KR101288861B1 - 전압 변환 회로 - Google Patents

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노리히로 카와기시
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야마하 가부시키가이샤
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Abstract

[과제] 간이한 구성으로 입력 전압을 임의의 정전압 및 부전압으로 변환한다.
[해결수단] 전압 변환 회로(100)는 트랜지스터(Tr1 ~ Tr5), 코일(L), 및 제어 회로(10)를 구비한다. 제어 회로(10)는 제 1 기간 및 제 2 기간의 충전 기간에 있어서 트랜지스터(Tr1, Tr2)를 온시키고 트랜지스터(Tr3, Tr4, 및 Tr5)를 오프시키며, 제 1 기간의 방전 기간에 있어서 트랜지스터(Tr3, Tr4)를 온시키고 트랜지스터(Tr1, Tr2, 및 Tr5)를 오프시키며, 제 2 기간의 방전 기간에 있어서 트랜지스터(Tr2, Tr5)를 온시키고 트랜지스터(Tr1, Tr3, 및 Tr4)를 오프시킨다.

Description

전압 변환 회로{VOLTAGE CONVERSION CIRCUIT}
본 발명은 정전압과 부전압을 생성하는 기술에 관한 것이다.
소정의 정전압을 보다 큰 정전압과 부전압으로 변환하는 전압 변환 회로로서 차지 펌프를 사용하는 것이 알려져 있다. 특허문헌 1에는 입력 전압을 VDD라고 했을 때 2개의 용량소자와 7개의 스위칭 소자를 이용하여 +2VDD 및 -2VDD를 출력하는 차지 펌프 회로가 개시되어 있다.
일본 특허 공개 평6-165482호 공보
그러나, 특허문헌 1의 기술에서는 7개의 스위칭 소자를 사용하므로 구성이 복잡하고, 또한 이들을 적절한 타이밍에서 외부 부착·오프시킬 필요가 있기 때문에 7개의 스위칭 소자를 제어하는 제어 회로도 구성이 복잡해진다. 또한, 차지 펌프 회로로부터 출력되는 정전압과 부전압은 절대값을 같이 할 필요가 있고, 임의의 크기를 지정할 수 없는 문제가 있었다.
이상의 사정을 고려하여 본 발명은 구성을 간소화하면서 입력 전압으로부터 임의의 정전압과 부전압을 생성하는 것을 해결 과제로 한다.
이상의 과제를 해결하기 위해서 본 발명이 채용하는 수단을 설명한다. 또한, 이하의 설명은 본 발명의 범위를 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 전압 변환 회로는 입력 전압이 공급되는 제 1 단자와, 코일의 한쪽 단자가 접속되는 제 2 단자와, 상기 코일의 다른쪽 단자가 접속되는 제 3 단자와, 접지 전압이 공급되는 제 4 단자와, 정전압을 출력하는 제 5 단자와, 부전압을 출력하는 제 6 단자와, 상기 제 1 단자와 상기 제 2 단자 사이에 설치된 제 1 스위칭 소자와, 상기 제 3 단자와 상기 제 4 단자 사이에 설치된 제 2 스위칭 소자와, 상기 제 2 단자와 상기 제 4 단자 사이에 설치된 제 3 스위칭 소자와, 상기 제 3 단자와 상기 제 5 단자 사이에 설치된 제 4 스위칭 소자와, 상기 제 2 단자와 상기 제 6 단자 사이에 설치된 제 5 스위칭 소자와, 상기 정전압을 생성하기 위한 제 1 기간과 상기 부전압을 생성하기 위한 제 2 기간에서 상기 제 1 내지 제 5 스위칭 소자를 온 또는 오프로 제어하는 제어 회로를 구비하고, 상기 제어 회로는 상기 제 1 기간의 충전 기간에 있어서 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 3 스위칭 소자와, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며, 상기 제 1 기간의 충전 기간에 계속되는 방전 기간에 있어서 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 2 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며, 상기 제 2 기간의 충전 기간에 있어서 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 3 스위칭 소자, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며, 상기 제 2 기간의 충전 기간에 계속되는 방전 기간에 있어서 상기 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 5 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 3 스위칭 소자, 및 상기 제 4 스위칭 소자를 오프시킨다.
