JP2008283416A - シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式において、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】
受信ブロックの先頭と末尾の伝搬路特性（推定）値から内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定し、複数組の等化＆復調回路を同時に並行して複数の異なる伝搬路特性推定値で動作させ、それらの出力を選択または時間軸中で合成することにより劣化の少ない出力を得る。
【選択図】図４
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式において、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】
受信ブロックの先頭と末尾の伝搬路特性（推定）値から内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定し、複数組の等化＆復調回路を同時に並行して複数の異なる伝搬路特性推定値で動作させ、それらの出力を選択または時間軸中で合成することにより劣化の少ない出力を得る。
【選択図】図４
Description
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single Carrier block transmission）に関するものである。
シングルキャリアブロック伝送方式は、送信信号として複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でブロック単位で等化や復調の処理を行うブロック伝送方式で、特に、送信ブロックにガード区間（Guard Interval:ＧＩ）を付加し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。伝送される信号は、単一搬送波（シングルキャリア）を変調した帯域信号である点が、各ブロック毎に複数のサブキャリアを用いて伝送するＯＦＤＭ (Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式と異なる。シングルキャリアブロック伝送方式は、広帯域伝送においてＯＦＤＭ方式よりもＰＡＰＲ（Peak to average Power Ratio）が小さいため電力増幅器（ＰＡ）への負担が小さく、周波数選択性フェージング発生環境下でも１タップ等化による周波数領域の歪補償が可能な優れた方式である。
信学技報ＲＣＳ２００６−１４９ 高速フェージング環境でのＭＭＳＥ周波数領域等化における受信ブロック分割手法
信学技報ＲＣＳ２００６−１４９ 高速フェージング環境でのＭＭＳＥ周波数領域等化における受信ブロック分割手法
しかしながら、シングルキャリアブロック伝送方式は、ブロック内では伝搬路特性が変動しないという前提で等化処理を行なうため、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動が存在すると等化特性が低下する。この対策として、伝搬路変動の状況に応じて、適応的に送信ブロック長を短くして伝搬路変動の影響を軽減する方法が提案されているが、送信ブロック長を伝搬路状況に応じて調整するために、フェージング変動に関わる情報を受信側から送信側へフィードバックさせる必要があり、処理が煩雑となることや、細かく分割された各ブロックにＣＰ（Cyclic Prefix）を挿入することによる伝送効率の低下が避けがたいことがある。
本発明は、このような技術的背景のもとでなされたものであり、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴としている。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴としている。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴としている。
ブロック内の伝搬路特性の変動が無視できない場合でも、送信ブロックの細分化や受信側から送信側へのフィードバックなどを行なう方法によることなく、ブロック内の伝送路特性変動に対応する等化特性を維持することができる。
以下に、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明は、あくまでも本発明の例示にすぎず、以下の記載によって発明の技術的範囲が限定されるものではない。
