JP2014200030A - 受信機および同期補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 遅延量とキャリア位相偏差がそれぞれ異なる複数の希望波が存在する場合でもキャリア周波数とクロック周波数の同期ずれを適切に補正する。【解決手段】 受信機は、受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、前記推定された伝搬路特性のうち特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出する時間方向抽出部と、前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得する電力スペクトラム取得部と、前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求める誤差算出部と、前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行うキャリア補正部と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、受信機と同期補正方法に関する。

近年、無線通信の伝送方式として、マルチパスに強く周波数利用効率が高いＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当てて、デジタル変調をする方式である。多数の副搬送波を並列に伝送するため、副搬送波１波あたりに割り当てられる伝送帯域は狭くなる。１シンボル時間あたりの信号量が減少するので変調速度は遅いが、変調速度が遅い分、マルチパス干渉を受けにくい性質を持つ。

ＯＦＤＭ信号を受信する受信機では、復調回路中で各種の同期をとる。たとえば、復調処理全体に影響するクロック信号では、送信機側のクロック発振器と受信側のクロック発信器の発振周波数に差があると同期ずれが発生し、性能が劣化する。そこで、受信機側のクロック周波数を送信機側のクロック周波数に同期させるため、クロック周波数を補正する。

また、局部発振器(ローカルオシレータ)の周波数および位相がずれて副搬送波のキャリア周波数にずれが生じた場合、ＯＦＤＭ信号の副搬送波間の直交性が失われ、キャリア間干渉（ＩＣＩ:Inter-Carrier Interference)の原因となる。したがって、副搬送波のキャリア周波数の補正も受信品質にとって重要である。

キャリア周波数やクロック周波数を補正するために、ＯＦＤＭフレーム中に分散配置された既知信号であるパイロット信号を利用する方法が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。この方法では、パイロット信号の振幅および位相周波数特性を検出し、検出された周波数特性を逆フーリエ変換して得られた信号成分を用いて、キャリア周波数とクロック周波数の双方を補正している。

具体的には、逆フーリエ変換の出力のうち希望波成分のピーク位置を検出し、ピーク位置の振幅および位相から、キャリア位相誤差（キャリア周波数誤差に相当）を検出する。さらに、ピーク位置の遅延時間ずれからシンボル同期誤差やクロック位相誤差などのクロック周波数誤差に関係する位相誤差を検出する。そして、それぞれの位相誤差の分だけキャリア位相およびクロック位相の補正を行う。

逆フーリエ変換により得られる遅延プロファイルを用いると、遅延時間に応じて希望波と妨害波を分離することができる。したがって、遅延プロファイルに基づくキャリア補正やクロック補正はマルチパス妨害波を受けにくいという特質を持つ。

ところが、遅延量が異なる希望波が複数あり、それぞれの希望波の位相偏差（キャリア周波数）が異なる環境下では、一つの希望波の位相偏差に合わせてキャリア補正を行うと他の希望波の位相偏差（キャリア周波数）との間にずれが発生し、受信品質が劣化することがある。

また、逆フーリエ変換の出力に含まれる希望波成分の遅延時間ずれを用いてクロック位相誤差を検出する場合、逆フーリエ変換の出力値から解析できる最大遅延時間と分解能は逆フーリエ変換のポイント数と入力周波数間隔に依存する。逆フーリエ変換のポイント数が少ないと、クロック誤差検出の分解能が劣化してしまう。

特開２００２−２９０３７３号公報

遅延量が異なる希望波が複数あり、それぞれの希望波のキャリア周波数とクロック周波数が異なる場合に、同期補正処理が最適な位置で収束しなくなる可能性がある。

そこで、異なる遅延量、異なるキャリア周波数の複数の希望波が存在する場合でも、キャリア周波数とクロック周波数の同期ずれを適切に補正することのできる構成と手法を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、ひとつの態様では、受信機は、
受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、
前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、
前記推定された伝搬路特性のうち、特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出する時間方向抽出部と、
前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得する電力スペクトラム取得部と、
前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求める誤差算出部と、
前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行うキャリア補正部と、
を有する。

異なる遅延量、異なるキャリア周波数の複数の希望波が存在する場合でも、キャリア周波数とクロック周波数の同期ずれを適切に補正することができる。

第１実施形態の受信機の構成図である。 地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレーム構成である。 電力スペクトラムと遅延プロファイルの取得を示す図である。 電力スペクトラムを用いたキャリア補正を示す図である。 遅延プロファイルを用いた遅延変動量の算出を示す図である。 クロック補正のフローチャートである。 第２実施形態の受信機の構成図である。 複数種類の遅延プロファイルの合成を示す図である。 遅延プロファイルの具体的な合成例を示す図である。 第３実施形態の受信機の構成図である。