본 발명에 의하면, 제 1 기간과 제 2 기간의 충전 기간에서는 전류를 같은 방향으로 흘려서 전력을 코일에 축적하고, 제 1 기간의 방전 기간에서는 제 5 단자로부터 전류를 토출함으로써 정전압을 출력하는 한편, 제 2 기간의 방전 기간에서는 제 6 단자로부터 전류를 흡입함으로써 부전압을 출력한다. 이에 따라, 1개의 코일과 5개의 스위칭 소자에 의해 정전압과 부전압 쌍방을 출력할 수 있다. 따라서 종래의 기술보다도 구성이 간소화되어 스위칭 소자 등을 줄일 수 있다. 또한, 스위칭 소자를 제어하는 제어 회로의 구성을 간소화할 수 있다. 또한, 제 1 기간의 충전 기간 및 방전 기간의 길이와 제 2 기간의 충전 기간 및 방전 기간의 길이를 독립하여 제어함으로써 정전압의 절대값과 부전압의 절대값을 독립하여 설정하는 것이 가능해진다.
본 발명의 바람직한 형태로서, 상기 제어 회로는 상기 제 1 기간의 방전 기간에 계속되는 정지 기간 및 상기 제 2 기간의 방전 기간에 계속되는 정지 기간에 있어서 상기 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 3 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시켜도 좋다. 이 경우에는 정지 기간에 있어서 코일에 축적된 전력을 제로로 하므로 다음 충전 기간에 코일에 전력이 남아있는 일이 없다. 이 때문에 정확하게 정전압의 크기와 부전압의 크기를 제어할 수 있다.
본 발명의 바람직한 형태로서, 상기 제 1 기간의 방전 기간에 있어서 상기 코일에 흐르는 전류가 제로가 된 것을 검출해서 제 1 검출 신호를 출력하는 제 1 검출부와, 상기 제 2 기간의 방전 기간에 있어서 상기 코일에 흐르는 전류가 제로가 된 것을 검출해서 제 2 검출 신호를 출력하는 제 2 검출부를 구비하고, 상기 제어 회로는 상기 제 1 검출 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 방전 기간을 종료하고, 상기 제 2 검출 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 방전 기간을 종료시켜도 좋다. 이 경우에는 코일 전류의 크기를 감지해서 방전 기간을 종료시키므로 코일에 축적된 전력을 효율적으로 출력할 수 있다.
보다 구체적으로는 상기 제 1 검출부는 상기 제 3 스위칭 소자 또는 상기 제 4 스위칭 소자의 한쪽 단자의 전압과 다른쪽 단자의 전압을 비교하는 제 1 콤퍼레이터이며, 상기 제 2 검출부는 상기 제 2 스위칭 소자 또는 상기 제 5 스위칭 소자의 한쪽 단자의 전압과 다른쪽 단자의 전압을 비교하는 제 2 콤퍼레이터인 것이 바람직하다.
본 발명의 바람직한 형태로서, 상기 정전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 1 신호를 생성하는 제 1 신호 생성 수단과, 상기 부전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 2 신호를 생성하는 제 2 신호 생성 수단을 구비하고, 상기 제어 회로는 상기 제 1 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 충전 기간의 길이를 제어하고, 상기 제 2 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 충전 기간의 길이를 제어해도 좋다. 본 발명에 의하면 제 1 신호의 펄스폭과 제 2 신호의 펄스폭은 독립하여 제어되므로 임의의 크기의 정전압과 부전압을 출력할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 의한 전압 변환 회로의 블럭도이다.
도 2는 각 신호의 타이밍 차트이다.
도 3은 제 1 기간 및 제 2 기간의 충전 기간에 있어서의 트랜지스터의 온·오프를 설명하기 위한 설명도이다.
도 4는 제 1 기간의 방전 기간에 있어서의 트랜지스터의 온·오프를 설명하기 위한 설명도이다.
도 5는 제 1 기간 및 제 2 기간의 정지 기간에 있어서의 트랜지스터의 온·오프를 설명하기 위한 설명도이다.
도 6은 제 2 기간의 방전 기간에 있어서의 트랜지스터의 온·오프를 설명하기 위한 설명도이다.
