JP2011055153A - シングルキャリア受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速に変動する伝搬チャネルに追従し、途切れ難い無線伝送を実現可能なシングルキャリア受信装置を提供する。
【解決手段】ブロック同期部１１は、データシンボルの前後に配置されたユニークワードシンボルと、Ｎシンボル遅延させたユニークワードシンボルとの相関処理により、同期ポイント情報を求め、ブロック同期した受信信号を求める。雑音電力検出部１２は、ブロック同期した受信信号を、同期ポイント情報に従って位相回転させＮシンボル遅延させ、ユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルについて、雑音電力を検出する。周波数領域合成部１３は、複数の受信信号、チャネル情報及び雑音電力を用いて、周波数領域で複数の受信信号を合成し、時間領域の信号に戻す。これにより、ユニークワードシンボルを利用して、１ブロック単位にチャネル推定を行い、複数の受信信号をＳＮＲに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、放送、通信等の無線伝送システムにおいて使用されるシングルキャリアの受信装置に係わり、特に、高速に変動する伝搬チャネルに追従し、かつ、途切れ難い無線伝送を実現する受信装置に関する。

従来、シングルキャリアの伝送方式では、マルチパスのある多重伝搬路で広帯域信号を伝送した場合に生じる波形ひずみを補償するために、送信装置が、定期的に既知のトレーニング信号を送信し、受信装置が、ＭＭＳＥ基準で波形等化用のトランスバーサルフィルタの係数を演算し、時間領域で波形等化を行う。しかしながら、受信装置は、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムにより、数十程度の受信トレーニング信号を用いてトランスバーサルフィルタの係数を逐次的に演算し、値を収束させる。このため、伝搬チャネルが高速に変動する場合は、それに追従するのが困難である。また、長遅延のマルチパスを考慮した場合は、トランスバーサルフィルタのタップ数が多くなるため、係数の演算が複雑になる。

一方、マルチキャリアの伝送方式として用いられるＯＦＤＭでは、送信装置が、周波数領域で多数のサブキャリアに情報とトレーニング信号とを割り当て、逆フーリエ変換した後、ガード期間を付加して送信する。受信装置は、受信信号をフーリエ変換し、周波数領域でサブキャリア毎にチャネル推定及びチャネル等化を行う。このため、受信装置は、チャネル推定及びチャネル等化の演算を、シンボル内において簡単かつ高速に行うことができる。

一般に、同じマルチパス耐性を得るために必要な演算量は、シングルキャリアよりもＯＦＤＭによるマルチキャリアの方が少ないことが知られている。このため、シングルキャリアは、伝搬チャネルの変動が少ない固定伝送を行う伝送システムにおいて、指向性の鋭いアンテナを用いることにより、マルチパスを制限して使用されることが多い。

しかしながら、シングルキャリアにおいても、送信手法を工夫することにより、ＯＦＤＭを用いた場合に行われる、周波数領域における等化処理と同等な等化処理を行う手法が提案されている（特許文献１、非特許文献１を参照）。

図２は、送信シンボルの構成を示す図である。この送信シンボルの構成は、非特許文献１において記載されたものであり、送信装置によってこの構成の送信シンボルが送信される。受信装置は、この構成の送信シンボルを受信することにより、周波数領域における等化処理を実現する。図２において、１ブロックの送信シンボルは、データシンボルと、データの前後に挿入（配置）されたユニークワードシンボルとにより構成される。データシンボルの前に挿入されたユニークワードシンボルと、データシンボルの後に挿入されたユニークワードシンボルとは、同一かつ既知の情報からなり、個々のシンボルは、全て同一及び既知の情報からなる。ユニークワードシンボルのシンボル（ポイント）長はＮであり、データシンボルのシンボル長は（Ｍ−Ｎ）であり、データシンボル及び１つのユニークワードシンボルのシンボル長は、合計でＭである。送信装置は、データシンボルと、データの前後に挿入したユニークワードシンボルとからなるブロックを構成し、このブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを、シングルキャリアの無線信号として送信する。

図１２は、従来のシングルキャリア受信装置における周波数領域等化部の構成を示すブロック図である。この従来のシングルキャリア受信装置における周波数領域等化部４９は、チャネル推定部４５、Ｍポイントフーリエ変換部４６、等化部４７及びＭポイント逆フーリエ変換部４８を備えている。

シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から、図２に示したように、データシンボルとその前後に挿入されたユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを、シングルキャリアの無線信号として受信する。チャネル推定部４５は、受信信号ｙ_１（ｔ）を入力し、受信信号ｙ_１（ｔ）のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル長分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部４５は、周波数領域のチャネル情報Ｈ_１（ｆ）を等化部４７に出力する。

Ｍポイントフーリエ変換部４６は、受信信号ｙ_１（ｔ）を入力し、受信信号ｙ_１（ｔ）のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのＭシンボル長分をフーリエ変換する。そして、Ｍポイントフーリエ変換部４６は、周波数領域の受信信号Ｙ_１（ｆ）を等化部４７に出力する。

等化部４７は、チャネル推定部４５から周波数領域のチャネル情報Ｈ_１（ｆ）を入力すると共に、Ｍポイントフーリエ変換部４６から、周波数領域の受信信号Ｙ_１（ｆ）を入力し、以下の式により周波数領域等化を行う。
Ｙ（ｆ）＝Ｙ_１（ｆ）／Ｈ_１（ｆ）
そして、等化部４７は、周波数領域の等化信号Ｙ（ｆ）をＭポイント逆フーリエ変換部４８に出力する。

Ｍポイント逆フーリエ変換部４８は、等化部４７から周波数領域の等化信号Ｙ（ｆ）を入力し、Ｍポイントフーリエ変換部４６に対応してＭシンボル長分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の等化信号ｙ（ｔ）に戻して出力する。Ｍポイント逆フーリエ変換部４８により出力された時間領域の等化信号ｙ（ｔ）は、シンボル判定のために用いられる。

このように、シングルキャリア送信装置は、図２に示したような、データシンボルとその前後に配置されたユニークワードシンボルとからなる送信シンボルを送信し、シングルキャリア受信装置は、このような構成の送信シンボルを受信する。そして、シングルキャリア受信装置は、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルに対しフーリエ変換してチャネル推定を行い、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルに対しフーリエ変換し、周波数領域等化を行うようにした。これにより、シングルキャリア受信装置における等化処理を、簡単かつ高速に行うことが可能となる。

