JP2014135601A - 電流出力型デジタル−アナログ変換器および電流出力型δςデジタル−アナログ変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチングノイズを低減することの可能な電流出力型デジタル−アナログ変換器および電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置を提供する。
【解決手段】
入力デジタルデータを複数の異なるデジタルデータに分割するデータ分割回路11と、前記複数のデジタルデータを電流値にそれぞれ変換する複数の電流セグメント12、13と、前記電流セグメント12、13で変換した電流値を加算して電流電圧変換する電流電圧増幅器14と、を備える。
【選択図】 図1
【解決手段】
入力デジタルデータを複数の異なるデジタルデータに分割するデータ分割回路11と、前記複数のデジタルデータを電流値にそれぞれ変換する複数の電流セグメント12、13と、前記電流セグメント12、13で変換した電流値を加算して電流電圧変換する電流電圧増幅器14と、を備える。
【選択図】 図1
Description
本発明は、デジタル入力信号をアナログ出力信号に変換するデジタル−アナログ変換器(DAC)及びデルタシグマ(ΔΣ)変調を行った後にデジタル−アナログ変換を行うΔΣ変調型のデジタル−アナログ変換装置に関し、特に、電流出力型のデジタル−アナログ変換器及びΔΣ変調型のデジタル−アナログ変換装置に関する。
電流出力型のΔΣ変調型のデジタル−アナログ変換装置(以後、電流出力型ΔΣDACともいう。)は、例えば特許文献1、2にあるように図5、図6に示す構成を有する。
図5は、電流出力型ΔΣDAC50の概略構成の一例を示す構成図である。図6は、電流出力型ΔΣDAC50に含まれる電流出力型DAC53の一例を示す概略構成図である。
図5は、電流出力型ΔΣDAC50の概略構成の一例を示す構成図である。図6は、電流出力型ΔΣDAC50に含まれる電流出力型DAC53の一例を示す概略構成図である。
図5に示すように、電流出力型ΔΣDAC50は、入力されるデジタルデータに対してデルタシグマ変調を行うΔΣ変調器51と、ΔΣ変調器51から出力されるPWM信号をサーモメータコードに変換し、さらに、このサーモメータコードをローテーションして出力するDWA(Data−Weighted−Averaging:データ加重平均化)処理部52と、DWA処理部52から出力されるデジタルデータDINが入力される電流出力型のDAC(以後、電流出力型DACともいう。)53と、を備え、入力されるデジタルデータをアナログデータに変換して出力するデバイスである。
電流出力型ΔΣDAC50では、ΔΣ変調器51と、DWA処理部52と、を通過してなるデジタルデータDINが電流出力型DAC53に入力され、図6に示すように、この電流出力型DAC53に含まれる複数の電流セグメント61がデジタルデータDINに応じて動作し、サーモメータコードで表されたデジタルデータDINが一度電流値に変換された後、電流セグメント61の後段に設けられた電流電圧増幅器(IV増幅器)62で電流電圧変換され、アナログデータAOUTに変換されるようになっている。
図6は、図5に示す電流出力型DAC53の一例を示す構成図である。
図6に示すように、電流出力型DAC53は、電流セグメント61と、電流セグメント61の後段に配置された電流電圧増幅器(以下、IV増幅器ともいう。)62と、を備える。
電流セグメント61は定電流源61aと、当該定電流源61aと一端が接続されたサンプリングスイッチ61bとを備え、サンプリングスイッチ61bにより、電流電圧増幅器62側を選択することにより、定電流源61a、サンプリングスイッチ61bおよび電流電圧増幅器62を経由する電流源パスが形成され、所定の定電流が電流電圧増幅器62に供給されるようになっている。
図6に示すように、電流出力型DAC53は、電流セグメント61と、電流セグメント61の後段に配置された電流電圧増幅器(以下、IV増幅器ともいう。)62と、を備える。
電流セグメント61は定電流源61aと、当該定電流源61aと一端が接続されたサンプリングスイッチ61bとを備え、サンプリングスイッチ61bにより、電流電圧増幅器62側を選択することにより、定電流源61a、サンプリングスイッチ61bおよび電流電圧増幅器62を経由する電流源パスが形成され、所定の定電流が電流電圧増幅器62に供給されるようになっている。
なお、電流出力型DAC53に入力されるデジタルデータDINがN値のデータである場合、N値それぞれに対応するN個の電流セグメント61をもつ。