<실시형태>
도 1은 본 발명의 실시형태에 의한 전압 변환 회로(100)의 블럭도이다. 전압 변환 회로(100)는 단자(1)와 단자(T4) 사이에 공급되는 입력 전압(VDD)을 변환하여 정전압(Vp)을 단자(T5)로부터 출력하는 한편 부전압(Vn)을 단자(T6)로부터 출력하는 전원 회로(DC-DC 컨버터)이다. 직류 전원 회로(20)는 단자(T1)와 단자(T4) 사이에 입력 전압(VDD)을 공급한다. 단자(T4)는 접지된다. 또한, 단자(T1)와 단자(T4) 사이에 설치된 용량소자(21)는 입력 전압(VDD)를 평활화하는 것이다. 단자(T7)에는 기준 전압(Vref)이 공급되고, 단자(T8)에는 클럭 신호(CLK)가 공급된다. 또한, 용량소자(22)가 단자(T5)에 접속되고, 용량소자(23)가 단자(T6)에 접속된다. 용량소자(22, 23)는 정전압(Vp) 및 부전압(Vn)을 평활화하기 위해서 사용할 수 있다.
전압 변환 회로(100)는 스위칭 소자로서 기능하는 P 채널의 트랜지스터(Tr1, Tr4)와, N 채널의 트랜지스터(Tr2, Tr3, 및 Tr5)를 구비한다. 이들은 제어 회로(10)가 생성하는 제어 신호(S1 ~ S5)에 의해 온·오프가 제어된다. 트랜지스터(Tr1)는 단자(T1)와 단자(T2) 사이에 설치되어 입력 전압(VDD)을 코일(L)의 한쪽 단자에 공급할지의 여부를 제어한다. 트랜지스터(Tr2)는 단자(T3)와 단자(T4) 사이에 설치되어 코일(L)의 다른쪽 단자를 접지할지의 여부를 제어한다. 트랜지스터(Tr3)는 단자(T2)와 단자(T4) 사이에 설치되어 코일(L)의 한쪽 단자를 접지할지의 여부를 제어한다. 트랜지스터(Tr4)는 단자(T3)와 단자(T5) 사이에 설치되어 정전압(Vp)을 출력할지의 여부를 제어한다. 트랜지스터(Tr5)는 단자(T2)와 단자(T6) 사이에 설치되어 부전압(Vn)을 출력할지의 여부를 제어한다.
콤퍼레이터(12)(제 2 검출부)는 트랜지스터(Tr2)에 병렬로 설치되어 있고, 코일 전류(IL)가 제로가 되면 고레벨로부터 저레벨로 스위칭되는 검출 신호(X2)를 생성해서 제어 회로(10)에 공급한다. 콤퍼레이터(13)(제 1 검출부)는 트랜지스터(Tr3)와 병렬로 설치되어 있고, 코일 전류(IL)가 제로가 되면 고레벨로부터 저레벨로 스위칭되는 검출 신호(X1)을 생성해서 제어 회로(10)에 공급한다.
또한, 삼각파 발생 회로(11)는 클럭 신호(CLK)에 동기해서 삼각파 신호(Vramp)를 생성한다. 앰프(15)는 정전압(Vp)과 기준 전압(Vref)의 차분에 의거하여 오차 신호(Err1)를 생성하고, 앰프(16)는 부전압(Vn)과 기준 전압(Vref)의 차분에 의거하여 오차 신호(Err2)를 생성한다. 콤퍼레이터(17)는 삼각파 신호(Vramp)와 오차 신호(Err1)를 비교해서 PWM 신호(P1)를 생성해 제어 회로(10)에 출력한다. 콤퍼레이터(18)는 삼각파 신호(Vramp)와 오차 신호(Err2)를 비교해서 PWM 신호(P2)를 생성해 제어 회로(10)에 출력한다.
제어 회로(10)는 검출 신호(X1, X2), 클럭 신호(CLK), 및 PWM 신호(P1, P2)에 의거하여 제어 신호(S1 ~ S5)를 생성한다. 이상의 구성에 있어서 PWM 신호(P1)의 펄스폭이 길어질수록 정전압(Vp)은 커지고, PWM 신호(P2)의 펄스폭이 길어질수록 부전압(Vn)의 절대값은 커진다. PWM 신호(P1)와 PWM 신호(P2)는 삼각파 신호(Vramp)과 오차 신호(Err1, Err12)를 비교해서 생성되므로 앰프(15, 16)의 게인을 조정함으로써 정전압(Vp)과 부전압(Vn)의 크기를 설정할 수 있다.