しかしながら、シングルキャリアの伝送方式において、マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し、途切れ難い無線伝送を実現するためには、前述した周波数領域等化のみでは十分ではない。

マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し途切れ難い無線伝送を実現するための手法として、複数の受信アンテナを用いて複数の受信信号をダイバーシチ合成する手法が知られている（特許文献２を参照）。このダイバーシチ合成手法は、シングルキャリアの伝送方式において、同じ長さの参照信号及びデータが多重された送信信号に対し、複数の受信信号を周波数領域でダイバーシチ合成するものである。これにより、マルチパス環境の移動伝送により生じる大幅なレベル低下に対し、途切れ難い無線伝送を実現することができる。

特開２００６−２８７４９０号公報 特許第３３７７３６１号公報

Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ，ｅｔ ａｌ．，"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．ｍａｇ．，Ｖｏｌ．４０，ｐｐ．５８−６６，Ａｐｒｉｌ ２００２．

しかしながら、特許文献２のダイバーシチ合成手法は、参照信号の長さとデータの長さが同じであることが前提になっているため、制約を受けてしまうという問題があった。例えば、図２に示したような、（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボルと、その前後に配置された既知のＮシンボル長のユニークワードシンボルとを扱う場合に、特許文献２のダイバーシチ合成手法を直接用いることができない。

また、周波数領域と時間領域との間の変換を行うフーリエ変換及び逆フーリエ変換は、周期構造の信号に対して可逆の変換になるが、特許文献２のダイバーシチ合成手法では、参照信号もデータも周期構造ではないため、フーリエ変換及び逆フーリエ変換によって劣化が生じてしまうという問題があった。

さらに、特許文献２のダイバーシチ合成手法では、各受信系統でＡＧＣ（自動利得制御）を独立して行った後、各受信系統のノイズレベルが一定にならない場合、ＳＮＲ（Ｓｉｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）に応じた合成が正しく行われないという問題もあった。

そこで、本発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高速に変動する伝搬チャネルに追従し、途切れ難い無線伝送を実現可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するため、本発明によるシングルキャリア受信装置は、（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したＮシンボル長の既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信系列を、シングルキャリアの無線信号として複数の受信系統毎に受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数）、受信した信号を中間周波数の信号に変換し、直交復調してベースバンドの受信信号とし、前記受信系統毎の受信信号を周波数領域で合成し、時間領域の信号に戻すシングルキャリア受信装置において、前記受信信号をＮシンボル遅延させ、前記受信信号に含まれるユニークワードシンボルと、前記Ｎシンボル遅延させた受信信号に含まれるユニークワードシンボルとを用いた相関処理により、前記ブロックに対する同期ポイント及び同期ポイントの位相を求めて出力し、前記同期ポイントに基づいて前記ブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号を出力するブロック同期部と、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させてＮシンボル遅延させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記受信信号と前記位相回転及びＮシンボル遅延させた信号とに含まれる前記ユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボル（ＰはＮ以下の正の整数）について、前記受信信号に含まれる雑音電力を検出して出力する雑音電力検出部と、前記ブロック同期部により出力された受信系統毎の受信信号、及び、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力を入力し、受信系統毎にフーリエ変換して周波数領域のチャネル情報及び受信信号を求め、受信系統毎の受信信号を周波数領域で合成し、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める周波数領域合成部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記雑音電力検出部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をＮシンボル遅延させ、前記位相回転及びＮシンボル遅延させた信号と、前記受信信号との間の差分を２乗して２で除算し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記除算結果を、前記ユニークワードシンボルのうちの後半のＰシンボルにおいて平均化し、雑音電力として出力することを特徴とする。

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記雑音電力検出部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルに対応する、前記位相回転させた受信信号をメモリに記憶し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルに対応する、前記ブロック同期部により出力された受信信号をメモリに記憶し、前記メモリから前記位相回転させた受信信号及び前記受信信号を読み出し、前記位相回転させた受信信号と前記受信信号との間の差分を２乗して２で除算し、前記除算結果を平均化し、雑音電力として出力することを特徴とする。

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号、並びに、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求めることを特徴とする。

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部が、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記雑音電力検出部により出力された雑音電力により正規化し、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求めることを特徴とする。

また、本発明によるシングルキャリア受信装置は、前記周波数領域合成部のチャネル推定が、前記受信信号におけるＮシンボル長の前記ユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号を、Ｎシンボル長の既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算し、除算結果であるＮシンボル長のチャネル情報をＭシンボル長のチャネル情報にアップサンプルすることにより行われることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置された既知のＮシンボル長のユニークワードシンボルとからなるブロック単位の送信シンボルを、複数の受信アンテナで受信し、受信信号を周波数領域に変換してから、１ブロック単位でチャネル推定を行い、複数の受信信号のＳＮＲに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにした。これにより、ユニークワードシンボルの長さとデータシンボルの長さが同じでなくてもダイバーシチ合成を行うことができる。また、これらのシンボルは周期構造であるから、フーリエ変換及び逆フーリエ変換を行っても信号劣化が起こらない。したがって、高速に変動する伝搬チャネルに追従することができ、かつ、途切れ難い無線伝送を実現することができる。

シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。 送信シンボルの構成を示す図である。 本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。 ブロック同期部の構成を示すブロック図である。 ブロック同期部の処理を説明する図である。 第１の雑音電力検出部の構成を示すブロック図である。 第２の雑音電力検出部の構成を示すブロック図である。 雑音電力検出部の処理を説明する図である。 第１の周波数領域合成部の構成を示すブロック図である。 第２の周波数領域合成部の構成を示すブロック図である。 チャネル推定部の構成を示すブロック図である。 従来のシングルキャリア受信装置における周波数領域等化部の構成を示すブロック図である。