また、電流電圧増幅器62は、例えば、差動増幅器62aと、差動増幅器62aの出力端および反転入力端との間に介挿される抵抗Rと、同様に差動増幅器62aの出力端および反転入力端との間に介挿されるコンデンサCとを備える。そして、各電流セグメント61の定電流源61aが、サンプリングスイッチ61bを介して差動増幅器62aの反転入力端子に接続される。差動増幅器62aの非反転入力端子には、基準電圧が入力される。
また、電流電圧増幅器62は、例えば、差動増幅器62aと、差動増幅器62aの出力端および反転入力端との間に介挿される抵抗Rと、同様に差動増幅器62aの出力端および反転入力端との間に介挿されるコンデンサCとを備える。そして、各電流セグメント61の定電流源61aが、サンプリングスイッチ61bを介して差動増幅器62aの反転入力端子に接続される。差動増幅器62aの非反転入力端子には、基準電圧が入力される。
DWA処理部52は、デルタシグマ変調を行った後のPWM信号が入力され、このPWM信号をサーモメータコードに変換し且つローテーションを行い、ローテーションされたデジタルデータDINを出力する。ローテーションされたデジタルデータ信号(DIN[N−1:0])が、それぞれ対応する電流セグメント61の入力端子に入力され、IV増幅器62を介してデジタルアナログ変換される。
そして、入力されたN値のデジタルデータDINに対応した電流値に変換するために、入力端子に入力されたN値のデジタルデータDINに応じて、対応する電流セグメント61のサンプリングスイッチ61bをスイッチ制御することにより、電流源パスの切り替えを行う。これにより、デジタルデータDINに応じた電流源パスが形成され、電流源パスが形成された定電流源61aそれぞれから供給される所定の定電流が共通してIV増幅器62の反転入力端子に供給される。その結果、電流出力型DAC53に入力されたデジタルデータに応じた電流値がIV増幅器62に供給され、IV増幅器62で電圧値に変換されてアナログ信号AOUTとして出力される。
ところで、この電流源パスの切り替えに伴う、スイッチング動作により、スパイク状のスイッチングノイズを発生させる。このスイッチングノイズはサンプリングスイッチ61bのON/OFF切り替え時に発生するため、デジタルデータのレートが速い程スイッチングノイズの発生頻度が高くなる。発生したスイッチングノイズはインダクタ、抵抗等の電源インピーダンスを介して電源電圧降下を引き起こす電源ノイズとなる。あるいは信号源そのものにスイッチングノイズが重畳されることになり、共に、電流出力型ΔΣDAC50からなるICデバイスの電気的特性を劣化させる。よって、電流セグメント61でのスイッチングノイズを減らす事は電流出力型ΔΣDAC50の高性能化に向けて重要である。
また、非特許文献1では、電流出力型ΔΣDACは、オーディオ帯域外ノイズの変調対策のため、2タップAFIR(analog finite impulse response)を電流セグメントの前段(すわなちΔΣの後段)に接続し、1/2fs(fsはサンプリング周波数)の帯域外ノイズを除去している。1/2fs近傍の帯域外ノイズはオーディオデータを同期させて伝送するビットクロックBICKに起因したデジタルノイズとの混変調により帯域内に折り返すため、2タップAFIRを用いて1/2fsに零点を挿入し、1/2fsにある帯域外ノイズをあらかじめ除去している。
図7に、非特許文献1に記載の、2タップAFIR回路が挿入された構成の電流出力型DACの一例を示す。また、図8に、図7の各部における信号の変化を表すタイミングチャートを示す。
非特許文献1の電流出力型DAC70は、図7に示すように、AFIR回路71、デジタルデータを電流値に変換するための電流セグメント72および73と、電流値を電圧値に変換するためのIV増幅器74と、を備えている。
非特許文献1の電流出力型DAC70は、図7に示すように、AFIR回路71、デジタルデータを電流値に変換するための電流セグメント72および73と、電流値を電圧値に変換するためのIV増幅器74と、を備えている。
電流セグメント72は、定電流源72a及びサンプリングスイッチ72bを含む。同様に、電流セグメント73は、定電流源73a及びサンプリングスイッチ73bを含む。これら電流セグメント72および73は、電流出力型DAC70に入力されるデジタルデータDINがN値のデータである場合、N値それぞれに対応するN個の電流セグメント72、73をそれぞれもつ。
また、IV増幅器74は、差動増幅器74aと、差動増幅器74aの出力端子および反転入力端子間に並列に接続された、抵抗RとコンデンサCとを備える。
そして、データDINに応じて定電流源73aのサンプリングスイッチ73bが制御され、データDIN2に応じて定電流源72のサンプリングスイッチ72bが制御され、データDIN、DIN2に応じて、定電流源72a、73aが選択され、これら定電流源72a、73aから供給される電流値の和が差動増幅器74aの反転入力端子に入力される。差動増幅器74aの非反転入力端子には基準電圧が入力される。