이어서, 전압 변환 회로(100)의 동작을 설명한다. 전압 변환 회로(100)의 동작은 정전압(Vp)을 생성하는 제 1 기간(Ta)과 부전압(Vn)을 생성하는 제 2 기간(Tb)으로 크게 나누어지고, 또한 제 1 기간(Ta)과 제 2 기간(Tb)은 각각 충전 기간, 방전 기간, 및 정지 기간으로 나누어진다. 도 2는 전압 변환 회로의 각 부의 파형을 나타내는 타이밍 차트이며, 도 3 ~ 도 6은 트랜지스터(Tr1 ~ Tr5)의 온·오프를 설명하기 위한 설명도잉다.
도 2에 나타내는 바와 같이, 클럭 신호(CLK)는 제 1 기간(Ta) 및 제 2 기간(Tb)의 개시에서 고레벨이 된다. 삼각파 발생 회로(11)는 클럭 신호(CLK)의 상승에 동기하여 삼각파 신호(Vramp)의 레벨을 리셋한다. PWM 신호(P1)는 오차 신호(Err1)에 따른 기간에만 액티브(고레벨)가 되고, PWM 신호(P2)는 오차 신호(Err2)에 따른 기간에만 액티브(고레벨)가 된다. 제어 회로(10)는 PWM 신호(P1)가 액티브가 되는 기간을 제 1 기간(Ta)의 충전 기간이라고 하고, PWM 신호(P2)가 액티브가 되는 기간을 제 2 기간(Tb)의 충전 기간이라고 한다.
우선, 제 1 기간(Ta)의 충전 기간에서는 제어 회로(10)는 제어 신호(S1, S2)를 액티브시키고 제어 신호(S3 ~ S5)를 비액티브시킨다. 이 결과, 도 3에 나타낸 바와 같이 트랜지스터(Tr1, Tr2)가 온되고, 트랜지스터(Tr3 ~ Tr5)가 오프된다. 충전 기간에서는 직류 전원 회로(20)→단자(T1)→트랜지스터(Tr1)→단자(T2)→코일(L)→단자(T3)→트랜지스터(Tr2)→단자(T4)→접지라는 경로로 전류가 흐른다. 이 때, 코일(L)의 한쪽 단자의 전압인 제 1 전압(V1)은 접지를 기준으로 하여 정전압이 되고, 코일(L)의 다른쪽 전압인 제 2 전압(V2)은 접지 전압(GND)이 된다. 충전 기간에서는 트랜지스터(Tr1)을 통해 전류(IL)가 코일(L)에 유입되고, 이에 따라 코일(L)에 흐르는 전류(IL)는 점차로 커지고, 코일(L)에 전력이 축적된다.
이어서, 제 1 기간(Ta)의 방전 기간은 충전 기간의 종료로부터 개시되어 검출 신호(X1)의 하강(E1)에서 종료된다. 상술한 바와 같이 검출 신호(X1)는 코일 전류(IL)가 제로가 되면 고레벨로부터 저레벨로 스위칭된다. 따라서, 제 1 기간(Ta)의 방전 기간은 충전 기간의 종료로부터 코일 전류(IL)가 제로가 될 때까지의 기간이 된다. 제 1 기간(Ta)의 방전 기간에 있어서 제어 회로(10)는 제어 신호(S3, S4)를 액티브시키고 제어 신호(S1, S2, 및 S5)를 비액티브시킨다. 이 결과 도 4에 나타낸 바와 같이 트랜지스터(Tr3, Tr4)가 온되고, 트랜지스터(Tr1, Tr2, 및 Tr5)가 오프된다. 방전 기간에서는 접지→단자(T4)→트랜지스터(Tr3)→단자(T2)→코일(L)→단자(T3)→트랜지스터(Tr4)→단자(T5)라는 경로로 전류가 흐른다. 이 때, 코일(L)의 다른쪽 단자의 전압인 제 2 전압(V2)은 접지를 기준으로 하여 정전압이 되고, 코일(L)의 한쪽 전압인 제 1 전압(V1)은 접지 전압(GND)이 된다. 제 1 기간(Ta)의 방전 기간에서는 제 2 전압(V2)이 트랜지스터(Tr4)를 통해 단자(T5)로부터 정전압(Vp)으로서 출력된다. 정전압(Vp)은 제 1 기간(Ta)의 충전 기간에 코일(L)에 축적된 전력에 의해 생성된다.