〔発明の概要〕
まず、本発明の概要について説明する。本発明では、シングルキャリア送信装置が、既知のＮシンボル長のユニークワードシンボル、（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボル、及び、既知のＮシンボル長のユニークワードシンボルの順番に配置した１ブロック単位の送信シンボルを構成し、この送信系列で連続的に直交変調し、シングルキャリアの無線信号を送信することを前提とする（Ｍ及びＮは正の整数である）。また、シングルキャリア受信装置は、Ｎｒ本の受信アンテナを備えていることを前提とする（Ｎｒは２以上の整数）。以下、ｉは受信系統の番号（ｉ＝１〜Ｎｒ）、ｆは周波数（ｆ＝１〜Ｍ）、ｔは時間（ｔ＝１〜Ｍ）を表す。

シングルキャリア受信装置は、シングルキャリア送信装置から繰り返し送信される、データシンボルの前後に配置されたユニークワードシンボルを用いて、ブロック同期処理を行い、受信信号に含まれる雑音電力ｎ_ｉを検出する。そして、シングルキャリア受信装置は、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルについて、そのＮシンボル長の受信信号ｙ_ｉ（ｔ）をフーリエ変換した信号に対し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算してチャネル推定を行い、Ｎシンボル長の周波数領域のチャネル情報を得る。その後、Ｎシンボル長のチャネル情報からＭシンボル長のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）にアップサンプルする。

シングルキャリア受信装置は、データシンボルとその後に配置されたユニークワードシンボルについて、そのＭシンボル長の受信信号ｙ_ｉ（ｔ）をフーリエ変換した周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）、周波数領域のチャネル情報の複素共役Ｈ_ｉ ^＊（ｆ）、周波数領域の雑音電力Ｎ_ｉ＝ｎ_ｉ／Ｍ、及び、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）を用いて、例えば以下の式に示すように、各受信系統ｉで演算を行い、受信系統ｉの演算結果を受信系統ｉ毎に加算し、除算を行う。

シングルキャリア受信装置は、合成信号Ｙ（ｆ）に対し、Ｍシンボル長の逆フーリエ変換を行って時間領域の合成信号ｙ（ｔ）に戻し、その後、データシンボルに対してＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点の判定を行う。

このように、シングルキャリア受信装置は、受信信号を周波数領域に変換してから、１ブロック単位でチャネル推定を行い、複数の受信信号のＳＮＲに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにした。これにより、高速なチャネル変動に追従し、途切れ難い無線伝送を実現することができる。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔シングルキャリア送信装置〕
まず、本発明の実施形態によるシングルキャリア送信装置、及びシングルキャリアの信号形式について説明する。図１は、シングルキャリア送信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置１００は、送信前処理部１、マッピング部２、基準信号挿入部３、波形整形部４、直交変調部５、送信高周波部６及び送信アンテナ７を備えている。

送信前処理部１は、ＴＳパケット形式等で構成された情報を入力し、フレーム同期、エネルギ拡散、外符号符号化、外インタリーブ、内符号符号化、内インタリーブ等の送信前処理を行い、送信前処理した信号をマッピング部２に出力する。

マッピング部２は、送信前処理部１から送信前処理された信号を入力し、入力した信号をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点に割り当ててマッピングし、マッピングした信号を基準信号挿入部３に出力する。

基準信号挿入部３は、マッピング部２からマッピングされた信号を入力し、マッピングされた信号における（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボルの前後に、Ｎシンボル長のユニークワードシンボルを挿入して配置し、図２に示した送信シンボルのブロックを構成し、波形整形部４に出力する。ここで、Ｍ，Ｎは、高速フーリエ変換を行うことができるように、２のべき乗の値を用いる。また、ユニークワードとしては、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ系列、Ｃｈｕ系列等を用いる。これにより、高速フーリエ変換したときの振幅特性が各周波数で一定となり、各周波数においてチャネル情報を精度良く求めることが可能となる。

波形整形部４は、基準信号挿入部３から送信シンボルのブロックを入力し、帯域制限及びアパーチャ補正を行って波形整形し、波形整形した信号を直交変調部５に出力する。直交変調部５は、波形整形部４から波形整形された信号を入力し、直交変調を行い、中間周波数の信号に変換し、中間周波数の信号を送信高周波部６に出力する。送信高周波部６は、直交変調部５から直交変調された中間周波数の信号を入力し、中間周波数の信号を無線周波数の信号に周波数変換し、規定の電力にて送信アンテナ７からシングルキャリアの無線信号を送信する。

このように、シングルキャリア送信装置１００は、（Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボルと、このデータシンボルの前後に配置した既知のＮシンボル長のユニークワードシンボルとからなるブロックの送信シンボルを生成し、シングルキャリアの無線信号を送信する。

〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。図３は、シングルキャリア受信装置の構成を示すブロック図である。このシングルキャリア受信装置２００は、受信アンテナ８、受信高周波部９、直交復調部１０、ブロック同期部１１及び雑音電力検出部１２を受信系統分（Ｎｒ系統）備え、さらに、周波数領域合成部１３、シンボル判定部１４及び受信後処理部１５を備えている。以下に説明する受信高周波部９、直交復調部１０、ブロック同期部１１及び雑音電力検出部１２は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。

シングルキャリア受信装置２００が受信アンテナ８を介してシングルキャリアの無線信号を受信すると、受信高周波部９は、無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換し、中間周波数の信号を直交復調部１０に出力する。

直交復調部１０は、受信高周波部９から中間周波数の信号を入力し、直交復調を行い、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に変換し、その受信信号をブロック同期部１１に出力する。

ブロック同期部１１は、直交復調部１０からベースバンドの実部及び虚部の受信信号を入力し、送信シンボルのブロック同期処理を行い、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを雑音電力検出部１２に出力し、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を周波数領域合成部１３に出力する。ブロック同期処理の詳細については後述する。

雑音電力検出部１２は、ブロック同期部１１から受信信号ｙ_ｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを入力し、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ_ｉを検出し、雑音電力ｎ_ｉを周波数領域合成部１３に出力する。受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ_ｉの検出処理の詳細については後述する。

受信高周波部９、直交復調部１０、ブロック同期部１１及び雑音電力検出部１２は、受信系統ｉ（＝１〜Ｎｒ）毎に処理を行い、各受信系統ｉの処理により得られた受信信号ｙ_ｉ（ｔ）及び雑音電力ｎ_ｉが周波数領域合成部１３に出力される。