そして、データDINに応じて定電流源73aのサンプリングスイッチ73bが制御され、データDIN2に応じて定電流源72のサンプリングスイッチ72bが制御され、データDIN、DIN2に応じて、定電流源72a、73aが選択され、これら定電流源72a、73aから供給される電流値の和が差動増幅器74aの反転入力端子に入力される。差動増幅器74aの非反転入力端子には基準電圧が入力される。
図7に示す電流出力型DAC70では、電流出力型ΔΣDAC(図示せず)のデジタル部から出力されたN値のデジタルデータDINはAFIR回路71によって遅延なしのデータDIN(図8(a))とデジタルデータDINから1周期遅延させたデータDIN2(図8(b))とに2分割される。各デジタルデータDIN、DIN2は、その数値に対応した定電流源72a、73aにより電流値にアナログ変換される。そして、後段のIV増幅器74で再度電流電圧変換される。
David K. Su and Bruce A. Wooley, "A CMOS Oversampling D/A Converter with a Current-Mode SemidigitalReconstruction Filter", IEEE J. Solid-State Circuits, 1993年12月, vol. 28, p. 1224-1233.
ところで、図7に示す電流出力型DAC70では、図8に示すように、最終出力AOUTは、デジタルデータDINがアナログ変換された分相当をAOUT1(図8(c))、デジタルデータDIN2がアナログ変換された分相当をAOUT2(図8(d))とすると、AOUT=1/2(AOUT1+AOUT2)とみなすことができる。実際の出力信号はAOUT1とAOUT2とが加算平均されたAOUTのみが出力される(図8(e))。
最終出力AOUTは、遅延なしのデジタルデータDINをDA(デジタルアナログ)変換したAOUT1とデジタルデータDINを1周期遅延したデジタルデータDIN2をDA変換したAOUT2とを加算平均したものであることから、2タップFIRフィルタによる処理効果がかかっている。
また、この時のサンプリング動作によりサンプリングスイッチ72b、73bでスイッチングノイズが発生する。合計のスイッチングノイズ量(図8(h))は、デジタルデータDINに起因したスイッチングノイズ(図8(f))とデジタルデータDIN2に起因したスイッチングノイズ(図8(g))とを加算したものである。
また、この時のサンプリング動作によりサンプリングスイッチ72b、73bでスイッチングノイズが発生する。合計のスイッチングノイズ量(図8(h))は、デジタルデータDINに起因したスイッチングノイズ(図8(f))とデジタルデータDIN2に起因したスイッチングノイズ(図8(g))とを加算したものである。
つまり、2タップAFIR71を挿入することで、デジタルデータパスが2倍に増加するため、電流セグメント72の数も2倍になる。よって、図8に示すように、電流セグメント72で発生する全体のスイッチングノイズ量も2倍に増大する。
そこで本発明は、上記の点に鑑み、電流出力型DACに対してAFIRフィルタによる処理効果を持たせ、且つスイッチングノイズを低減することの可能な電流出力型デジタル−アナログ変換器および電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置を提供することを目的としている。
そこで本発明は、上記の点に鑑み、電流出力型DACに対してAFIRフィルタによる処理効果を持たせ、且つスイッチングノイズを低減することの可能な電流出力型デジタル−アナログ変換器および電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置を提供することを目的としている。
本発明の一態様は、サーモメータコードで表現された入力デジタルデータ(例えば図1に示す、デジタルデータDIN)から、当該入力デジタルデータの各ビットデータがそれぞれ割り当てられてなる複数のデジタルデータ(例えば図1に示す、デジタルデータDIN1、DIN2)を生成するデータ分割回路(例えば図1に示す、データ分割回路11)と、前記複数のデジタルデータそれぞれを電流値に変換する複数の電流セグメント(例えば図1に示す、電流セグメント12、13)と、前記電流セグメントで変換した複数の電流値の和を電流電圧変換する電流電圧増幅器(例えば図1に示す、IV増幅器14)と、を備えることを特徴とする電流出力型デジタル−アナログ変換器、である。
