JP2008283416A - シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式において、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】
受信ブロックの先頭と末尾の伝搬路特性(推定)値から内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定し、複数組の等化&復調回路を同時に並行して複数の異なる伝搬路特性推定値で動作させ、それらの出力を選択または時間軸中で合成することにより劣化の少ない出力を得る。
【選択図】図4
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式において、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】
受信ブロックの先頭と末尾の伝搬路特性(推定)値から内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定し、複数組の等化&復調回路を同時に並行して複数の異なる伝搬路特性推定値で動作させ、それらの出力を選択または時間軸中で合成することにより劣化の少ない出力を得る。
【選択図】図4
Description
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式(Single Carrier block transmission)に関するものである。
シングルキャリアブロック伝送方式は、送信信号として複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でブロック単位で等化や復調の処理を行うブロック伝送方式で、特に、送信ブロックにガード区間(Guard Interval:GI)を付加し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。伝送される信号は、単一搬送波(シングルキャリア)を変調した帯域信号である点が、各ブロック毎に複数のサブキャリアを用いて伝送するOFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式と異なる。シングルキャリアブロック伝送方式は、広帯域伝送においてOFDM方式よりもPAPR(Peak to average Power Ratio)が小さいため電力増幅器(PA)への負担が小さく、周波数選択性フェージング発生環境下でも1タップ等化による周波数領域の歪補償が可能な優れた方式である。
信学技報RCS2006−149 高速フェージング環境でのMMSE周波数領域等化における受信ブロック分割手法
信学技報RCS2006−149 高速フェージング環境でのMMSE周波数領域等化における受信ブロック分割手法
しかしながら、シングルキャリアブロック伝送方式は、ブロック内では伝搬路特性が変動しないという前提で等化処理を行なうため、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動が存在すると等化特性が低下する。この対策として、伝搬路変動の状況に応じて、適応的に送信ブロック長を短くして伝搬路変動の影響を軽減する方法が提案されているが、送信ブロック長を伝搬路状況に応じて調整するために、フェージング変動に関わる情報を受信側から送信側へフィードバックさせる必要があり、処理が煩雑となることや、細かく分割された各ブロックにCP(Cyclic Prefix)を挿入することによる伝送効率の低下が避けがたいことがある。
本発明は、このような技術的背景のもとでなされたものであり、ブロック内に無視できない伝搬路特性の変動があっても、受信側から送信側へのフェージング情報をフィードバックするための煩雑な処理や、送信ブロック長を短くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴としている。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴としている。
受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴としている。
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値の時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴としている。
ブロック内の伝搬路特性の変動が無視できない場合でも、送信ブロックの細分化や受信側から送信側へのフィードバックなどを行なう方法によることなく、ブロック内の伝送路特性変動に対応する等化特性を維持することができる。
以下に、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明は、あくまでも本発明の例示にすぎず、以下の記載によって発明の技術的範囲が限定されるものではない。
図1は、直交変調方式によるシングルキャリアブロック伝送方式の機能ブロック図を示したもので、送信部、伝送路及び受信部で構成される。送信部では、多値変調方式であれば送信信号が変調器111で複素信号に変換され、ブロック化回路112で複数個ごとにブロック化され、CP付加部113でブロックの最後の部分をコピーしたものがサイクリックプレフィックス(Cyclic Prefix:CP )として先頭に付加され、直交変調器114で複素信号を実信号に変換され、アップコンバートされた後、送信波として伝送路120へ送出される。