図１は、直交変調方式によるシングルキャリアブロック伝送方式の機能ブロック図を示したもので、送信部、伝送路及び受信部で構成される。送信部では、多値変調方式であれば送信信号が変調器１１１で複素信号に変換され、ブロック化回路１１２で複数個ごとにブロック化され、ＣＰ付加部１１３でブロックの最後の部分をコピーしたものがサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix：ＣＰ ）として先頭に付加され、直交変調器１１４で複素信号を実信号に変換され、アップコンバートされた後、送信波として伝送路１２０へ送出される。
受信部では、受信波は直交復調器１３１で実信号から複素信号に変換される。ＣＰ（後述のＵＷに相当する。）を利用して伝搬路推定をした後、ＣＰ除去部１３２でサイクリックプレフックスが除去され、高速フーリエ変換回路ＦＦＴ１３３で高速フーリエ変換され、伝搬路特性推定部１３４で推定されたブロック内の伝搬路特性推定値にもとづき周波数領域等化器ＦＤＥ１３５で周波数領域等化され、逆高速フーリエ変換回路ＩＦＦＴ１３６で逆高速フーリエ変換された後、復調器１３７で復調され、受信信号として出力される。
受信部では、受信波は直交復調器１３１で実信号から複素信号に変換される。ＣＰ（後述のＵＷに相当する。）を利用して伝搬路推定をした後、ＣＰ除去部１３２でサイクリックプレフックスが除去され、高速フーリエ変換回路ＦＦＴ１３３で高速フーリエ変換され、伝搬路特性推定部１３４で推定されたブロック内の伝搬路特性推定値にもとづき周波数領域等化器ＦＤＥ１３５で周波数領域等化され、逆高速フーリエ変換回路ＩＦＦＴ１３６で逆高速フーリエ変換された後、復調器１３７で復調され、受信信号として出力される。
図２a は、図１の送信部でデータ列がブロック化され、ブロックの末尾部がサイクリックプレフィックス（ＣＰ）として先頭部へコピー貼付される様子を示す。本発明では、図２ｂに示すように、受信側での伝搬路特性を推定するために、ＣＰのかわりに既知信号であるユニークワード（ＵＷ）を使用している。
図３は、図１の受信部の伝達関数推定回路で、受信ブロック内部の伝搬路特性推定値を内挿法により算出（推定）する様子を示す。すなわち、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値（時系列ベクトル）を夫々Ｈ１０、Ｈ２０とすると、Ｎ等分されたブロック内部のｋ番目の部位の伝搬路特性推定値は
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
で推定（算出）される。
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
で推定（算出）される。
以降の実施例１〜実施例３では、図１の受信部の高速フーリエ変換器ＦＦＴ１３３から復調出力を中心に述べる。
（実施例１）
図４は本発明の実施例１にかかる回路構成である。第１の等化＆復調回路系列４１０、第２の等化＆復調回路系列４２０、・・・、第ｋの等化＆復調回路系列４３０、・・・、第Ｎの等化＆復調回路系列４４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部４０２、累計誤差比較＆切替制御部４０３および切替回路４０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。各系列の復調回路には、復調前後の信号の差分の二乗誤差を検出し、累計する回路が具備されている。伝搬路特性推定部４０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部４１３、・・・、４４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。４００から入力された信号は、高速フーリエ変換器４０１で周波数領域に変換され、第1の等化＆復調回路系列４１０の周波数領域等化器４１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器４１４で時間領域に変換され、復調器４１５で復調され、復調出力４１７となる。このとき、復調前後の信号の誤差が誤差検出＆累計器４１６で累計され、累計誤差１として累計誤差比較＆切替制御部４０３へ送出される。他の系列においても、第１系列と同様に等化と復調がおこなわれ、夫々の累計誤差が累計誤差比較＆切替制御部４０３へ送出される。累計誤差比較＆切替制御部４０３は、累計誤差が最小の回路系列の出力を、ブロック内の最適等化がされたものと判定（推定）し、切替回路４０４を制御し、受信信号４０５として出力する。