以下、図面を参照して実施形態を説明する。実施形態を通して、特定のキャリア番号の伝搬路特性を時間方向（ＯＦＤＭシンボル方向）に抽出し、抽出した信号にフーリエ変換処理を施して取得される電力スペクトラムを、キャリア周波数の補正に用いる。

この電力スペクトラムはいわゆるドップラースペクトラムに近い波形であり、送受信間のキャリア周波数がずれている場合、電力スペクトラムの中心が左右にシフトする。実施形態では、電力スペクトラムの中心が適切な位置に来るようにキャリア周波数の補正処理を行う。

また、フーリエ変換処理により得られる電力スペクトラムは、各希望波の位相偏差（キャリア周波数）を合成したスペクトラム波形を形成するため、各希望波の位相偏差の中央値に合わせてキャリア周波数を補正することができる。

第２実施形態ではさらに、クロック周波数の補正精度を向上させるために、逆フーリエ変換を受ける周波数方向の伝搬路特性推定値として、キャリア間隔を異ならせた２種類以上の遅延プロファイルを使用し、各遅延プロファイルを合成することで、希望波の遅延変動量の分解能を向上させる。

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態の受信機１００の構成図である。受信機１００は、受信アンテナでＯＦＤＭ方式の信号を受信する。ＲＦ帯処理部１０１は、受信したＯＦＤＭ信号を無線（ＲＦ）周波数帯域で増幅し、各種フィルタリング処理を行ない、高周波信号を中間周波数（ＩＦ）の信号にダウンコンバートする。アナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）部１０２は、アナログ信号からデジタル信号に変換する。キャリア補正部１０３は、デジタル化された受信信号を、送信側のキャリア周波数に同期させるキャリア補正処理を行なう。クロック補正部１０４は、デジタル化された受信信号を送信側のクロック周波数に同期させるクロック補正処理を行う。

キャリア補正部１０３は、受信信号の周波数帯域をキャリア周波数同期ずれの分だけ補正するため、キャリア周波数の同期ズレに相当する正弦波ｅｘｐ（jθ）を受信信号に乗算する。キャリア補正処理は、ＡＤＣ１０１２の出力時のＩＦ周波数帯（中心周波数）からベースバンド帯への変換を行う直交変調処理と同時に行われることが多い。

他方、クロック補正部１０４は、送信機と受信機の間のクロック周波数誤差を補正するため、受信信号にクロック周波数誤差相当の位相補正処理および補間処理を行う。

図１の構成では、ＡＤＣ１０２出力であるデジタル信号に対してキャリア補正およびクロック補正を行うが、キャリア補正とクロック補正は、ＡＤＣ前のアナログ信号に対して行ってもよい。その場合は、キャリア補正部１０３とクロック補正部１０４は、ＡＤＣ１０２の前段に配置される。

ＦＦＴ（高速フーリ変換）部１０５は、キャリア補正とクロック補正が施された受信信号に高速フーリエ変換を施す。これにより、ディジタルサンプリングされた時間領域信号が、周波数領域信号へ変換される。ＯＦＤＭ信号は周波数方向に複数のサブキャリア（副搬送波）を多重化させた信号であり、周波数領域信号のサブキャリアごとに独立した送信データが格納される。

図２は、ＯＦＤＭのサブキャリア配置の例として、地上デジタル放送ＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting- Terrestrial）のＯＦＤＭフレームを示す。白丸Ｄａはデータキャリアであり、送信側が受信側に送信したいデータが格納される。黒丸Ｄｓはパイロットキャリアであり、規格により決められた既知信号（パイロット信号）が格納される。

図１に戻って、パイロット抽出部１０６は、ＦＦＴで得られた周波数領域信号のうち、既知のパイロットキャリアに格納されているパイロット信号を抽出する。伝搬路特性推定部１０７は、パイロット信号の位相および振幅の変動量から、パイロットキャリア位置の伝搬路特性値を推定する。また、複数のパイロットキャリア位置の伝搬路特性値を内挿補間することにより、データキャリア位置の伝搬路推定値を推定する。求められた伝搬路推定値は、時間方向抽出部１０８と周波数領域抽出部１１１にそれぞれ入力される。また、図示はしないが、伝搬路特性推定部１０７の出力は、復調処理部へも入力される。

図３に示すように、時間方向抽出部１０８は、特定のキャリア番号の伝搬路推定値を時間方向に抽出する。特定キャリア番号の伝搬路推定値を「時間方向に抽出」するとは、図３の破線で囲んだ領域Ｓに示すように、あるキャリアにおける伝搬路推定値を、ＯＦＤＭシンボルＳ方向に取り出すことをいう。ＦＦＴ部１０９は、時間方向（ＯＦＤＭシンボル方向）に抽出された伝搬路推定値に対して高速フーリエ変換を行い、電力スペクトラム波形１１を取得する。この電力スペクトラム波形１１は、各パスの位相変動情報が合成された波形であり、ドップラースペクトラム波形のようなものである。