受信部では、受信波は直交復調器131で実信号から複素信号に変換される。CP(後述のUWに相当する。)を利用して伝搬路推定をした後、CP除去部132でサイクリックプレフックスが除去され、高速フーリエ変換回路FFT133で高速フーリエ変換され、伝搬路特性推定部134で推定されたブロック内の伝搬路特性推定値にもとづき周波数領域等化器FDE135で周波数領域等化され、逆高速フーリエ変換回路IFFT136で逆高速フーリエ変換された後、復調器137で復調され、受信信号として出力される。
受信部では、受信波は直交復調器131で実信号から複素信号に変換される。CP(後述のUWに相当する。)を利用して伝搬路推定をした後、CP除去部132でサイクリックプレフックスが除去され、高速フーリエ変換回路FFT133で高速フーリエ変換され、伝搬路特性推定部134で推定されたブロック内の伝搬路特性推定値にもとづき周波数領域等化器FDE135で周波数領域等化され、逆高速フーリエ変換回路IFFT136で逆高速フーリエ変換された後、復調器137で復調され、受信信号として出力される。
図2a は、図1の送信部でデータ列がブロック化され、ブロックの末尾部がサイクリックプレフィックス(CP)として先頭部へコピー貼付される様子を示す。本発明では、図2bに示すように、受信側での伝搬路特性を推定するために、CPのかわりに既知信号であるユニークワード(UW)を使用している。
図3は、図1の受信部の伝達関数推定回路で、受信ブロック内部の伝搬路特性推定値を内挿法により算出(推定)する様子を示す。すなわち、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値(時系列ベクトル)を夫々H10、H20とすると、N等分されたブロック内部のk番目の部位の伝搬路特性推定値は
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
で推定(算出)される。
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
で推定(算出)される。
以降の実施例1〜実施例3では、図1の受信部の高速フーリエ変換器FFT133から復調出力を中心に述べる。
(実施例1)
図4は本発明の実施例1にかかる回路構成である。第1の等化&復調回路系列410、第2の等化&復調回路系列420、・・・、第kの等化&復調回路系列430、・・・、第Nの等化&復調回路系列440(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部402、累計誤差比較&切替制御部403および切替回路404からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。各系列の復調回路には、復調前後の信号の差分の二乗誤差を検出し、累計する回路が具備されている。伝搬路特性推定部402は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部413、・・・、443へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。400から入力された信号は、高速フーリエ変換器401で周波数領域に変換され、第1の等化&復調回路系列410の周波数領域等化器412により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器414で時間領域に変換され、復調器415で復調され、復調出力417となる。このとき、復調前後の信号の誤差が誤差検出&累計器416で累計され、累計誤差1として累計誤差比較&切替制御部403へ送出される。他の系列においても、第1系列と同様に等化と復調がおこなわれ、夫々の累計誤差が累計誤差比較&切替制御部403へ送出される。累計誤差比較&切替制御部403は、累計誤差が最小の回路系列の出力を、ブロック内の最適等化がされたものと判定(推定)し、切替回路404を制御し、受信信号405として出力する。
図4は本発明の実施例1にかかる回路構成である。第1の等化&復調回路系列410、第2の等化&復調回路系列420、・・・、第kの等化&復調回路系列430、・・・、第Nの等化&復調回路系列440(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部402、累計誤差比較&切替制御部403および切替回路404からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。各系列の復調回路には、復調前後の信号の差分の二乗誤差を検出し、累計する回路が具備されている。伝搬路特性推定部402は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部413、・・・、443へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。400から入力された信号は、高速フーリエ変換器401で周波数領域に変換され、第1の等化&復調回路系列410の周波数領域等化器412により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器414で時間領域に変換され、復調器415で復調され、復調出力417となる。このとき、復調前後の信号の誤差が誤差検出&累計器416で累計され、累計誤差1として累計誤差比較&切替制御部403へ送出される。他の系列においても、第1系列と同様に等化と復調がおこなわれ、夫々の累計誤差が累計誤差比較&切替制御部403へ送出される。累計誤差比較&切替制御部403は、累計誤差が最小の回路系列の出力を、ブロック内の最適等化がされたものと判定(推定)し、切替回路404を制御し、受信信号405として出力する。