周波数領域合成部１３（後述する周波数領域合成部１３−１）は、各受信系統１〜Ｎｒのブロック同期部１１から受信信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｎｒ（ｔ）を入力すると共に、各受信系統１〜Ｎｒの雑音電力検出部１２から雑音電力ｎ_１〜ｎ_Ｎｒを入力し、受信信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｎｒ（ｔ）をフーリエ変換し、雑音電力ｎ_１〜ｎ_Ｎｒを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻し、シンボル判定部１４に出力する。また、周波数領域合成部１３（後述する周波数領域合成部１３−２）は、受信信号ｙ_１（ｔ）〜ｙ_Ｎｒ（ｔ）を雑音電力ｎ_１〜ｎ_Ｎｒで正規化してからフーリエ変換し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻し、シンボル判定部１４に出力する。最大比合成処理の詳細については後述する。

シンボル判定部１４は、周波数領域合成部１３から最大比合成された時間領域の信号ｙ（ｔ）を入力し、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のシンボル点を判定し、受信後処理部１５に出力する。

受信後処理部１５は、シンボル判定部１４からシンボル判定された時間領域の信号ｙ（ｔ）を入力し、シングルキャリア送信装置１００の送信前処理部１に対応する処理、すなわち、内デインタリーブ、内符号復号、外デインタリーブ、外符号復号、エネルギ逆拡散、フレーム同期等の受信後処理を行って復号し、元のＴＳパケット形式等で構成された情報を出力する。

〔ブロック同期部〕
次に、図３に示したシングルキャリア受信装置２００のブロック同期部１１について詳細に説明する。図４は、ブロック同期部１１の構成を示すブロック図である。このブロック同期部１１は、複素共役化部１６、Ｎシンボル遅延部１７、複素乗算部１８、Ｎシンボル積分部１９、ピーク検出部２０及びブロック抽出部２１を備えている。ブロック同期部１１は、ベースバンドの実部及び虚部の受信信号に対し、送信シンボルのブロック同期処理を行い、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを求める。

複素共役化部１６は、受信信号を入力し、受信信号の複素共役を計算し、Ｎシンボル遅延部１７に出力する。Ｎシンボル遅延部１７は、複素共役化部１６から受信信号の複素共役の信号を入力し、Ｎシンボル遅延させて複素乗算部１８に出力する。

複素乗算部１８は、受信信号を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部１７からＮシンボル遅延した受信信号を入力し、複素乗算を行い、Ｎシンボル積分部１９に出力する。Ｎシンボル積分部１９は、複素乗算部１８から複素乗算された信号を入力し、Ｎシンボル分積分し、積分信号をピーク検出部２０に出力する。ここで、積分信号は、複素乗算部１８において位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を処理した場合、大きい振幅値を有することになるが、異なる信号同士を処理した場合、同一の信号の複素共役を処理した場合よりも、小さい振幅値を有することになる。つまり、積分信号は、積分処理するＮシンボルにおいて、ユニークワードシンボルの信号同士の処理数が多いほど、大きい振幅値を有することになり、ユニークワードシンボルの信号同士の処理数が少ないほど、小さい振幅値を有することになる。

ピーク検出部２０は、Ｎシンボル積分部１９から積分信号を入力し、積分信号の振幅を算出してそのピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとし、ピーク時における積分信号の位相（φ＝ｔａｎ^−１（虚部／実部））を同期ポイントの位相φとし、同期ポイント及び同期ポイントの位相φを雑音電力検出部１２に出力し、同期ポイントをブロック抽出部２１に出力する。ここで、同期ポイントの位相φは、シングルキャリア送信装置１００とシングルキャリア受信装置２００の周波数誤差や移動伝送におけるドップラーシフトに起因し、受信信号におけるＮシンボル経過後の位相回転量を表す。

ブロック抽出部２１は、受信信号を入力すると共に、ピーク検出部２０から同期ポイントを入力し、同期ポイントが示すタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、その後のデータシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）として雑音電力検出部１２及び周波数領域合成部１３に出力する。

図５は、ブロック同期部１１の処理を説明する図である。図５において、受信信号は、ブロック同期部１１が入力する信号であり、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号は、Ｎシンボル遅延部１７により出力され複素乗算部１８が入力する信号であり、Ｎシンボル積分値（振幅）は、Ｎシンボル積分部１９により出力されピーク検出部２０が入力する信号の値である。Ｎシンボル積分値（振幅）は、受信信号と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号とを複素乗算してＮシンボル毎に積分した値であるから、Ｎシンボル期間において、位相は回転していてもよいが同一の信号の複素共役を有する割合が最も大きい位置でピークの値となる。また、その割合が小さい位置では、Ｎシンボル積分値（振幅）は小さい値となる。図５では、受信信号におけるユニークワードシンボルと、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号におけるユニークワードシンボルとの重なりが最も多い先頭位置（同期ポイント）でＮシンボル積分値（振幅）がピークになっていることがわかる。

図５に示したように、ピーク検出部２０は、Ｎシンボル積分値（振幅）がピークとなるタイミングを求め、これを同期ポイントとして出力する。また、ピーク検出部２０は、同期ポイントのタイミングにて、ピーク時における積分信号の位相（φ＝ｔａｎ^−１（虚部／実部））を算出し、これを同期ポイントの位相φ（受信信号におけるＮシンボル経過後の位相回転量）として出力する。また、ブロック抽出部２１は、同期ポイントのタイミングにて、受信信号からユニークワードシンボル、データシンボル及びユニークワードシンボルと続くブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）として出力する。

このような同期ポイントを求める手法はスライド相関と呼ばれ、積分区間の信号系列が似通っていると鋭いピークが現われる現象を利用している。また、同期ポイントの位相φは、後段の雑音電力検出部１２においてユニークワードの位相回転量を補正するために用いられる。

このように、ブロック同期部１１は、受信信号と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号との間で複素乗算し、Ｎシンボルの積分値におけるピークを求め、そのピークのタイミングを同期ポイントとする。そして、ブロック同期部１１は、同期ポイントにおける積分信号の実部及び虚部から同期ポイントの位相φを求め、同期ポイントを基準にしてブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を求める。