이어서, 제 1 기간(Ta)의 정지 기간은 방전 기간의 종료로부터 개시되어 클럭 신호(CLK)가 고레벨이 되면 종료된다. 이 기간에 있어서 제어 회로(10)는 제어 신호(S2, S3)를 액티브시키고 제어 신호(S1, S4, 및 S5)를 비액티브시킨다. 이 결과, 도 5에 나타낸 바와 같이 트랜지스터(Tr2, Tr3)가 온되고, 트랜지스터(Tr1, Tr4, 및 Tr5)가 오프된다. 정지 기간에서는 단자(T2) 및 단자(T3)가 모두 접지된다. 따라서, 코일(L)의 제 1 전압(V1) 및 제 2 전압(V2)은 접지 전압이 된다.
이어서, 제 2 기간(Tb)의 충전 기간 및 정지 기간은 제 1 기간(Ta)의 충전 기간 및 정지 기간과 마찬가지로 동작한다.
이어서, 제 2 기간(Tb)의 방전 기간은 충전 기간의 종료로부터 개시되어 검출 신호(X2)의 하강(E2)에서 종료된다. 상술한 바와 같이 검출 신호(X2)는 코일 전류(IL)가 제로가 되면 고레벨로부터 저레벨로 스위칭된다. 따라서, 제 2 기간(Tb)의 방전 기간은 충전 기간의 종료로부터 코일 전류(IL)가 제로가 될 때까지의 기간이 된다.
제 2 기간(Tb)의 방전 기간에 있어서 제어 회로(10)는 제어 신호(S2, S5)를 액티브시키고 제어 신호(S1, S3, 및 S4)를 비액티브시킨다. 이 결과, 도 6에 나타낸 바와 같이 트랜지스터(Tr2, Tr5)가 온되고, 트랜지스터(Tr1, Tr3, 및 Tr4)가 오프된다. 방전 기간에서는 단자(T6)→트랜지스터(Tr5)→단자(T2)→코일(L)→단자(T3)→트랜지스터(Tr2)→단자(T4)→접지라는 경로로 전류가 흐른다. 즉 단자(T6)로부터 흡입하는 방향으로 전류가 흐른다. 이 때, 코일(L)의 한쪽 단자의 전압인 제 1 전압(V1)은 접지를 기준으로 해서 부전압이 되고, 코일(L)의 다른쪽 전압인 제 2 전압(V2)은 접지 전압(GND)이 된다. 제 2 기간(Tb)의 방전 기간에서는 제 1 전압(V1)이 트랜지스터(Tr5)를 통해 단자(T6)로부터 부전압(Vn)으로서 출력된다. 부전압(Vn)은 제 2 기간(Tb)의 충전 기간에 코일(L)에 축적된 전력에 의해 생성된다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 의하면, 코일(L)에 축적된 전력을 방전할 때에 코일(L)에 충전 기간과 같은 방향으로 전류를 흘리면서 전류 경로를 스위칭하여 정전압(Vp)을 출력할 경우에는 전류를 토출하는 한편 부전압(Vn)을 출력할 경우에는 전류를 흡입하도록 했으므로 정부의 전압을 1개의 코일(L)을 이용하여 생성할 수 있다. 또한, 종래의 차지 펌프와 비교해서 트랜지스터의 개수를 삭감할 수 있다. 아울러, 본 실시형태에 의하면 정전압(Vp)과 부전압(Vn)의 크기를 독립하여 설정하는 것이 가능해진다.
<변형예>
본 발명은 상술한 실시형태에 한정되는 것은 아니고, 예를 들면 이하에 서술하는 변형이 가능하다.
(1) 상술한 실시형태에서는 제 1 기간(Ta)의 방전 기간에 있어서의 코일 전류(IL)가 제로가 되었는지의 여부를 콤퍼레이터(13)로 검출했지만 본 발명은 이것에 한정되는 것은 아니고, 코일 전류(IL)가 모니터 가능한 것이면 어떤 수단을 사용해도 된다. 요컨데 코일 전류(IL)가 흐르는 전류 경로에 코일 전류(IL)를 검출하는 검출부를 설치하면 좋다. 예를 들면 트랜지스터(Tr4)와 병렬로 콤퍼레이터(13)를 설치해도 된다.