スペクトラム中心位相算出部１１０は、取得された電力スペクト波形１１の中心位相（周波数）ｆcを算出し、中心位相と目標値との誤差（補正値）をキャリア補正部１０３にフィードバックする。キャリア補正部１０３は、補正値に基づき、電力スペクトラム１１の中心周波数ｆcを目標位置にシフトさせて、キャリア周波数を補正する。

図４は、スペクトラム中心位相算出部１１０とキャリア補正部１０３で行なわれるキャリア周波数の補正を示す。キャリア周波数の同期ズレが発生している場合、図４（Ａ）のように、電力スペクトラム１１の中心周波数ｆcがシフトする。スペクトラム中心位相算出部１１０は、ＦＦＴ１０９から出力される電力スペクトラム１１の左端周波数（低周波端）ｆlと右端周波数（高周波端）ｆrを測定し、電力スペクトラム１１の中心周波数ｆcを算出する（ｆc＝(fr-fl)/2）。

中心周波数ｆcと目標値（図４（Ａ）では、便宜上周波数軸上の原点「０」）との誤差を算出し、算出した誤差をキャリア補正部１０３にフィードバックする。

キャリア補正部１０３は、図４（Ｂ）のように、電力スペクトラム１１をシフトさせて中心周波数ｆcを目標値に一致させる。

図３に戻って、周波数方向抽出部１１１は、特定のＯＦＤＭシンボルの伝搬路推定値を周波数方向あるいはキャリアＣ方向に抽出する。ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）部１１２は抽出された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、遅延量に対する遅延プロファイル１２を取得する。このとき、周波数方向抽出部１１１は、周波数方向Ｃに沿ってキャリアを複数間隔で抽出する。図３の例では、３キャリアに１つの伝搬路特性推定値が抽出されている。

送信機と受信機のクロック周波数に誤差がある場合、受信機側の希望波遅延量が変動する。遅延変動量算出部１１４は、遅延プロファイル１２中の希望波信号のピーク遅延量を観測し、前回のピーク遅延量との差を取ることでピーク変動量を求める。そして、そのピーク変動量に相当するクロック誤差を求め、求めた誤差をクロック補正部１０４にフィードバックする。

遅延プロファイル１２中にピーク電力が同程度の希望波が複数存在する場合、時間経過にしたがってピーク電力が変動し、最大ピーク電力の希望波も変化する。最大ピーク電力を有する希望波が変わったことによる遅延量の変化を、誤ってクロック補正値として設定する場合がある。

これを防止するため、図５に示すように、２パス（2-path）モデルを提案する。遅延変動量算出部１１４は、パス＃１とパス＃２の２つのパスの希望波を観測し、時間ｔにおけるそれぞれのパスの遅延量Ｄ１（ｔ）、Ｄ２（ｔ）を算出する。Ｄ１（ｔ）、Ｄ２（ｔ）とΔｔ経過後のパスの遅延量Ｄ１（ｔ＋Δｔ）、Ｄ２（ｔ＋Δｔ）との差分を取ることで、各パスの遅延変動量ΔＤ１、ΔＤ２を取得する。

ΔＤ１＝Ｄ１（ｔ＋Δｔ）−Ｄ１（ｔ）
ΔＤ２＝Ｄ２（ｔ＋Δｔ）−Ｄ２（ｔ） （１）
パス＃２がＮＵＬＬでなく、各パスの遅延変動量ΔＤ１、ΔＤ２が互いに近接する（差が所定値より小さい）場合、２つのパスの遅延変動量の平均値を全体の遅延変動量ΔＤとする。

パス＃２がＮＵＬＬであり、Ｄ１の遅延量が所定値より小さい場合、ΔＤ１を全体の遅延変動量ΔＤとする。

それ以外の場合は、測定不可という意味で、遅延量ΔＤにＮＵＬＬを代入する。

遅延変動量ΔＤがＮＵＬＬでない場合は、遅延変動量ΔＤ相当のクロック周波数補正値デルタＣＬＫを、クロック周波数補正部１０４にフィードバックする。遅延変動量ΔＤがＮＵＬＬの場合は、何もしない。

図６は、遅延変動量算出部１１４が行う処理を示すフローチャートである。まず、処理開始の初期値として、Ｄ１（ｔ）＝ＮＵＬＬ、Ｄ２（ｔ）＝ＮＵＬＬに設定する（Ｓ１０１）。

ＩＦＦＴ部１１２から遅延プロファイル１２を取得し、遅延プロファイル１２中、最も電力が大きいパス＃１を選択し、そのパスの遅延量Ｄ１（ｔ）と電力値Ｐ１（ｔ）を取得する（Ｓ１０２）。