〔第１の雑音電力検出部〕
次に、図３に示したシングルキャリア受信装置２００の雑音電力検出部１２について詳細に説明する。図６は、第１の雑音電力検出部１２の構成を示すブロック図である。この雑音電力検出部１２−１は、位相回転部２２、Ｎシンボル遅延部２３、差分の２乗演算部２４及び平均化部２５を備えている。雑音電力検出部１２−１は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φに基づいて、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ_ｉを検出する。

位相回転部２２は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）及び同期ポイントの位相φを入力し、同期ポイントの位相φに基づいて受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を位相回転させ、位相回転させた受信信号ｙ_ｉ（ｔ）×ｅ^ｊφをＮシンボル遅延部２３に出力する。

Ｎシンボル遅延部２３は、位相回転部２２から位相回転した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を入力し、Ｎシンボル遅延させ、Ｎシンボル遅延させた受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφを差分の２乗演算部２４に出力する。

差分の２乗演算部２４は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部２３から位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφを入力し、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφと受信信号ｙ_ｉ（ｔ）との間の差分を演算し、その演算結果を２乗して２で除算し、演算結果｜ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφ−ｙ_ｉ（ｔ）｜^２／２を雑音信号として平均化部２５に出力する。

平均化部２５は、同期ポイントを入力すると共に、差分の２乗演算部２４から雑音信号を入力し、同期ポイントが示すタイミングに基づいて、ユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルを特定し、以下の式により、そのＰシンボルについて平均化し、その結果を時間領域の雑音電力ｎ_ｉとして周波数領域合成部１３に出力する。

式（２）により雑音電力ｎ_ｉが得られる理由については後述する。

図８は、雑音電力検出部１２−１の処理を説明する図である。図８において、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）は、ブロック同期部１１により出力され雑音電力検出部１２−１が入力する信号であり、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφは、Ｎシンボル遅延部２３により出力され差分の２乗演算部２４が入力する信号であり、平均範囲のＰシンボルは、平均化部２５により平均化処理が行われるシンボルである。

平均化部２５により平均化処理が行われるＰシンボルは、ユニークワードシンボルにおける後半部分である。これは、ユニークワードシンボルの各シンボルには同一の情報が収容され、ユニークワードシンボルの後半部分にその前の部分が重なっても両部分には同一の情報が収容されているから、ユニークワードシンボルの後半部分がマルチパス環境による遅延波の影響をさほど受けないためである。また、前述したとおり、同期ポイントの位相φはＮシンボル経過後の位相回転量を表し、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）と、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφとは位相が同一になるからである。すなわち、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）におけるユニークワードシンボルの後半部分、及び、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφにおけるユニークワードシンボルの後半部分は、マルチパスの影響をさほど受けておらず位相が同一であるから、差分の２乗演算部２４及び平均化部２５により、精度の高い雑音電力ｎ_ｉを求めることができる。尚、Ｐの値は、遅延波が存在しない場合はＮとしてよいが、実際のマルチパス環境では、ユニークワードシンボルの前半部分に直前のデータシンボルの後半部分が重なるため、この重なりが無視できる範囲でＰを選ぶ必要がある。

このように、雑音電力検出部１２−１は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）と、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφとの間の差分の２乗を２で除算し、ユニークワードシンボルの後半のＰシンボルについて平均した結果を雑音電力ｎ_ｉとして求める。

〔第２の雑音電力検出部〕
図７は、第２の雑音電力検出部１２の構成を示すブロック図である。この雑音電力検出部１２−２は、位相回転部２６、メモリ部２７，２８、差分の２乗演算部２９及び平均化部３０を備えている。雑音電力検出部１２−２は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）、同期ポイント及び同期ポイントの位相φに基づいて、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ_ｉを検出する。

図６に示した雑音電力検出部１２−１と図７に示す雑音電力検出部１２−２とを比較すると、雑音電力検出部１２−１は、差分の２乗演算部２４による処理の後に、平均化部２５において所定のＰシンボルの範囲の受信信号を特定し、平均化して雑音電力ｎ_ｉを検出するのに対し、雑音電力検出部１２−２は、メモリ部２７，２８において所定のＰシンボルの範囲の受信信号を特定した後に、差分の２乗演算部２９及び平均化部３０において雑音電力ｎ_ｉを検出する点で相違する。

位相回転部２６は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）及び同期ポイントの位相φを入力し、同期ポイントの位相φに基づいて受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を位相回転させ、位相回転させた受信信号ｙ_ｉ（ｔ）×ｅ^ｊφをメモリ部２７に出力する。

メモリ部２７は、位相回転部２６から位相回転した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）×ｅ^ｊφを入力し、同期ポイントを入力したタイミングに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルを特定し、特定したＰシンボルに対応する受信信号を格納する。図８を参照して、メモリ部２７には、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφにおけるユニークワードシンボルのうちの、平均範囲のＰシンボルに対応する信号が格納される。

メモリ部２８は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を入力し、同期ポイントを入力したタイミングに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルを特定し、特定したＰシンボルに対応する受信信号を格納する。図８を参照して、メモリ部２８には、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）におけるユニークワードシンボルのうちの、平均範囲のＰシンボルに対応する信号が格納される。

差分の２乗演算部２９は、メモリ部２７から、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφにおけるユニークワードシンボルのうちの所定のＰシンボルに対応する信号を読み出すと共に、メモリ部２８から、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）におけるユニークワードシンボルのうちの所定のＰシンボルに対応する信号を読み出す。そして、差分の２乗演算部２９は、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφと受信信号ｙ_ｉ（ｔ）との間の差分を演算し、その演算結果を２乗して２で除算し、演算結果｜ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφ−ｙ_ｉ（ｔ）｜^２／２を雑音信号として平均化部３０に出力する。

平均化部３０は、差分の２乗演算部２９から雑音信号を入力し、前述の式（２）により、そのＰシンボルにて平均し、その結果を時間領域の雑音電力ｎ_ｉとして周波数領域合成部１３に出力する。