(2) 상술한 실시형태에서는 제 2 기간(Tb)의 방전 기간에 있어서의 코일 전류(IL)가 제로가 되었는지의 여부를 콤퍼레이터(12)로 검출했지만 본 발명은 이것에 한정되는 것은 아니고, 코일 전류(IL)가 모니터 가능한 것이면 어떤 수단을 사용해도 된다. 요컨데 코일 전류(IL)가 흐르는 전류 경로에 코일 전류(IL)를 검출하는 검출부를 설치하면 좋다. 예를 들면 트랜지스터(Tr5)와 병렬로 콤퍼레이터(12)를 설치해도 된다.
또한, 상기의 도 1의 구성에 있어서, 예를 들면 코일(L)을 전압 변환 회로 (100)에 대하여 외부 부착으로 하는 구성을 채용해도 좋다. 마찬가지로 직류 전원 회로(20) 및 용량소자(21 ~ 23)에 대해서도 전압 변환 회로(100)에 대하여 외부 부착으로 하는 구성을 채용해도 좋다.
또한, 전압 변환 회로(100)를, 예를 들면 LSI(Large-Scale integrated Circuit)에 집어넣는 등의 구성을 채용해도 좋다.
또한, 상술한 실시형태의 전압 변환 회로(100)를 예를 들면 디지털 앰프에 적용해도 좋다. 또한, 상술한 실시형태의 전압 변환 회로(100)를 예를 들면 헤드폰 앰프에 적용해도 좋다.
또한, 상기 실시형태에 있어서는 예로서 입력 전압(VDD)의 전압이 1.8~2.8V의 범위에 있어도 좋고, 또한 예를 들면 2.6V이여도 좋다. 또한, 예로서 정전압(Vp)의 전압은 0.5~2.2V의 범위에 있어도 좋고, 또한 예를 들면 1.8V이여도 좋다. 또한, 예로서, 부전압(Vn)의 전압은 -0.5~-2.2V의 범위이여도 좋고, 또한 예를 들면 -1.8V이여도 좋다. 또한 앰프(15, 16)의 게인은 예를 들면 80㏈이여도 좋다.
100 : 전압 변환 회로, T1~T8 : 단자
TR1~TR5 : 트랜지스터, L : 코일
10 : 제어 회로, 11 : 삼각파 발생 회로
12,13,17,18 : 콤퍼레이터 15,16 : 앰프
20 : 직류 전원 회로 21~23 : 용량소자
S1~S5 : 제어 신호 V1 : 제 1 전압
V2 : 제 2 전압

Claims (9)

  1. 입력 전압이 공급되는 제 1 단자와,
    코일의 한쪽 단자가 접속되는 제 2 단자와,
    상기 코일의 다른쪽 단자가 접속되는 제 3 단자와,
    접지 전압이 공급되는 제 4 단자와,
    정전압을 출력하는 제 5 단자와,
    부전압을 출력하는 제 6 단자와,
    상기 제 1 단자와 상기 제 2 단자 사이에 설치된 제 1 스위칭 소자와,
    상기 제 3 단자와 상기 제 4 단자 사이에 설치된 제 2 스위칭 소자와,
    상기 제 2 단자와 상기 제 4 단자 사이에 설치된 제 3 스위칭 소자와,
    상기 제 3 단자와 상기 제 5 단자 사이에 설치된 제 4 스위칭 소자와,
    상기 제 2 단자와 상기 제 6 단자 사이에 설치된 제 5 스위칭 소자와,
    상기 정전압을 생성하기 위한 제 1 기간과 상기 부전압을 생성하기 위한 제 2 기간에서 상기 제 1 내지 제 5 스위칭 소자를 온 또는 오프로 제어하는 제어 회로를 구비하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 제 1 기간의 충전 기간에 있어서 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 3 스위칭 소자, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며,
    상기 제 1 기간의 충전 기간에 계속되는 방전 기간에 있어서 상기 제 3 스위칭 소자 및 상기 제 4 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 2 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며,
    상기 제 2 기간의 충전 기간에 있어서 상기 제 1 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 3 스위칭 소자, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키며,
    상기 제 2 기간의 충전 기간에 계속되는 방전 기간에 있어서 상기 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 5 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 3 스위칭 소자, 및 상기 제 4 스위칭 소자를 오프시키는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 기간의 방전 기간에 계속되는 정지 기간, 및 상기 제 2 기간의 방전 기간에 계속되는 정지 기간에 있어서 상기 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 3 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제 1 스위칭 소자, 상기 제 4 스위칭 소자, 및 상기 제 5 스위칭 소자를 오프시키는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 기간의 방전 기간에 있어서 상기 코일에 흐르는 전류가 제로가 된 것을 검출해서 제 1 검출 신호를 출력하는 제 1 검출부와,
    상기 제 2 기간의 방전 기간에 있어서 상기 코일에 흐르는 전류가 제로가 된 것을 검출해서 제 2 검출 신호를 출력하는 제 2 검출부를 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 검출 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 방전 기간을 종료하고, 상기 제 2 검출 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 방전 기간을 종료하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 검출부는 상기 제 3 스위칭 소자 또는 상기 제 4 스위칭 소자 중 한쪽 단자의 전압과 다른쪽 단자의 전압을 비교하는 제 1 콤퍼레이터이며,
    상기 제 2 검출부는 상기 제 2 스위칭 소자 또는 상기 제 5 스위칭 소자 중 한쪽 단자의 전압과 다른쪽 단자의 전압을 비교하는 제 2 콤퍼레이터인 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  5. 제 1 항 또는 2 항에 있어서,
    상기 정전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 1 신호를 생성하는 제 1 신호 생성 수단과,