(実施例2)
図5は本発明の実施例2にかかる回路構成である。第1の等化回路系列510、第2の等化回路系列520、・・・、第kの等化系列530、・・・、第Nの等化回路系列540(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部502、切替制御部503および切替回路504からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部502は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部513、・・・、543へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。500から入力された信号は、高速フーリエ変換器501で周波数領域に変換され、第1の等化回路系列510の周波数領域等化器512により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器514で時間領域に変換され、等化された信号505となる。他の系列においても、第1系列と同様な等化がおこなわれる。切替制御部503は、第1系列の等化信号からは特性推定値H11のブロック内時間位置に相当する信号区間515を、第2系列の等化信号からは特性推定値H12のブロック内時間位置に相当する信号区間525を、同様に、第k系列の等化信号からは特性推定値H1kによる信号区間535を、第N系列の等化信号からは特性推定値H1Nによる信号区間545を、順次選択連結する制御信号を切替回路540へ送出する。復調回路505は、各回路系列出力から選択連結された等化信号を復調し受信信号506として出力する。
図5は本発明の実施例2にかかる回路構成である。第1の等化回路系列510、第2の等化回路系列520、・・・、第kの等化系列530、・・・、第Nの等化回路系列540(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部502、切替制御部503および切替回路504からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部502は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部513、・・・、543へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。500から入力された信号は、高速フーリエ変換器501で周波数領域に変換され、第1の等化回路系列510の周波数領域等化器512により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器514で時間領域に変換され、等化された信号505となる。他の系列においても、第1系列と同様な等化がおこなわれる。切替制御部503は、第1系列の等化信号からは特性推定値H11のブロック内時間位置に相当する信号区間515を、第2系列の等化信号からは特性推定値H12のブロック内時間位置に相当する信号区間525を、同様に、第k系列の等化信号からは特性推定値H1kによる信号区間535を、第N系列の等化信号からは特性推定値H1Nによる信号区間545を、順次選択連結する制御信号を切替回路540へ送出する。復調回路505は、各回路系列出力から選択連結された等化信号を復調し受信信号506として出力する。
(実施例3)
図6は本発明の実施例3にかかる回路構成である。
第1の等化&復調回路系列610、第2の等化&復調回路系列620、・・・、第kの等化&復調回路系列630、・・・、第Nの等化&復調回路系列640(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部602、切替制御部603および切替回路604からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部602は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部613、・・・、643へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。600から入力された信号は、高速フーリエ変換器601で周波数領域に変換され、第1の等化&復調回路系列610の周波数領域等化器612により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器614で時間領域に変換され、復調器615で復調され、復調出力616となる。他の系列においても、第1系列と同様な等化と復調がおこなわれる。切替制御部603は、第1系列の復調信号からは特性推定値H11のブロック内時間位置に相当する復調区間を、第2系列の復調信号からは特性推定値H12のブロック内時間位置に相当する復調区間を、同様に、第k系列の復調信号からは特性推定値H1kによる復調信号を、第N系列の復調信号からは特性推定値H1Nによる復調信号を、順次選択する制御信号を切替回路604へ送出する。切替回路604は順次切替選択された復調信号を受信出力605として送出する。
