DACでデジタル値が前記アナログ変換値に変換され、前記アナログコンパレータに入力されることを特徴とする請求項2〜4のいずれか1項に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記デジタル補償値を生成するデジタル補償器には、前記出力電圧に基づきアナログ・デジタル変換され前記アナログ・デジタル変換された変換電圧と参照電圧との比較で得られた誤差信号が入力され、前記誤差信号はデジタル制御されたデジタル補償値に変換され前記デジタル補償値は前記第1DACに入力されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記デジタル制御はPI制御で構成され、前記誤差信号に比例定数と積分定数を加えた加算定数とを積算して第1乗算信号を出力する第1乗算器と、1サイクル前の前記誤差信号を第1遅延信号として出力する第1遅延回路と、前記第1遅延信号に比例定数を積算して第2乗算信号を出力する第2乗算器と、前記第1乗算信号と前記第2乗算信号を加算した加算信号を出力する加算器と、前記加算器から出力された出力信号の1サイクル前の前記出力信号を出力する第2遅延回路を有し、前記加算器から前記デジタル補償値を出力することを特徴とする請求項6に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記PI制御はCPUで実行され、前記CPUは前記比例定数、前記積分定数、前記誤差信号、前記第1乗算信号、前記第2乗算信号、前記加算信号、前記デジタル補償値を各別に格納するレジスタ群と、前記レジスタ群から取り出されたデータを一時的に格納するデータレジスタと、前記データレジスタに格納された前記データを算術演算するALUと、前記ALUでの算術結果を一時的に格納するアキュムレータを有していることを特徴とする請求項7に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記増幅手段の電圧利得及び前記オフセット電圧の大きさは、前記デジタル補償値の上位ビットに基づき設定され、前記デジタル・アナログ変換器は前記デジタル補償値の下位ビットに基づきデジタル値がアナログ値に変換されることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記増幅手段は可変利得増幅器を有し、前記可変利得増幅器の電圧利得及び前記オフセット電圧は、前記デジタル補償値の上位ビット値で可変されることを特徴とする請求項7に記載のスイッチング電源制御回路。
- 第2アナログコンパレータを有し、前記第2アナログコンパレータの一方の入力端子には前記電流検知信号が入力され、前記第2アナログコンパレータの他方の入力端子には基準電圧が与えられ、前記第1アナログコンパレータから出力される前記結果信号と、前記第2アナログコンパレータから出力される比較結果信号とを論理演算し、前記論理和演算した結果信号で前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記第1アナログコンパレータの前記結果信号は、前記クロック信号から所定の期間ハイレベル又はローレベルを生成するタイミング生成信号と論理演算され、前記論理演算された信号に基づき前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記所定の変換係数を乗じて生成された電圧及び前記デジタル補償値を生成するデジタル補償器及び前記アナログコンパレータのいずれかにサブハーモニック発振を抑止するためのスロープ補償が施されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記スイッチング電源制御回路は、トランスを用いる絶縁型スイッチングレギュレータに用いることを特徴とする請求項1〜13のいずれか1項に記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記スイッチング電源制御回路は、トランスを用いない非絶縁型スイッチングレギュレータに用いることを特徴とする請求項1〜13のいずれか1項に記載のスイッチング電源制御回路。
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