図４は本発明の実施例１にかかる回路構成である。第１の等化＆復調回路系列４１０、第２の等化＆復調回路系列４２０、・・・、第ｋの等化＆復調回路系列４３０、・・・、第Ｎの等化＆復調回路系列４４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部４０２、累計誤差比較＆切替制御部４０３および切替回路４０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。各系列の復調回路には、復調前後の信号の差分の二乗誤差を検出し、累計する回路が具備されている。伝搬路特性推定部４０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部４１３、・・・、４４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。４００から入力された信号は、高速フーリエ変換器４０１で周波数領域に変換され、第1の等化＆復調回路系列４１０の周波数領域等化器４１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器４１４で時間領域に変換され、復調器４１５で復調され、復調出力４１７となる。このとき、復調前後の信号の誤差が誤差検出＆累計器４１６で累計され、累計誤差１として累計誤差比較＆切替制御部４０３へ送出される。他の系列においても、第１系列と同様に等化と復調がおこなわれ、夫々の累計誤差が累計誤差比較＆切替制御部４０３へ送出される。累計誤差比較＆切替制御部４０３は、累計誤差が最小の回路系列の出力を、ブロック内の最適等化がされたものと判定（推定）し、切替回路４０４を制御し、受信信号４０５として出力する。
（実施例２）
図５は本発明の実施例２にかかる回路構成である。第１の等化回路系列５１０、第２の等化回路系列５２０、・・・、第ｋの等化系列５３０、・・・、第Ｎの等化回路系列５４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部５０２、切替制御部５０３および切替回路５０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部５０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部５１３、・・・、５４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。５００から入力された信号は、高速フーリエ変換器５０１で周波数領域に変換され、第１の等化回路系列５１０の周波数領域等化器５１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器５１４で時間領域に変換され、等化された信号５０５となる。他の系列においても、第１系列と同様な等化がおこなわれる。切替制御部５０３は、第１系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１１のブロック内時間位置に相当する信号区間５１５を、第２系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１２のブロック内時間位置に相当する信号区間５２５を、同様に、第k系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１ｋによる信号区間５３５を、第Ｎ系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１Ｎによる信号区間５４５を、順次選択連結する制御信号を切替回路５４０へ送出する。復調回路５０５は、各回路系列出力から選択連結された等化信号を復調し受信信号５０６として出力する。
図５は本発明の実施例２にかかる回路構成である。第１の等化回路系列５１０、第２の等化回路系列５２０、・・・、第ｋの等化系列５３０、・・・、第Ｎの等化回路系列５４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部５０２、切替制御部５０３および切替回路５０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部５０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部５１３、・・・、５４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。５００から入力された信号は、高速フーリエ変換器５０１で周波数領域に変換され、第１の等化回路系列５１０の周波数領域等化器５１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器５１４で時間領域に変換され、等化された信号５０５となる。他の系列においても、第１系列と同様な等化がおこなわれる。切替制御部５０３は、第１系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１１のブロック内時間位置に相当する信号区間５１５を、第２系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１２のブロック内時間位置に相当する信号区間５２５を、同様に、第k系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１ｋによる信号区間５３５を、第Ｎ系列の等化信号からは特性推定値Ｈ１Ｎによる信号区間５４５を、順次選択連結する制御信号を切替回路５４０へ送出する。復調回路５０５は、各回路系列出力から選択連結された等化信号を復調し受信信号５０６として出力する。