図6は本発明の実施例3にかかる回路構成である。
第1の等化&復調回路系列610、第2の等化&復調回路系列620、・・・、第kの等化&復調回路系列630、・・・、第Nの等化&復調回路系列640(以降、第1系列、第2系列、・・・、第k系列、・・・、第N系列と称す)、ブロック内伝搬路特性推定部602、切替制御部603および切替回路604からなる。第1系列から第N系列は全て同一の機能を有している。伝搬路特性推定部602は、まず、ブロック先頭とブロック末尾の伝搬路特性推定値H10、H20を算出(推定)し、次に、これらの推定値をもとに、前述の推定式
H1k=H10+(H20−H10)xk/N
{k=0,1,2,・・・,N−1}
により、N等分したブロック内各部の伝搬路特性推定値を内挿(直線補間)により算出(推定)し、第1系列〜第N系列の等化制御部613、・・・、643へ、伝搬路特性推定値H11、・・・、伝搬路特性推定値H1Nとして送出する。600から入力された信号は、高速フーリエ変換器601で周波数領域に変換され、第1の等化&復調回路系列610の周波数領域等化器612により周波数領域等化された後、逆高速フーリエ変換器614で時間領域に変換され、復調器615で復調され、復調出力616となる。他の系列においても、第1系列と同様な等化と復調がおこなわれる。切替制御部603は、第1系列の復調信号からは特性推定値H11のブロック内時間位置に相当する復調区間を、第2系列の復調信号からは特性推定値H12のブロック内時間位置に相当する復調区間を、同様に、第k系列の復調信号からは特性推定値H1kによる復調信号を、第N系列の復調信号からは特性推定値H1Nによる復調信号を、順次選択する制御信号を切替回路604へ送出する。切替回路604は順次切替選択された復調信号を受信出力605として送出する。
以下に、伝搬路特性がブロック内で変動する場合のシングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化について、数式を交えて説明する。
最初に、ブロック内で伝搬路変動が無い場合の周波数領域等化、次にブロック内の前半部と後半部で伝搬路特性が異なる場合の周波数領域等化の様子を示す。
この結果から周波数領域等化に使用する伝搬路推定値のブロック内時間位置に対応する受信信号の(等化後の)時系列信号の部分では、符号間干渉が少ないことがわかる。
受信信号yn、送信信号xn、伝搬路特性をhiとする。
yn= Σhixn−i
となる。ここで、hi={h0、h1、h2}
hiは、FFTブロック内で変化しないとする、またCP長は、この伝搬路長より長いと仮定する。
ブロック内の受信信号及び送信信号の関係をベクトル表現で示す。
Y=H0X+η
Y:N次元受信信号ベクトル
X:N次元送信信号ベクトル
H0:N行N列伝搬路行列
η:N次元受信機雑音ベクトル
N:ブロック長
ここで、H0は
離散周波数変換(DFT)行列をF、また逆離散周波数変換(IDFT)行列をFHとする。
(FHは、Fのエルミート変換を示す。)
例えばベクトル YはF行列を掛けることで、周波数スペクトルのベクトルに変換される。
ここで、受信信号(FFT)ブロックをFで周波数変換する。
FY=F(H0)X+Fη
FFH=FHF=I(Iは単位行列)であることを利用すると この式は次のようになる。
FY=F(H0)FHFX+Fη
ここで、H0が巡回行列のため、F(H0)FH=Λとなる。ここでΛは対角行列で、その対角成分の各要素が伝搬路特性の周波数応答に対応する。
したがって、その逆行列であるΛ−1(これも対角行列である)を左辺にかけることで周波数領域等化が可能となる。
Λ−1FY=Λ−1ΛFX+Λ−1Fη
Λ−1FY = FX + Λ−1Fη
この式の右辺から、周波数領域等化が、簡単な1タップ等化で行われていることがわかる。
次に伝搬路の時間応答がブロックの前半分と後半分で異なる場合を示す。
前半分 h1(t)=(h0,h1,h2)
後半分 h2(t)=(a,b,c)
とすると、ブロック内で変動のある伝搬行列Hは以下の構造となる。これは非巡回行列である。
受信ブロックと送信ブロックの関係は次式のようになる。
Y=HX+η
ここでHを(前記した)H0を使って書き換えてみると、
Y=(H0+H´)X+η
ここで、H´は以下の通りである。
h(t)=(h0,h1,h2)が正確に推定されたとして、これを使って周波数領域等化を行なう。
受信ベクトルYを周波数変換すると、
FY=F(H0)FHFX+F(H´)X+Fη
Λ−1により周波数領域等化の後、時系列信号に戻すためIDFT行列FHを掛ける。
FHΛ−1FY=FHΛ−1ΛFX+FHΛ-1F(H´)X+FHΛ-1Fη
=X+(FHΛ-1F)(H´)X+FHΛ-1Fη
再生された時間信号を表す右辺の第2項の(FHΛ-1F)は、新たな巡回行列を表しており、これによってH´Xが畳み込みこまれることを示している。
この成分が、前半部の伝搬路推定値を使用して周波数領域等化したことにより生じた符号間干渉である。ここでH´は右下の要素だけが零でない構成であることから、結果として第2項は主に受信ブロックの後半部で発生する符号間干渉を表している。