ここで、式（２）により雑音電力ｎ_ｉが得られる理由について説明する。ユニークワードシンボルの受信信号における信号成分をｓ_ｉ（ｔ）、雑音成分をｎ_ｉ（ｔ）とすると、ユニークワードシンボルの受信信号ｙ_ｉ（ｔ）はｓ_ｉ（ｔ）＋ｎ_ｉ（ｔ）であり、Ｎシンボル遅延したユニークワードシンボルの受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）はｓ_ｉ（ｔ−Ｎ）＋ｎ_ｉ（ｔ−Ｎ）である。前述したようなＰを選んだ場合、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号の信号成分はｓ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφ≒Ｓ_ｉ（ｔ）に近似できる。ここで、前述した差分の２乗を２で除算して平均すると、以下の式になる。

ｎ_ｉ（ｔ）とｎ_ｉ（ｔ−Ｎ）は平均ゼロの独立同分布であるため、式（３）の右辺はその分散となる。したがって、ｎ_ｉは、時間領域での雑音電力を表すことになる。尚、ｎ_ｉをＭで除算することにより、Ｍシンボル長のフーリエ変換による周波数領域の雑音電力Ｎ_ｉが得られる。

このように、雑音電力検出部１２−２は、ブロック同期した受信信号ｙ_ｉ（ｔ）と、位相回転及びＮシンボル遅延した受信信号ｙ_ｉ（ｔ−Ｎ）×ｅ^ｊφとの間で、ユニークワードシンボルの後半のＰシンボルについて、差分の２乗を２で除算し、それを平均した結果を雑音電力ｎ_ｉとして求める。

〔第１の周波数領域合成部〕
次に、図３に示したシングルキャリア受信装置２００の周波数領域合成部１３について詳細に説明する。図９は、第１の周波数領域合成部１３の構成を示すブロック図である。この周波数領域合成部１３−１は、チャネル推定部３１及びＭポイントフーリエ変換部３２を受信系統分（Ｎｒ系統）備え、さらに、合成演算部３３及びＭポイント逆フーリエ変換部３４を備えている。以下に説明するチャネル推定部３１及びＭポイントフーリエ変換部３２は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。チャネル推定の詳細については後述する。

周波数領域合成部１３−１は、各受信系統ｉの受信信号ｙ_ｉ（ｔ）をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、各受信系統ｉの雑音電力ｎ_ｉを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻す。

チャネル推定部３１は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を入力し、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部３１は、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）を合成演算部３３に出力する。

Ｍポイントフーリエ変換部３２は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を入力し、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのＭシンボル分をフーリエ変換する。そして、Ｍポイントフーリエ変換部３２は、周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を合成演算部３３に出力する。

合成演算部３３は、各受信系統ｉの雑音電力ｎ_１〜ｎ_Ｎｒを入力すると共に、チャネル推定部３１から各受信系統ｉの周波数領域のチャネル情報Ｈ_１（ｆ）〜Ｈ_Ｎｒ（ｆ）を、Ｍポイントフーリエ変換部３２から各受信系統ｉの周波数領域の受信信号Ｙ_１（ｆ）〜Ｙ_Ｎｒ（ｆ）をそれぞれ入力する。そして、合成演算部３３は、雑音電力ｎ_ｉと周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ(ｆ)を用いて、周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ(ｆ)に対し、各周波数においてチャネル情報の複素共役Ｈ_ｉ ^＊（ｆ）を複素乗算し、周波数領域の雑音電力Ｎ_ｉ＝ｎ_ｉ／Ｍで除算する。すなわち、Ｈ_ｉ ^＊(ｆ)・Ｙ_ｉ(ｆ)／Ｎ_ｉの演算を行う。この演算を受信系統ｉ毎に行い、加算する。また、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ(ｆ)の絶対値を２乗し、その結果を周波数領域の雑音電力Ｎ_ｉで除算する。この演算を受信系統ｉ毎に行い、加算する。そして、以下の式により除算を行い、合成演算結果を周波数領域の合成信号Ｙ（ｆ）としてＭポイント逆フーリエ変換部３４に出力する。

Ｍポイント逆フーリエ変換部３４は、合成演算部３３から周波数領域の合成信号Ｙ（ｆ）を入力し、Ｍポイントフーリエ変換部３２に対応してＭシンボル分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻して出力する。Ｍポイント逆フーリエ変換部３４により出力された時間領域の信号ｙ（ｔ）は、シンボル判定のために用いられる。

このように、周波数領域合成部１３−１は、各受信系統ｉの受信信号ｙ_ｉ（ｔ）をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、各受信系統ｉの雑音電力ｎ_ｉを用いて周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻す。

〔第２の周波数領域合成部〕
図１０は、第２の周波数領域合成部１３の構成を示すブロック図である。この周波数領域合成部１３−２は、ノイズ正規化部３５、チャネル推定部３６及びＭポイントフーリエ変換部３７を受信系統分（Ｎｒ系統）備え、さらに、合成演算部３８及びＭポイント逆フーリエ変換部３９を備えている。以下に説明するノイズ正規化部３５、チャネル推定部３６及びＭポイントフーリエ変換部３７は、各受信系統においてそれぞれ同じ処理を行う。

図９に示した周波数領域合成部１３−１と図１０に示す周波数領域合成部１３−２とを比較すると、周波数領域合成部１３−１は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）をフーリエ変換した後に、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、雑音電力ｎ_ｉを用いて周波数領域で最大比合成するのに対し、周波数領域合成部１３−２は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を雑音電力ｎ_ｉにより正規化し、正規化受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、周波数領域で最大比合成する点で相違する。

周波数領域合成部１３−２は、各受信系統ｉの受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に対し、各受信系統ｉの雑音電力ｎ_ｉを用いて正規化し、正規化した各受信系統ｉの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻す。

ノイズ正規化部３５は、受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を√ｎ_ｉで除算し、その結果を正規化受信信号としてチャネル推定部３６及びＭポイントフーリエ変換部３７に出力する。

チャネル推定部３６は、ノイズ正規化部３５から正規化受信信号を入力し、正規化受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定部３６は、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）を合成演算部３８に出力する。

Ｍポイントフーリエ変換部３７は、ノイズ正規化部３５から正規化受信信号を入力し、正規化受信信号のうち、データシンボル及びその後に配置されたユニークワードシンボルのＭシンボル分をフーリエ変換する。そして、Ｍポイントフーリエ変換部３７は、周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を合成演算部３８に出力する。