遅延プロファイル１２から、パス＃２を選択する（Ｓ１０３）。たとえば、遅延プロファイル１２のうち、２番目に大きいパスの電力Ｐ２（ｔ）が式（３）を満たす場合、そのパスをパス＃２として選択し、遅延量Ｄ２（ｔ）を取得する（Ｓ１０３）。

Ｐ２（ｔ）＞Ｐ１（ｔ）−Ｘ （３）
ここで、Ｘは任意の値である。

２番目に大きいパスの電力Ｐ２（ｔ）が式（３）を満たさない場合は、Ｄ２（ｔ）＝ＮＵＬＬとする（Ｓ１０３）。

パス＃１とパス＃２について、Ｄ１（ｔ）、Ｄ２（ｔ）を前回の（Δｔ前の）遅延量との差分を取得し、式（１）により各パスの遅延変動量ΔＤ１、ΔＤ２を算出する（Ｓ１０４）。ただし、Ｄｘ（ｔ）＝ＮＵＬＬまたはＤｘ（ｔ−Δｔ）＝ＮＵＬＬの場合は、ΔＤｘ＝ＮＵＬＬとする。

その後、ＩＦＦＴ部１１２から次の時刻ｔ＋Δｔの遅延プロファイル情報が通知されるまで待機する（Ｓ１０６）。次の時刻の遅延プロファイル情報の入力を受けて、Ｓ１０２〜Ｓ１０４を繰り返す。

時間ステップΔｔごとに、Ｓ１０４算出した遅延変動量ΔＤ１、ΔＤ２に基づいて、式（２）から全体の遅延変動量を算出する（Ｓ１０５）。

全体のパス変動量ΔＤがＮＵＬＬでない場合、パス変動量ΔＤに相当するクロック補正値ΔＣＬＫをクロック補正部１０４にフィードバックする（Ｓ１０７）。

このように、時間方向（シンボル方向）の伝搬路特性推定値にＦＦＴを適用して電力スペクトラムを取得してキャリア補正に用い、伝搬路特性推定値にＩＦＦＴを適用して遅延プロファイルを取得し、図６のフローに従ってクロック補正に用いることで、キャリア周波数の同期ずれと、クロック周波数の同期ずれの双方を適切に補正することができる。

＜第２実施形態＞
図７は、第２実施形態の受信機２００の構成図である。第２実施形態では、クロック周波数誤差の精度を向上させるため、伝搬路特性推定値から、周波数（キャリア）方向に抽出間隔を異ならせた２種類以上の抽出を実施し、各々の周波数方向抽出信号に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って、２種類以上の遅延プロファイルを取得する。取得した２種類以上の遅延プロファイルを合成することで、希望波のパス遅延量（Ｄ１、Ｄ２）を推定し、その結果を元に遅延変動量（ΔＤ１、ΔＤ２）の算出およびクロック補正値ΔＣＬＫの算出を行う。

受信機２００において、アンテナ２１５、ＲＦ帯処理部２０１、ＡＤＣ２０２、キャリア補正部２０３、クロック補正部２０４、ＦＦＴ２０５、パイロット抽出部２０６、伝搬路特性推定部２０７、時間方向抽出部２０８、ＦＦＴ２０９、スペクトラム中心位相算出部２１０の動作と構成は、第１実施形態のアンテナ１１５、ＲＦ帯処理部１０１、ＡＤＣ１０２、キャリア補正部１０３、クロック補正部１０４、ＦＦＴ１０５、パイロット抽出部１０６、伝搬路特性推定部１０７、時間方向抽出部１０８、ＦＦＴ１０９、スペクトラム中心位相算出部１１０の動作および構成と同様であり、重複する説明を省略する。

第１の周波数方向抽出部２１１−１は、伝搬路特性推定値を周波数方向に、たとえば１２キャリアに１つの推定値を抽出する。第２の周波数方向抽出部２１１−２は、伝搬路特性推定値を周波数方向に、たとえば３キャリアに１つの推定値を抽出する。

第１の周波数方向抽出部２１１−１の出力はＩＦＦＴ２１２−１で逆フーリエ変換を受け、得られた遅延プロファイルが希望波遅延量推定部２１３に供給される。第２の周波数方向抽出部２１１−２の出力はＩＦＦＴ２１２−２で逆フーリエ変換を受け、得られた遅延プロファイルが希望波遅延量推定部２１３に供給される。

希望波遅延量推定部２１３は、２つの遅延プロファイルを合成して、合成後の希望波の遅延量を求める。遅延変動量算出部２１４は、合成プロファイルの遅延量に基づいて、時間Δｔにおける変動量を求め、変動量の相当するクロック補正値を算出する。算出結果はクロック補正部２０４にフィードバックされる。