このように、ある時間位置の伝搬路推定値を使って周波数領域等化をすると、そのブロック内時間位置に対応する部分では、符号間干渉の少ない時間信号が再生され、それ以外の時間位置で符号間干渉が生ずることがわかる。
最初に、ブロック内で伝搬路変動が無い場合の周波数領域等化、次にブロック内の前半部と後半部で伝搬路特性が異なる場合の周波数領域等化の様子を示す。
この結果から周波数領域等化に使用する伝搬路推定値のブロック内時間位置に対応する受信信号の(等化後の)時系列信号の部分では、符号間干渉が少ないことがわかる。
受信信号yn、送信信号xn、伝搬路特性をhiとする。
yn= Σhixn−i
となる。ここで、hi={h0、h1、h2}
hiは、FFTブロック内で変化しないとする、またCP長は、この伝搬路長より長いと仮定する。
ブロック内の受信信号及び送信信号の関係をベクトル表現で示す。
Y=H0X+η
Y:N次元受信信号ベクトル
X:N次元送信信号ベクトル
H0:N行N列伝搬路行列
η:N次元受信機雑音ベクトル
N:ブロック長
ここで、H0は
離散周波数変換(DFT)行列をF、また逆離散周波数変換(IDFT)行列をFHとする。
(FHは、Fのエルミート変換を示す。)
例えばベクトル YはF行列を掛けることで、周波数スペクトルのベクトルに変換される。
ここで、受信信号(FFT)ブロックをFで周波数変換する。
FY=F(H0)X+Fη
FFH=FHF=I(Iは単位行列)であることを利用すると この式は次のようになる。
FY=F(H0)FHFX+Fη
ここで、H0が巡回行列のため、F(H0)FH=Λとなる。ここでΛは対角行列で、その対角成分の各要素が伝搬路特性の周波数応答に対応する。
したがって、その逆行列であるΛ−1(これも対角行列である)を左辺にかけることで周波数領域等化が可能となる。
Λ−1FY=Λ−1ΛFX+Λ−1Fη
Λ−1FY = FX + Λ−1Fη
この式の右辺から、周波数領域等化が、簡単な1タップ等化で行われていることがわかる。
次に伝搬路の時間応答がブロックの前半分と後半分で異なる場合を示す。
前半分 h1(t)=(h0,h1,h2)
後半分 h2(t)=(a,b,c)
とすると、ブロック内で変動のある伝搬行列Hは以下の構造となる。これは非巡回行列である。
受信ブロックと送信ブロックの関係は次式のようになる。
Y=HX+η
ここでHを(前記した)H0を使って書き換えてみると、
Y=(H0+H´)X+η
ここで、H´は以下の通りである。
h(t)=(h0,h1,h2)が正確に推定されたとして、これを使って周波数領域等化を行なう。
受信ベクトルYを周波数変換すると、
FY=F(H0)FHFX+F(H´)X+Fη
Λ−1により周波数領域等化の後、時系列信号に戻すためIDFT行列FHを掛ける。
FHΛ−1FY=FHΛ−1ΛFX+FHΛ-1F(H´)X+FHΛ-1Fη
=X+(FHΛ-1F)(H´)X+FHΛ-1Fη
再生された時間信号を表す右辺の第2項の(FHΛ-1F)は、新たな巡回行列を表しており、これによってH´Xが畳み込みこまれることを示している。
この成分が、前半部の伝搬路推定値を使用して周波数領域等化したことにより生じた符号間干渉である。ここでH´は右下の要素だけが零でない構成であることから、結果として第2項は主に受信ブロックの後半部で発生する符号間干渉を表している。
このように、ある時間位置の伝搬路推定値を使って周波数領域等化をすると、そのブロック内時間位置に対応する部分では、符号間干渉の少ない時間信号が再生され、それ以外の時間位置で符号間干渉が生ずることがわかる。
111・・・変調部、 112・・・ブロック化回路、 113・・・CP付加回路、 114・・・直交変調器、 120・・・伝送路、 131・・・直交復調器、 132・・・CP除去回路、 133・・・FFT、 134・・・伝搬路特性推定部、 135・・・FDE、 136・・・IFFT、 137・・・復調部、 400・・・信号入力、 401・・・FFT、 402・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 403・・・累計誤差比較&切替制御部、 404・・・系列出力切替器、 405・・・受信出力、 410・・・第1の等化&復調回路系列、 412・・・FDE、 413・・・等化制御部、 414・・・IFFT、 415・・・DEC、 416・・・誤差検出&累計回路、 417・・・第1系列出力、 420・・・第2の等化&復調回路系列、 422・・・FDE、 423・・・等化制御部、 424・・・IFFT、 425・・・DEC、 426・・・誤差検出&累計回路、 427・・・第2系列出力、 430・・・第kの等化&復調回路系列、 432・・・FDE、 433・・・等化制御部、 434・・・IFFT、 435・・・DEC、 436・・・誤差検出&累計回路、 437・・・第k系列出力、 440・・・第Nの等化&復調回路系列、 442・・・FDE、 443・・・等化制御部、 444・・・IFFT、 445・・・DEC、 446・・・誤差検出&累計回路、 447・・・第N系列出力、 500・・・信号入力、 501・・・FFT、 502・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 503・・・切替制御部、 504・・・切替回路、 505・・・復調回路、 