合成演算部３８は、チャネル推定部３６から各受信系統ｉの周波数領域のチャネル情報Ｈ_１（ｆ）〜Ｈ_Ｎｒ（ｆ）を、Ｍポイントフーリエ変換部３７から各受信系統ｉの周波数領域の受信信号Ｙ_１（ｆ）〜Ｙ_Ｎｒ（ｆ）をそれぞれ入力する。そして、合成演算部３８は、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ(ｆ)を用いて、周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ(ｆ)に対し、各周波数においてチャネル情報の複素共役Ｈ_ｉ ^＊（ｆ）を複素乗算する。すなわち、Ｈ_ｉ ^＊(ｆ)・Ｙ_ｉ(ｆ)の演算を行う。この演算を受信系統ｉ毎に行い、加算する。また、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ(ｆ)の絶対値を２乗する。この演算を受信系統ｉ毎に行い、加算する。そして、以下の式により除算を行い、合成演算結果を周波数領域の合成信号Ｙ（ｆ）としてＭポイント逆フーリエ変換部３９に出力する。

Ｍポイント逆フーリエ変換部３９は、合成演算部３８から周波数領域の合成信号Ｙ（ｆ）を入力し、Ｍポイントフーリエ変換部３７に対応してＭシンボル分の逆フーリエ変換を行い、時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻し出力する。Ｍポイント逆フーリエ変換部３９により出力された時間領域の信号ｙ（ｔ）は、シンボル判定のために用いられる。

このように、周波数領域合成部１３−２は、各受信系統ｉの受信信号ｙ_ｉ（ｔ）に対し、各受信系統ｉの雑音電力ｎ_ｉを用いて正規化し、正規化した各受信系統ｉの受信信号をフーリエ変換し、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）及び受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を演算し、周波数領域で最大比合成を行い、逆フーリエ変換して時間領域の信号ｙ（ｔ）に戻す。

〔チャネル推定部〕
次に、図９に示した周波数領域合成部１３−１のチャネル推定部３１、及び図１０に示した周波数領域合成部１３−２のチャネル推定部３６について詳細に説明する。図１１は、チャネル推定部３１，３６の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部３１，３６は、Ｎポイントフーリエ変換部４０、複素除算部４１、メモリ部４２、ゼロ補間部４３及びローパスフィルタ部４４を備えている。チャネル推定部３１，３６は、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行う。

Ｎポイントフーリエ変換部４０は、受信信号を入力し、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル分をフーリエ変換する。そして、Ｎポイントフーリエ変換部４０は、ユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を複素除算部４１に出力する。

メモリ部４２には、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した結果が参照用信号として格納されている。

複素除算部４１は、Ｎポイントフーリエ変換部４０からユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を入力すると共に、メモリ部４２から参照用信号を読み出し、ユニークワードシンボルにおける周波数領域の信号を参照用信号で複素除算し、Ｎポイントのチャネル情報としてゼロ補間部４３に出力する。

ゼロ補間部４３は、複素除算部４１からＮポイントのチャネル情報を入力し、ゼロ補間してＭポイントのチャネル情報をローパスフィルタ部４４に出力する。

ローパスフィルタ部４４は、ゼロ補間部４３からゼロ補間されたＭポイントのチャネル情報を入力し、フィルタ処理を行い、Ｍポイントのチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）として合成演算部３３，３８に出力する。ゼロ補間部４３及びローパスフィルタ部４４により、Ｎポイントのチャネル情報に対しＭ／Ｎ倍のアップサンプルが行われ、Ｍポイントのチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）が生成される。

このように、チャネル推定部３１，３６は、受信信号のうち、データシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルのＮシンボル分をフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した値に基づいてチャネル推定を行い、Ｎポイントのチャネル情報をＭポイントのチャネル情報にアップサンプルする。

〔効果〕
次に、図３に示したシングルキャリア受信装置２００による効果について詳細に説明する。図３に示したシングルキャリア受信装置２００によれば、時間領域の受信信号を周波数領域の信号に変換し、シングルキャリア送信装置１００から連続して送信されるユニークワードシンボルを利用し、１ブロック単位にチャネル推定を行い、複数の受信信号をＳＮＲに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成するようにした。これにより、１ブロック単位の処理を行うようにしたから、高速に変動する伝搬チャネルに追従することができる。また、ＳＮＲに応じた最大比合成型のダイバーシチ合成を行うようにしたから、途切れ難い無線伝送を実現することができる。

また、従来は、特許文献２のように、ユニークワードシンボルの長さと、データシンボルの長さが同じである場合に、ダイバーシチ合成を行うことができたが、図３に示したシングルキャリア受信装置２００では、ユニークワードシンボルの長さとデータシンボルの長さが同じでなくても、ダイバーシチ合成を行うことができる。

また、ユニークワードシンボル及びデータシンボルは、図２に示したように、周期構造をしているから、フーリエ変換及び逆フーリエ変換を行っても信号劣化が起こることがない。

また、図９に示した周波数領域合成部１３−１または図１０に示した周波数領域合成部１３−２において、最大比合成型のダイバーシチ合成を行うことができる理由は以下のとおりである。時間領域の受信信号ｙ_ｉ（ｔ）を周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）で表すと、以下のとおりである。

ここで、Ｓ（ｆ）は送信信号を周波数領域で表したものであり、Ｎ_ｉ（ｆ）は雑音電力を周波数領域で表したものである。尚、周波数領域の雑音電力Ｎ_ｉ（ｆ）は、平均がゼロ、分散がＮ_ｉの複素ガウス雑音である。

図９に示した周波数領域合成部１３−１による最大比合成型のダイバーシチ合成について説明する。周波数領域の受信信号Ｙ_ｉ（ｆ）を表した式（６）を、図９に示した周波数領域合成部１３−１の合成演算部３３にて用いる式（４）に代入すると、以下のようになる。

式（７）より、周波数領域の送信信号Ｓ（ｆ）を抽出できることがわかる。

また、各受信系統ｉの雑音電力Ｎ_ｉをＮ_ｉ＝σ^２としても、周波数領域のチャネル情報Ｈ_ｉ（ｆ）との比の問題で一般性は損なわれないため、式（７）の合成信号Ｙ（ｆ）は、以下のように変形できる。