図８は、周波数方向に異なる間隔で伝搬路特性推定値を抽出する例を示す。第１の周波数方向抽出部２１１−１によって１２キャリア間隔で抽出された伝搬路特性推定値を逆フーリエ変換することにより、遅延プロファイル＃１が得られる。第２の周波数方向抽出部２１１−２によって３キャリア間隔で抽出された伝搬路特性推定値を逆フーリエ変換することにより、遅延プロファイル＃２が得られる。遅延プロファイル＃１と遅延プロファイル＃２を合成することで、合成遅延プロファイルＰが得られる。

逆フーリエ変換への入力キャリア間隔Ｂを変えると、遅延プロファイルで測定可能な最大遅延量と１ポイントあたりの分解能が変化する。ＯＦＤＭのシンボル長をＴｓ, 逆フーリエ変換のポイント数をＮとした場合、Ｂ＝１２とＢ＝３の遅延プロファイルの最大遅延量及び分解能は以下のようになる。

入力キャリア間隔Ｂ＝１２の場合、最大遅延量＝Ts/12、分解能＝Ts/(12*N)
入力キャリア間隔Ｂ＝３の場合、最大遅延量＝Ts/3、分解能＝Ts/(3*N)
このように、逆フーリエ変換への入力間隔と最大遅延量および分解能は反比例の関係にある。入力間隔Ｂが広い程、最大遅延量が小さくなり、１ポイントあたりの分解能が細かくなる。

Ｂ＝１２の遅延プロファイル＃１と、Ｂ＝３の遅延プロファイル＃２を比較した場合、Ｂ＝１２のときはＢ＝３のときの４倍精密に（細かく）測定することができ、希望波遅延量Ｄの測定精度を向上させることができる。ところが、Ｂ＝１２で測定できる最大遅延量はＴｓ／１２であり、希望波遅延量ＤがＴｓ／１２を超えた場合、折り返しが発生し、式（４）で定義される遅延量Ｄ'（０＜Ｄ'＜Ts/12）の位置に折り返し虚像が発生する。

Ｄ'＝Ｄ−(Ts/12)*ｋ （０＜Ｄ'＜Ts/12，ｋは整数値） （４）
一方、Ｂ＝３で測定できる最大遅延量はＴｓ／３であり、Ｂ＝１２の遅延プロファイルでは観測することができない遅延量ＤがTs/12を超える希望波を測定することができる。

このように、１ポイントあたりの分解能はＢ＝１２の遅延プロファイルが有利だが、測定可能な最大遅延量はＢ＝３の遅延プロファイルが有利である。両者の有利性を得るために、遅延プロファイル＃１、＃２の各々から得られる希望波遅延量の合成処理を行う。

図９は、希望波遅延量の合成処理の例を示す。まず、図９（Ａ）のＢ＝１２の遅延プロファイル＃１から希望波遅延量（d1_1，d1_2）を取得し、その希望波遅延量から折り返しを考慮した遅延量Dj_k（ｋ＝０〜３）を求める。折り返しを考慮した遅延量Dj_kは、Ｂ＝１２の遅延プロファイル＃１の希望波遅延量をd1_jとすると、式（５）で求まる。

Dj_k = d1_j＋(Ts/12)*ｋ （ｋは整数値） （５）
式（５）は式（４）から求まるものであり、遅延量Dj_kの中に本来の希望波遅延量Djが存在する。

ところで、本来の希望遅延量Djが０＜Dj＜Ts/3の範囲内に存在する場合、Ｂ＝３の遅延プロファイル＃２により測定される希望波遅延量（d2_1，d2_2）は本来の希望波遅延量Djに準ずる値を取る。ただし、遅延プロファイル＃２の分解能はＢ＝１２で求まる遅延量（d1_1,d1_2）より粗い。

そこで、式（５）から求まるＢ＝１２のときの遅延量Dj_kと、Ｂ＝３の希望波遅延量（d2_1，d2_2）との比較（ＡＮＤ処理）を行い、分解能精度の高い希望波遅延量Djを遅延プロファイル中に取り込む。

たとえば、図９（Ｂ）の遅延プロファイル＃２のパス＃１は、図９（Ａ）の遅延プロファイル＃１のパス＃１とほぼ同じ時間位置に出現し、d2_1≒d1_1の関係にある。このとき式（５）から、d1_1＝D1_0である（ｋ=０）。

図８（９）の遅延プロファイル＃２のパス＃２は、図９（Ａ）の虚像Ｖ２とほぼ同じ時間位置に出現し、d2_2≒d1_2＋(Ts/12)*２が成り立つ。このとき式（５）から、d1_2＋(Ts/12)*２＝D2_2である（ｋ=２）。