506・・・受信信号出力、 510・・・第1の等化回路系列、 512・・・FDE、 513・・・等化制御部、 514・・・IFFT、 515・・・推定値H11で等化した信号区間、 516・・・第1系列出力、 520・・・第2の等化回路系列、 522・・・FDE、 523・・・等化制御部、 524・・・IFFT、 525・・・推定値H12で等化した信号区間、 526・・・第2系列出力、530・・・第kの等化回路系列、 532・・・FDE、 533・・・等化制御部、 534・・・IFFT、 535・・・推定値H1kで等化した信号区間、 536・・・第k系列出力、540・・・第Nの等化回路系列、 542・・・FDE、 543・・・等化制御部、 544・・・IFFT、 545・・・推定値H1Nで等化した信号区間、 546・・・第N系列出力、600・・・信号入力、 601・・・FFT、 602・・・ブロック内伝搬路特性推定部、 603・・・切替制御部、 604・・・切替連結部(系列出力切替器)、 605・・・復調出力信号、 610・・・第1の等化&復調回路系列、 612・・・FDE、 613・・・等化制御部、 614・・・IFFT、 615・・・DEC、 616・・・第1系列出力、 620・・・第2の等化&復調回路系列、 622・・・FDE、 623・・・等化制御部、 624・・・IFFT、 625・・・DEC、 626・・・第1系列出力、 630・・・第kの等化&復調回路系列、 632・・・FDE、 633・・・等化制御部、 634・・・IFFT、 635・・・DEC、 636・・・第k系列出力、 640・・・第Nの等化&復調回路系列、 642・・・FDE、 643・・・等化制御部、 644・・・IFFT、 645・・・DEC、 646・・・第N系列出力、
Claims (3)
- 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なうと共に復調前後の誤差を累計する機能を有する復調回路とからなる複数組の回路系列と、各回路系列の復調回路の累計誤差を比較する部と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列のうち、復調回路の累計誤差が最小の回路系列の出力を最良の出力と推定し、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。 - 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、および逆高速フーリエ変換を行う複数組の回路系列と、各回路系列におけるブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化された信号区間の信号を時間軸上で選択し連結する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値のブロック内時間位置に相当する区間の信号を最良の等化出力として選択し、前記選択連結部が選択連結し、復調後、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。 - 受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、ブロック先頭部とブロック末尾部の伝搬路特性推定値より内挿(線形補間)によりブロック内各部の伝搬路特性を推定する部と、からなり、伝搬路の最大遅延に相当する冗長部分を送信側で予め付加された複数の情報シンボルから構成される信号ブロックを受信するシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記ブロック内各部の複数の伝搬路推定値にもとづき、高速フーリエ変換、周波数領域等化、逆高速フーリエ変換、および復調を行なう復調回路とからなる複数組の回路系列と、複数組の回路系列の出力のいずれか一つを切替え選択する部と、を有し、同時に並行して作動する前記複数組の回路系列の出力において、ブロック内各部の伝搬路特性推定値で等化した複数の信号のうち、等化に使用した伝搬路特性推定値のブロック内時間位置に相当する区間の復調出力を、最良の出力として選択し、前記切替え選択部が選択連結し、受信部出力とすることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。
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JP2007125175A JP2008283416A (ja) | 2007-05-10 | 2007-05-10 | シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2011055153A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | シングルキャリア受信装置 |
JP2021052327A (ja) * | 2019-09-25 | 2021-04-01 | 日本放送協会 | Sc−fde方式の受信装置 |
-
2007
- 2007-05-10 JP JP2007125175A patent/JP2008283416A/ja active Pending
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