（実施例３）
図６は本発明の実施例３にかかる回路構成である。
第１の等化＆復調回路系列６１０、第２の等化＆復調回路系列６２０、・・・、第ｋの等化＆復調回路系列６３０、・・・、第Ｎの等化＆復調回路系列６４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部６０２、切替制御部６０３および切替回路６０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部６０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部６１３、・・・、６４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。６００から入力された信号は、高速フーリエ変換器６０１で周波数領域に変換され、第1の等化＆復調回路系列６１０の周波数領域等化器６１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器６１４で時間領域に変換され、復調器６１５で復調され、復調出力６１６となる。他の系列においても、第１系列と同様な等化と復調がおこなわれる。切替制御部６０３は、第１系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１１のブロック内時間位置に相当する復調区間を、第２系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１２のブロック内時間位置に相当する復調区間を、同様に、第k系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１kによる復調信号を、第Ｎ系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１Ｎによる復調信号を、順次選択する制御信号を切替回路６０４へ送出する。切替回路６０４は順次切替選択された復調信号を受信出力６０５として送出する。
図６は本発明の実施例３にかかる回路構成である。
第１の等化＆復調回路系列６１０、第２の等化＆復調回路系列６２０、・・・、第ｋの等化＆復調回路系列６３０、・・・、第Ｎの等化＆復調回路系列６４０（以降、第１系列、第２系列、・・・、第ｋ系列、・・・、第Ｎ系列と称す）、ブロック内伝搬路特性推定部６０２、切替制御部６０３および切替回路６０４からなる。第１系列から第Ｎ系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部６０２は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値Ｈ１０、Ｈ２０を算出（推定）し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
Ｈ１ｋ＝Ｈ１０＋（Ｈ２０−Ｈ１０）ｘｋ／Ｎ
{ｋ＝０，１，２，・・・,Ｎ−１}
により、Ｎ等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿（直線補間）により算出（推定）し、第１系列〜第Ｎ系列の等化制御部６１３、・・・、６４３へ、伝搬路特性推定値Ｈ１１、・・・、伝搬路特性推定値Ｈ１Ｎとして送出する。６００から入力された信号は、高速フーリエ変換器６０１で周波数領域に変換され、第1の等化＆復調回路系列６１０の周波数領域等化器６１２により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器６１４で時間領域に変換され、復調器６１５で復調され、復調出力６１６となる。他の系列においても、第１系列と同様な等化と復調がおこなわれる。切替制御部６０３は、第１系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１１のブロック内時間位置に相当する復調区間を、第２系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１２のブロック内時間位置に相当する復調区間を、同様に、第k系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１kによる復調信号を、第Ｎ系列の復調信号からは特性推定値Ｈ１Ｎによる復調信号を、順次選択する制御信号を切替回路６０４へ送出する。切替回路６０４は順次切替選択された復調信号を受信出力６０５として送出する。
以下に、伝搬路特性がブロック内で変動する場合のシングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化について、数式を交えて説明する。