以上から、希望波遅延量Ｄ１，Ｄ２を下記のように定義する。

Ｄ１＝d1_1
Ｄ２＝d1_2＋(Ts/12)*２
この処理により、図９（Ｃ）の合成遅延プロファイルでは、測定可能な最大遅延量はＢ＝３に相当し、Ｂ＝１２に相当する分解能で希望波遅延量Ｄを求めることができる。

＜第３実施形態＞
図１０は、第３実施形態の受信機３００の構成図である。第１実施形態および第２実施形態では、パイロットキャリアにより推定した伝搬路推定値を用いてキャリア補正およびクロック補正を行っているが、パイロットキャリア以外のキャリア信号で求めた伝搬路推定値を用いてもよい。

たとえば、地上デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔでは、伝送制御信号としてＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＡＣ（Auxiliary Channel）を特定のキャリアに乗せている。これらの伝送制御信号は、差動バイナリ位相変調（ＤＢＰＳＫ）で伝送されており、データキャリアの信号よりも容易に復調することができる。そこで、ＦＦＴ３０５の出力の一部をＴＭＣＣ／ＡＣＣ抽出部３０９に入力する。

ＴＭＣＣ／ＡＣＣ抽出部３９９は、アンテナ３１５で受信され、ＲＦ帯処理部３０１、ＡＤＣ３０２、キャリア補正部３０３、クロック補正部３０４、ＦＴＴ部３０５で各処理を受けた信号から、伝送制御信号（ＴＭＣＣあるいはＡＣＣ）を抽出する。伝搬路特性推定部３１０は、抽出した伝送路制御信号から伝搬路特性を推定する。時間方向抽出部３１１は、伝搬路特性推定値から時間方向の推定値を抽出する。ＦＦＴ３１２は、時間領域信号に高速フーリエ変換を施して電力スペクトラム（図３参照）を取得する。スペクトラム中心位相算出部３１３は、図４に示すように中心位相（周波数）ｆcの目標値（たとえば原点）からのズレを算出し、算出結果をキャリア補正部３０３にフィードバックする。

なお、図示はしないが第１実施形態や第２実施形態と同様に、伝送制御信号に基づいて推定された伝搬路特性推定値を周波数方向に抽出し、逆フーリエ変換および図６のフローにより遅延変動量を算出して、クロック補正を行なってもよい。第１実施形態〜第３実施形態の任意の特徴部分を組み合わせてもよい。ＴＭＣＣあるいはＡＣＣに替えて、符号化率が低く、かつ復調しやすい変調方式で変調された制御信号の復調結果に基づいて伝搬路の推定を行なってもよい。

これにより、マルチパスや伝搬路の変動により補正処理に誤差が生じ得る状況下でも、精度良くキャリア周波数ズレやクロックずれを補正しサブキャリア間の直交性を維持することができる。