    상기 부전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 2 신호를 생성하는 제 2 신호 생성 수단을 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 충전 기간의 길이를 제어하고, 상기 제 2 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 충전 기간의 길이를 제어하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 정전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 1 신호를 생성하는 제 1 신호 생성 수단과,
    상기 부전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 2 신호를 생성하는 제 2 신호 생성 수단을 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 충전 기간의 길이를 제어하고, 상기 제 2 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 충전 기간의 길이를 제어하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 정전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 1 신호를 생성하는 제 1 신호 생성 수단과,
    상기 부전압과 소정의 전압의 차분에 따른 펄스폭의 제 2 신호를 생성하는 제 2 신호 생성 수단을 구비하고,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 신호에 의거하여 상기 제 1 기간의 충전 기간의 길이를 제어하고, 상기 제 2 신호에 의거하여 상기 제 2 기간의 충전 기간의 길이를 제어하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 회로.
  8. 제 1 항에 기재된 전압 변환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 앰프.
  9. 제 1 항에 기재된 전압 변환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 헤드폰 앰프.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104753475B (zh) * 2013-12-27 2018-10-16 展讯通信（上海）有限公司 X类放大器
CN104753318B (zh) * 2013-12-27 2017-06-30 展讯通信（上海）有限公司 一种降压负升压的开关电源

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5883793A (en) 1998-04-30 1999-03-16 Lucent Technologies Inc. Clamp circuit for a power converter and method of operation thereof
US20050264271A1 (en) 2004-05-11 2005-12-01 The Hong Kong University Of Science And Technology Single inductor multiple-input multiple-output switching converter and method of use
US20090079404A1 (en) 2007-09-21 2009-03-26 Freescale Semiconductor, Inc. Single-inductor multiple-output dc/dc converter method
US20100039080A1 (en) 2008-08-12 2010-02-18 Toko, Inc. Single-inductor buck-boost converter with positive and negative outputs

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11219596A (ja) * 1998-02-03 1999-08-10 Nec Corp 半導体装置の電源回路
JP5011478B2 (ja) * 2005-08-22 2012-08-29 株式会社ジャパンディスプレイイースト 表示装置
GB2479445B (en) * 2006-08-31 2011-11-30 Wolfson Microelectronics Plc DC-DC converter circuits and methods and apparatus including such circuits
JP2008148514A (ja) * 2006-12-13 2008-06-26 Toppoly Optoelectronics Corp Ｄｃｄｃコンバータ
US20090039711A1 (en) * 2007-08-08 2009-02-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators
JP5451123B2 (ja) * 2009-03-17 2014-03-26 スパンション エルエルシー 電源装置，電源制御装置及び電源装置の制御方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5883793A (en) 1998-04-30 1999-03-16 Lucent Technologies Inc. Clamp circuit for a power converter and method of operation thereof
US20050264271A1 (en) 2004-05-11 2005-12-01 The Hong Kong University Of Science And Technology Single inductor multiple-input multiple-output switching converter and method of use
US20090079404A1 (en) 2007-09-21 2009-03-26 Freescale Semiconductor, Inc. Single-inductor multiple-output dc/dc converter method
US20100039080A1 (en) 2008-08-12 2010-02-18 Toko, Inc. Single-inductor buck-boost converter with positive and negative outputs

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