最初に、ブロック内で伝搬路変動が無い場合の周波数領域等化、次にブロック内の前半部と後半部で伝搬路特性が異なる場合の周波数領域等化の様子を示す。
この結果から周波数領域等化に使用する伝搬路推定値のブロック内時間位置に対応する受信信号の（等化後の）時系列信号の部分では、符号間干渉が少ないことがわかる。
受信信号ｙｎ、送信信号ｘｎ、伝搬路特性をｈｉとする。
ｙｎ＝ Σｈｉｘｎ−ｉ
となる。ここで、ｈｉ=｛ｈ０、ｈ１、ｈ２｝
ｈｉは、ＦＦＴブロック内で変化しないとする、またＣＰ長は、この伝搬路長より長いと仮定する。
ブロック内の受信信号及び送信信号の関係をベクトル表現で示す。
Ｙ＝Ｈ０Ｘ＋η
Ｙ：Ｎ次元受信信号ベクトル
Ｘ：Ｎ次元送信信号ベクトル
Ｈ０：Ｎ行Ｎ列伝搬路行列
η：Ｎ次元受信機雑音ベクトル
Ｎ：ブロック長
ここで、Ｈ０は
離散周波数変換（ＤＦＴ）行列をＦ、また逆離散周波数変換（ＩＤＦＴ）行列をＦＨとする。
（ＦＨは、Ｆのエルミート変換を示す。）
例えばベクトル ＹはＦ行列を掛けることで、周波数スペクトルのベクトルに変換される。
ここで、受信信号（ＦＦＴ）ブロックをＦで周波数変換する。
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）Ｘ＋Ｆη
ＦＦＨ＝ＦＨＦ＝Ｉ（Ｉは単位行列）であることを利用すると この式は次のようになる。
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）ＦＨＦＸ＋Ｆη
ここで、Ｈ０が巡回行列のため、Ｆ（Ｈ０）ＦＨ＝Λとなる。ここでΛは対角行列で、その対角成分の各要素が伝搬路特性の周波数応答に対応する。
したがって、その逆行列であるΛ−1（これも対角行列である）を左辺にかけることで周波数領域等化が可能となる。
Λ−1ＦＹ＝Λ−1ΛＦＸ＋Λ−1Ｆη
Λ−1ＦＹ ＝ ＦＸ ＋ Λ−1Ｆη
この式の右辺から、周波数領域等化が、簡単な１タップ等化で行われていることがわかる。
次に伝搬路の時間応答がブロックの前半分と後半分で異なる場合を示す。
前半分 h1(t)=(h0,h1,h2)
後半分 h2(t)=(a,b,c)
とすると、ブロック内で変動のある伝搬行列Ｈは以下の構造となる。これは非巡回行列である。
受信ブロックと送信ブロックの関係は次式のようになる。
Ｙ＝ＨＸ＋η
ここでＨを（前記した）Ｈ０を使って書き換えてみると、
Ｙ＝（Ｈ０＋Ｈ´）Ｘ＋η
ここで、Ｈ´は以下の通りである。
h(t)=(h0,h1,h2)が正確に推定されたとして、これを使って周波数領域等化を行なう。
受信ベクトルＹを周波数変換すると、
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）ＦＨＦＸ＋Ｆ（Ｈ´）Ｘ＋Ｆη
Λ−1により周波数領域等化の後、時系列信号に戻すためＩＤＦＴ行列ＦＨを掛ける。
ＦＨΛ−1ＦＹ＝ＦＨΛ−1ΛＦＸ＋ＦＨΛ-1Ｆ（Ｈ´）Ｘ＋ＦＨΛ-1Ｆη
＝Ｘ＋（ＦＨΛ-1Ｆ）（Ｈ´）Ｘ＋ＦＨΛ-1Ｆη
再生された時間信号を表す右辺の第２項の（ＦＨΛ-1Ｆ）は、新たな巡回行列を表しており、これによってＨ´Ｘが畳み込みこまれることを示している。
この成分が、前半部の伝搬路推定値を使用して周波数領域等化したことにより生じた符号間干渉である。ここでＨ´は右下の要素だけが零でない構成であることから、結果として第２項は主に受信ブロックの後半部で発生する符号間干渉を表している。
このように、ある時間位置の伝搬路推定値を使って周波数領域等化をすると、そのブロック内時間位置に対応する部分では、符号間干渉の少ない時間信号が再生され、それ以外の時間位置で符号間干渉が生ずることがわかる。
最初に、ブロック内で伝搬路変動が無い場合の周波数領域等化、次にブロック内の前半部と後半部で伝搬路特性が異なる場合の周波数領域等化の様子を示す。
この結果から周波数領域等化に使用する伝搬路推定値のブロック内時間位置に対応する受信信号の（等化後の）時系列信号の部分では、符号間干渉が少ないことがわかる。
受信信号ｙｎ、送信信号ｘｎ、伝搬路特性をｈｉとする。
ｙｎ＝ Σｈｉｘｎ−ｉ
となる。ここで、ｈｉ=｛ｈ０、ｈ１、ｈ２｝
ｈｉは、ＦＦＴブロック内で変化しないとする、またＣＰ長は、この伝搬路長より長いと仮定する。
ブロック内の受信信号及び送信信号の関係をベクトル表現で示す。
Ｙ＝Ｈ０Ｘ＋η
Ｙ：Ｎ次元受信信号ベクトル
Ｘ：Ｎ次元送信信号ベクトル
Ｈ０：Ｎ行Ｎ列伝搬路行列
η：Ｎ次元受信機雑音ベクトル
Ｎ：ブロック長
ここで、Ｈ０は
離散周波数変換（ＤＦＴ）行列をＦ、また逆離散周波数変換（ＩＤＦＴ）行列をＦＨとする。
（ＦＨは、Ｆのエルミート変換を示す。）
例えばベクトル ＹはＦ行列を掛けることで、周波数スペクトルのベクトルに変換される。
ここで、受信信号（ＦＦＴ）ブロックをＦで周波数変換する。
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）Ｘ＋Ｆη