以上の説明に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、
前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、
前記推定された伝搬路特性のうち、特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出する時間方向抽出部と、
前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得する電力スペクトラム取得部と、
前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求める誤差算出部と、
前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行うキャリア補正部と、
を有することを特徴とする受信機。
（付記２）
伝搬路特性推定部により推定された伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を周波数方向に抽出する周波数方向抽出と、
前記周波数方向に抽出された伝搬路特性から遅延プロファイルを取得する遅延プロファイル取得部と、
前記遅延プロファイル中の希望波の遅延変動量を算出し、前記遅延変動量からクロック周波数誤差を求める遅延変動量算出部と、
前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行うクロック補正部と、
をさらに有することを特徴とする付記１に記載の受信機。
（付記３）
前記遅延変動量算出部は、第１の希望波の第１遅延変動量と、第２の希望波の第２遅延変動量を測定し、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が所定値よりも小さい場合に、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の平均値に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする付記２に記載の受信機。
（付記４）
前記遅延変動量算出部は、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が前記所定値以上の場合は、前記クロック周波数誤差をＮＵＬＬに設定することを特徴とすることを特徴とする付記３に記載の受信機。
（付記５）
前記遅延変動量算出部は、前記第２の希望波の遅延量を求めることができず、かつ前記第１の希望波の遅延量が閾値未満の場合に、前記第１の希望波の前記第１遅延変動量に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする付記３または４に記載の受信機。
（付記６）
受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、
前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、
前記伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を第１の間隔で周波数方向に抽出する第１の周波数方向抽出部と、
前記伝搬路特性のうち、前記特定のシンボルの伝搬路特性を前記第１の間隔よりも小さい第２の間隔で前記周波数方向に抽出する第２の周波数方向抽出部と、
前記第１の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第１遅延プロファイルを取得する第１遅延プロファイル取得部と、
前記第２の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第２遅延プロファイルを生成する第２遅延プロファイル取得部と、
前記第１遅延プロファイルと前記第２遅延プロファイルを合成して希望波の遅延量を取得する希望波遅延量推定部と、
前記希望波の遅延量から前記希望波の遅延変動量を算出し、前記遅延変動量に基づいてクロック周波数誤差を求める遅延変動量算出部と、
前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行うクロック補正部と、
を有することを特徴とする受信機。
（付記７）
前記合成部は、前記第１プロファイルで測定可能な最大遅延量に基づいて、前記第１遅延プロファイル中の折り返し虚像位置を求め、前記折り返し虚像位置を含む前記第１遅延プロファイルと、前記第２プロファイルとを合成して前記希望波の遅延量を求めることを特徴とする付記６に記載の受信機。
（付記８）
前記既知信号はデータ信号に分散配置されたパイロット信号であることを特徴とする付記１〜７のいずれかに記載の受信機。
（付記９）
前記既知信号は、地上デジタル放送の伝送制御信号であることを特徴とする付記１〜７のいずれかに記載の受信機。
（付記１０）
受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、
前記周波数領域の信号から既知信号を抽出し、
前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定し、
前記推定された伝搬路特性のうち、特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出し、
前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得し、
前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求め、
前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行う、
ことを特徴とする同期補正方法。
（付記１１）
前記推定された伝搬路特性のうち特定のシンボルの伝搬路特性を周波数方向に抽出し、
前記周波数方向に抽出された伝搬路特性から遅延プロファイルを取得し、
前記遅延プロファイル中の希望波の遅延変動量を算出して前記遅延変動量からクロック周波数誤差を求め、
前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行う、
工程をさらに有することを特徴とする付記１０に記載の同期補正方法。
（付記１２）
前記クロック周波数誤差の算出は、
前記遅延プロファイル中の第１の希望波の第１遅延変動量と、第２の希望波の第２遅延変動量を測定し、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が所定値よりも小さい場合に、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の平均値に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする付記１１に記載の同期補正方法。
（付記１３）
前記遅延変動量算出部は、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が前記所定値以上の場合は、前記クロック周波数誤差をＮＵＬＬに設定することを特徴とすることを特徴とする付記１２に記載の同期補正方法。
（付記１４）
前記遅延変動量算出部は、前記第２の希望波の遅延量を求めることができず、かつ前記第１の希望波の遅延量が閾値未満の場合に、前記第１の希望波の前記第１遅延変動量に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする付記１２または１３に記載の同期補正方法。
（付記１５）
受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、
前記周波数領域の信号から既知信号を抽出し、
前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定し、
前記伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を第１の間隔で周波数方向に抽出し、
前記伝搬路特性のうち、前記特定のシンボルの伝搬路特性を、前記第１の間隔よりも小さい第２の間隔で前記周波数方向に抽出し、
前記第１の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第１遅延プロファイルを取得し、
前記第２の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第２遅延プロファイルを取得し、
前記第１遅延プロファイルと前記第２遅延プロファイルを合成して希望波の遅延量を取得し、
前記希望波の遅延量から前記希望波の遅延変動量を算出して、前記遅延変動量に基づいてクロック周波数誤差を求め、
前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行う、
ことを特徴とする同期補正方法。
（付記１６）
前記合成は、前記第１プロファイルで測定可能な最大遅延量に基づいて、前記第１遅延プロファイル中の折り返し虚像位置を求め、前記折り返し虚像位置を含む前記第１遅延プロファイルと、前記第２プロファイルとを合成して前記希望波の遅延量を求めることを特徴とする付記１５に記載の同期補正方法。
（付記１７）
前記既知信号はデータ信号に分散配置されたパイロット信号であることを特徴とする付記１０〜１６のいずれかに記載の同期補正方法。
（付記１８）
前記既知信号は、地上デジタル放送の伝送制御信号であることを特徴とする付記１０〜１６のいずれかに記載の同期補正方法。

１００、２００、３００ 受信機
１０２、２０２、３０２ アナログ／デジタル変換器
１０３、２０３、３０３ キャリア補正部
１０４、２０４、３０４ クロック補正部
１０５、２０５、３０５ フーリエ変換部
１０６、２０６ パイロット抽出部
１０７、２０７ ３１０ 伝搬路特性推定部
１０８、２０８ ３１１ 時間方向抽出部
１０９ フーリエ変換部（電力スペクトラム取得部）
１１０、２１０ スペクトラム中心位相算出部（誤差算出部）
１１１、２１１−１、２１１−２ 周波数方向抽出部
１１２ 逆フーリエ変換部（遅延プロファイル取得部）、
２１２−１ 逆フーリエ変換部（第１遅延プロファイル取得部）
２１２−２ 逆フーリエ変換部（第２遅延プロファイル取得部）
１１４、２１４ 遅延変動量算出部
２１３ 希望波遅延量推定部