このとき、合成信号Ｙ（ｆ）のＳＮＲは、以下の式で表される。

雑音電力Ｎ_ｉ（ｆ）の統計的性質（平均０、分散σ^２）と、｜Ｈ_ｉ ^＊（ｆ）｜^２＝｜Ｈ_ｉ（ｆ）｜^２を利用すると、合成信号Ｙ（ｆ）のＳＮＲの期待値は、以下のように、各受信系統ｉのＳＮＲの和で表される。

したがって、図９に示した周波数領域合成部１３−１により、最大比合成型のダイバーシチ合成を行うことができる。

次に、図１０に示した周波数領域合成部１３−２による最大比合成型のダイバーシチ合成について説明する。周波数領域合成部１３−２では、初めにノイズ正規化部３５において式（６）の両辺をＮ_ｉの平方根で割り、雑音電力の平均がゼロ、分散が１の複素ガウス雑音になるように変換している。式（５）に式（６）を代入することにより式（１０）を導くことができる。σ^２＝１の場合、Ｈ_ｉ（ｆ）はＮ_ｉの平方根で正規化されているため、その２乗はＳＮＲを表す。したがって、図１０に示した周波数領域合成部１３−２により、図９に示した周波数領域合成部１３−１と同様に、最大比合成型のダイバーシチ合成を行うことができる。

１ 送信前処理部
２ マッピング部
３ 基準信号挿入部
４ 波形整形部
５ 直交変調部
６ 送信高周波部
７ 送信アンテナ
８ 受信アンテナ
９ 受信高周波部
１０ 直交復調部
１１ ブロック同期部
１２ 雑音電力検出部
１３ 周波数領域合成部
１４ シンボル判定部
１５ 受信後処理部
１６ 複素共役化部
１７，２３ Ｎシンボル遅延部
１８ 複素乗算部
１９ Ｎシンボル積分部
２０ ピーク検出部
２１ ブロック抽出部
２２，２６ 位相回転部
２４，２９ 差分の２乗演算部
２５，３０ 平均化部
２７，２８，４２ メモリ部
３１，３６，４５ チャネル推定部
３２，３７，４６ Ｍポイントフーリエ変換部
３３，３８ 合成演算部
３４，３９，４８ Ｍポイント逆フーリエ変換部
３５ ノイズ正規化部
４０ Ｎポイントフーリエ変換部
４１ 複素除算部
４３ ゼロ補間部
４４ ローパスフィルタ部
４７ 等化部
４９ 周波数領域等化部
１００ シングルキャリア送信装置
２００ シングルキャリア受信装置

Claims (6)

1. （Ｍ−Ｎ）シンボル長のデータシンボル、及び前記データシンボルの前後に配置したＮシンボル長の既知のユニークワードシンボルからなるブロックが連続した送信系列を、シングルキャリアの無線信号として複数の受信系統毎に受信アンテナによって受信し（Ｍ，Ｎは正の整数）、受信した信号を中間周波数の信号に変換し、直交復調してベースバンドの受信信号とし、前記受信系統毎の受信信号を周波数領域で合成し、時間領域の信号に戻すシングルキャリア受信装置において、
   前記受信信号をＮシンボル遅延させ、前記受信信号に含まれるユニークワードシンボルと、前記Ｎシンボル遅延させた受信信号に含まれるユニークワードシンボルとを用いた相関処理により、前記ブロックに対する同期ポイント及び同期ポイントの位相を求めて出力し、前記同期ポイントに基づいて前記ブロックを抽出し、ブロック同期した受信信号を出力するブロック同期部と、
   前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させてＮシンボル遅延させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記受信信号と前記位相回転及びＮシンボル遅延させた信号とに含まれる前記ユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボル（ＰはＮ以下の正の整数）について、前記受信信号に含まれる雑音電力を検出して出力する雑音電力検出部と、
   前記ブロック同期部により出力された受信系統毎の受信信号、及び、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力を入力し、受信系統毎にフーリエ変換して周波数領域のチャネル情報及び受信信号を求め、受信系統毎の受信信号を周波数領域で合成し、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める周波数領域合成部と、
   を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
2. 請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記雑音電力検出部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記位相回転させた受信信号をＮシンボル遅延させ、前記位相回転及びＮシンボル遅延させた信号と、前記受信信号との間の差分を２乗して２で除算し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、前記除算結果を、前記ユニークワードシンボルのうちの後半のＰシンボルにおいて平均化し、雑音電力として出力する、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
3. 請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記雑音電力検出部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントの位相に基づいて位相回転させ、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直前のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルに対応する、前記位相回転させた受信信号をメモリに記憶し、前記ブロック同期部により出力された同期ポイントに基づいて、同期ポイントの直後のユニークワードシンボルにおける後半のＰシンボルに対応する、前記ブロック同期部により出力された受信信号をメモリに記憶し、前記メモリから前記位相回転させた受信信号及び前記受信信号を読み出し、前記位相回転させた信号と前記受信信号との間の差分を２乗して２で除算し、前記除算結果を平均化し、雑音電力として出力する、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記周波数領域合成部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号、並びに、前記雑音電力検出部により出力された受信系統毎の雑音電力に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
5. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記周波数領域合成部は、前記ブロック同期部により出力された受信信号を、前記雑音電力検出部により出力された雑音電力により正規化し、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボルの前に配置されたユニークワードシンボルをフーリエ変換し、既知のユニークワードシンボルのフーリエ変換結果に基づいてチャネル推定を行い、周波数領域のチャネル情報を求め、前記正規化した受信信号に含まれるデータシンボル及び前記データシンボルの後に配置されたユニークワードシンボルにおける信号をフーリエ変換し、周波数領域の受信信号を求め、前記受信系統毎の周波数領域のチャネル情報及び周波数領域の受信信号に基づいて合成信号を求め、前記合成信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を求める、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
6. 請求項４または５に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記周波数領域合成部のチャネル推定は、前記受信信号におけるＮシンボル長の前記ユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号を、Ｎシンボル長の既知のユニークワードシンボルをフーリエ変換した信号で除算し、除算結果であるＮシンボル長のチャネル情報をＭシンボル長のチャネル情報にアップサンプルすることにより行う、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。

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