ＦＦＨ＝ＦＨＦ＝Ｉ（Ｉは単位行列）であることを利用すると この式は次のようになる。
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）ＦＨＦＸ＋Ｆη
ここで、Ｈ０が巡回行列のため、Ｆ（Ｈ０）ＦＨ＝Λとなる。ここでΛは対角行列で、その対角成分の各要素が伝搬路特性の周波数応答に対応する。
したがって、その逆行列であるΛ−1（これも対角行列である）を左辺にかけることで周波数領域等化が可能となる。
Λ−1ＦＹ＝Λ−1ΛＦＸ＋Λ−1Ｆη
Λ−1ＦＹ ＝ ＦＸ ＋ Λ−1Ｆη
この式の右辺から、周波数領域等化が、簡単な１タップ等化で行われていることがわかる。
次に伝搬路の時間応答がブロックの前半分と後半分で異なる場合を示す。
前半分 h1(t)=(h0,h1,h2)
後半分 h2(t)=(a,b,c)
とすると、ブロック内で変動のある伝搬行列Ｈは以下の構造となる。これは非巡回行列である。
受信ブロックと送信ブロックの関係は次式のようになる。
Ｙ＝ＨＸ＋η
ここでＨを（前記した）Ｈ０を使って書き換えてみると、
Ｙ＝（Ｈ０＋Ｈ´）Ｘ＋η
ここで、Ｈ´は以下の通りである。
h(t)=(h0,h1,h2)が正確に推定されたとして、これを使って周波数領域等化を行なう。
受信ベクトルＹを周波数変換すると、
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ０）ＦＨＦＸ＋Ｆ（Ｈ´）Ｘ＋Ｆη
Λ−1により周波数領域等化の後、時系列信号に戻すためＩＤＦＴ行列ＦＨを掛ける。
ＦＨΛ−1ＦＹ＝ＦＨΛ−1ΛＦＸ＋ＦＨΛ-1Ｆ（Ｈ´）Ｘ＋ＦＨΛ-1Ｆη
＝Ｘ＋（ＦＨΛ-1Ｆ）（Ｈ´）Ｘ＋ＦＨΛ-1Ｆη
再生された時間信号を表す右辺の第２項の（ＦＨΛ-1Ｆ）は、新たな巡回行列を表しており、これによってＨ´Ｘが畳み込みこまれることを示している。
この成分が、前半部の伝搬路推定値を使用して周波数領域等化したことにより生じた符号間干渉である。ここでＨ´は右下の要素だけが零でない構成であることから、結果として第２項は主に受信ブロックの後半部で発生する符号間干渉を表している。
このように、ある時間位置の伝搬路推定値を使って周波数領域等化をすると、そのブロック内時間位置に対応する部分では、符号間干渉の少ない時間信号が再生され、それ以外の時間位置で符号間干渉が生ずることがわかる。
１１１・・・変調部、 １１２・・・ブロック化回路、 １１３・・・ＣＰ付加回路、 １１４・・・直交変調器、 １２０・・・伝送路、 １３１・・・直交復調器、 １３２・・・ＣＰ除去回路、 １３３・・・ＦＦＴ、 １３４・・・伝搬路特性推定部、 １３５・・・ＦＤＥ、 １３６・・・ＩＦＦＴ、 １３７・・・復調部、 ４００・・・信号入力、 ４０１・・・ＦＦＴ、 ４０２・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 ４０３・・・累計誤差比較＆切替制御部、 ４０４・・・系列出力切替器、 ４０５・・・受信出力、 ４１０・・・第１の等化＆復調回路系列、 ４１２・・・ＦＤＥ、 ４１３・・・等化制御部、 ４１４・・・ＩＦＦＴ、 ４１５・・・ＤＥＣ、 ４１６・・・誤差検出＆累計回路、 ４１７・・・第１系列出力、 ４２０・・・第２の等化＆復調回路系列、 ４２２・・・ＦＤＥ、 ４２３・・・等化制御部、 ４２４・・・ＩＦＦＴ、 ４２５・・・ＤＥＣ、 ４２６・・・誤差検出＆累計回路、 ４２７・・・第２系列出力、 ４３０・・・第ｋの等化＆復調回路系列、 ４３２・・・ＦＤＥ、 ４３３・・・等化制御部、 ４３４・・・ＩＦＦＴ、 ４３５・・・ＤＥＣ、 ４３６・・・誤差検出＆累計回路、 ４３７・・・第ｋ系列出力、 ４４０・・・第Ｎの等化＆復調回路系列、 ４４２・・・ＦＤＥ、 ４４３・・・等化制御部、 ４４４・・・ＩＦＦＴ、 ４４５・・・ＤＥＣ、 ４４６・・・誤差検出＆累計回路、 ４４７・・・第Ｎ系列出力、 ５００・・・信号入力、 ５０１・・・ＦＦＴ、 ５０２・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 ５０３・・・切替制御部、 ５０４・・・切替回路、 ５０５・・・復調回路、 ５０６・・・受信信号出力、 ５１０・・・第１の等化回路系列、 ５１２・・・ＦＤＥ、 ５１３・・・等化制御部、 ５１４・・・ＩＦＦＴ、 ５１５・・・推定値Ｈ１１で等化した信号区間、 ５１６・・・第１系列出力、 ５２０・・・第２の等化回路系列、 ５２２・・・ＦＤＥ、 ５２３・・・等化制御部、 ５２４・・・ＩＦＦＴ、 ５２５・・・推定値Ｈ１２で等化した信号区間、 ５２６・・・第２系列出力、５３０・・・第ｋの等化回路系列、 ５３２・・・ＦＤＥ、 ５３３・・・等化制御部、 ５３４・・・ＩＦＦＴ、 ５３５・・・推定値Ｈ１ｋで等化した信号区間、 ５３６・・・第ｋ系列出力、５４０・・・第Ｎの等化回路系列、 ５４２・・・ＦＤＥ、 ５４３・・・等化制御部、 ５４４・・・ＩＦＦＴ、 ５４５・・・推定値Ｈ１Ｎで等化した信号区間、 ５４６・・・第Ｎ系列出力、６００・・・信号入力、 ６０１・・・ＦＦＴ、 ６０２・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 ６０３・・・切替制御部、 ６０４・・・切替連結部（系列出力切替器）、 ６０５・・・復調出力信号、 ６１０・・・第１の等化＆復調回路系列、 ６１２・・・ＦＤＥ、 ６１３・・・等化制御部、 ６１４・・・ＩＦＦＴ、 ６１５・・・ＤＥＣ、 ６１６・・・第１系列出力、 ６２０・・・第２の等化＆復調回路系列、 ６２２・・・ＦＤＥ、 ６２３・・・等化制御部、 ６２４・・・ＩＦＦＴ、 ６２５・・・ＤＥＣ、 ６２６・・・第１系列出力、 ６３０・・・第ｋの等化＆復調回路系列、 ６３２・・・ＦＤＥ、 ６３３・・・等化制御部、 ６３４・・・ＩＦＦＴ、 ６３５・・・ＤＥＣ、 ６３６・・・第ｋ系列出力、 ６４０・・・第Ｎの等化＆復調回路系列、 ６４２・・・ＦＤＥ、 ６４３・・・等化制御部、 ６４４・・・ＩＦＦＴ、 ６４５・・・ＤＥＣ、 ６４６・・・第Ｎ系列出力、
Claims (3)
- 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。 - 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値のブロック内時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。 - 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿（線形補間）によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値のブロック内時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007125175A JP2008283416A (ja) | 2007-05-10 | 2007-05-10 | シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2007125175A JP2008283416A (ja) | 2007-05-10 | 2007-05-10 | シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 |
Publications (1)
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|---|---|
| JP2008283416A true JP2008283416A (ja) | 2008-11-20 |
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ID=40143872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007125175A Pending JP2008283416A (ja) | 2007-05-10 | 2007-05-10 | シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 |
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|---|---|
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011055153A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | シングルキャリア受信装置 |
| JP2021052327A (ja) * | 2019-09-25 | 2021-04-01 | 日本放送協会 | Ｓｃ−ｆｄｅ方式の受信装置 |
-
2007
- 2007-05-10 JP JP2007125175A patent/JP2008283416A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011055153A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | シングルキャリア受信装置 |
| JP2021052327A (ja) * | 2019-09-25 | 2021-04-01 | 日本放送協会 | Ｓｃ−ｆｄｅ方式の受信装置 |
| JP7324102B2 (ja) | 2019-09-25 | 2023-08-09 | 日本放送協会 | Ｓｃ－ｆｄｅ方式の受信装置 |
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