Claims (10)

1. 受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
   前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、
   前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、
   前記推定された伝搬路特性のうち、特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出する時間方向抽出部と、
   前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得する電力スペクトラム取得部と、
   前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求める誤差算出部と、
   前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行うキャリア補正部と、
   を有することを特徴とする受信機。
2. 伝搬路特性推定部により推定された伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を周波数方向に抽出する周波数方向抽出と、
   前記周波数方向に抽出された伝搬路特性から遅延プロファイルを取得する遅延プロファイル取得部と、
   前記遅延プロファイル中の希望波の遅延変動量を算出し、前記遅延変動量からクロック周波数誤差を求める遅延変動量算出部と、
   前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行うクロック補正部と、
   をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記遅延変動量算出部は、第１の希望波の第１遅延変動量と、第２の希望波の第２遅延変動量を測定し、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が所定値よりも小さい場合に、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の平均値に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
4. 受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
   前記周波数領域の信号から既知信号を抽出する抽出部と、
   前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、
   前記伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を第１の間隔で周波数方向に抽出する第１の周波数方向抽出部と、
   前記伝搬路特性のうち、前記特定のシンボルの伝搬路特性を前記第１の間隔よりも小さい第２の間隔で前記周波数方向に抽出する第２の周波数方向抽出部と、
   前記第１の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第１遅延プロファイルを取得する第１遅延プロファイル取得部と、
   前記第２の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第２遅延プロファイルを取得する第２遅延プロファイル取得部と、
   前記第１遅延プロファイルと前記第２遅延プロファイルを合成して希望波の遅延量を取得する希望波遅延量推定部と、
   前記希望波の遅延量から前記希望波の遅延変動量を算出し、前記遅延変動量に基づいてクロック周波数誤差を求める遅延変動量算出部と、
   前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行うクロック補正部と、
   を有することを特徴とする受信機。
5. 前記合成部は、前記第１プロファイルで測定可能な最大遅延量に基づいて、前記第１遅延プロファイル中の折り返し虚像位置を求め、前記折り返し虚像位置を含む前記第１遅延プロファイルと、前記第２プロファイルとを合成して前記希望波の遅延量を求めることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
6. 受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、
   前記周波数領域の信号から既知信号を抽出し、
   前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定し、
   前記推定された伝搬路特性のうち、特定のキャリアの伝搬路特性を時間方向に抽出し、
   前記時間方向に抽出された伝搬路特性から電力スペクトラムを取得し、
   前記電力スペクトラムからキャリア周波数誤差を求め、
   前記キャリア周波数誤差に基づいて前記受信信号のキャリア周波数の補正を行う、
   ことを特徴とする同期補正方法。
7. 前記推定された伝搬路特性のうち特定のシンボルの伝搬路特性を周波数方向に抽出し、
   前記周波数方向に抽出された伝搬路特性から遅延プロファイルを取得し、
   前記遅延プロファイル中の希望波の遅延変動量を算出して前記遅延変動量からクロック周波数誤差を求め、
   前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行う、
   工程をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の同期補正方法。
8. 前記クロック周波数誤差の算出は、
   前記遅延プロファイル中の第１の希望波の第１遅延変動量と、第２の希望波の第２遅延変動量を測定し、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の差が所定値よりも小さい場合に、前記第１遅延変動量と前記第２遅延変動量の平均値に基づいて前記クロック周波数誤差を算出することを特徴とする請求項７に記載の同期補正方法。
9. 受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、
   前記周波数領域の信号から既知信号を抽出し、
   前記抽出された既知信号に基づいて伝搬路特性を推定し、
   前記伝搬路特性のうち、特定のシンボルの伝搬路特性を第１の間隔で周波数方向に抽出し、
   前記伝搬路特性のうち、前記特定のシンボルの伝搬路特性を、前記第１の間隔よりも小さい第２の間隔で前記周波数方向に抽出し、
   前記第１の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第１遅延プロファイルを取得し、
   前記第２の周波数方向抽出部により抽出された伝搬路特性から第２遅延プロファイルを取得し、
   前記第１遅延プロファイルと前記第２遅延プロファイルを合成して希望波の遅延量を取得し、
   前記希望波の遅延量から前記希望波の遅延変動量を算出して、前記遅延変動量に基づいてクロック周波数誤差を求め、
   前記クロック周波数誤差に基づいて前記受信信号のクロック補正を行う、
   ことを特徴とする同期補正方法。
10. 前記合成は、前記第１プロファイルで測定可能な最大遅延量に基づいて、前記第１遅延プロファイル中の折り返し虚像位置を求め、前記折り返し虚像位置を含む前記第１遅延プロファイルと、前記第２プロファイルとを合成して前記希望波の遅延量を求めることを特徴とする請求項９に記載の同期補正方法。

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