前記データ分割回路は、前記入力デジタルデータの各ビットデータを、順番に前記複数のデジタルデータに割り当てるものであってよい。
前記データ分割回路は、前記入力デジタルデータのビットデータを、奇数番目のビットデータからなるデジタルデータと偶数番目のビットデータからなるデジタルデータとに割り当てるものであってよい。
前記データ分割回路は、前記入力デジタルデータのビットデータを、奇数番目のビットデータからなるデジタルデータと偶数番目のビットデータからなるデジタルデータとに割り当てるものであってよい。
前記データ分割回路で生成された前記複数のデジタルデータのデータレートは、前記入力デジタルデータのデータレートよりも小さくてよい。
前記データ分割回路で生成された前記複数のデジタルデータのデータレートは、前記入力デジタルデータのデータレートの半分であってよい。
前記データ分割回路は、2つのフリップフロップ回路(例えば図3に示すフリップフロップ回路FF2、FF3)を有し、当該2つのフリップフロップ回路は、前記入力デジタルデータが共通に入力され且つ互いに位相が異なる複数のクロック信号により動作して、前記入力デジタルデータのビットデータからなる前記複数のデジタルデータをそれぞれ出力するものであってよい。
前記データ分割回路で生成された前記複数のデジタルデータのデータレートは、前記入力デジタルデータのデータレートの半分であってよい。
前記データ分割回路は、2つのフリップフロップ回路(例えば図3に示すフリップフロップ回路FF2、FF3)を有し、当該2つのフリップフロップ回路は、前記入力デジタルデータが共通に入力され且つ互いに位相が異なる複数のクロック信号により動作して、前記入力デジタルデータのビットデータからなる前記複数のデジタルデータをそれぞれ出力するものであってよい。
本発明の他の態様は、ΔΣ変調器(例えば図5に示す、ΔΣ変調器51)と、前記ΔΣ変調器を通過した前記入力デジタルデータ(例えば図5に示す、デジタルデータDIN)が入力される上記いずれかの態様の電流出力型デジタル−アナログ変換器と、を備えることを特徴とする電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置、である。
本発明の一態様によれば、AFIR回路を用いることなく、AFIR回路を用いた場合と同等の作用効果を得ることができる。そのため、面積の増加を伴うことなく、スイッチングノイズを半減させることができ、信号品質および電源品質向上を図ることができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
(第1実施形態)
まず、本発明の第1実施形態を説明する。
図1は、本発明における電流出力型DAC10の一例を示す概略構成図であって、この電流出力型DAC10は、例えば、図5に示す電流出力型ΔΣDAC50の電流出力型DAC53として適用される。また、電流出力型DAC10は、AFIR回路を用いずに、AFIRフィルタ処理と同等の処理を実現するようにしたものである(以下、本AFIR技術という。)。
まず、本発明の第1実施形態を説明する。
図1は、本発明における電流出力型DAC10の一例を示す概略構成図であって、この電流出力型DAC10は、例えば、図5に示す電流出力型ΔΣDAC50の電流出力型DAC53として適用される。また、電流出力型DAC10は、AFIR回路を用いずに、AFIRフィルタ処理と同等の処理を実現するようにしたものである(以下、本AFIR技術という。)。
図2は、図1に示す電流出力型DAC10の各部の信号を表すタイミングチャートである。
図1に示すように、電流出力型DAC10は、DWA処理部52からのデジタルデータDINが入力されるデータ分割回路11と、電流セグメント12および13と、これら電流セグメント12、13の後段に接続されたIV増幅器14と、を備える。
図1に示すように、電流出力型DAC10は、DWA処理部52からのデジタルデータDINが入力されるデータ分割回路11と、電流セグメント12および13と、これら電流セグメント12、13の後段に接続されたIV増幅器14と、を備える。
データ分割回路11は、DWA処理部52からのサーモメータコードで表されるデジタルデータDINと、動作クロック信号CLKとを入力し、動作クロック信号CLKに同期したサンプリング周期でデジタルデータDINを2分割し、データDIN1およびDIN2として出力する。すなわち、デジタルデータDINから2つのデータDIN1およびDIN2を生成する。以後、デジタルデータDINから2つのデータDIN1およびDIN2を生成することを、デジタルデータDINを2つに分割するともいう。
電流セグメント12は、定電流源12aとサンプリングスイッチ12bとを備え、デジタルデータDIN2に対応したサンプリングスイッチ12bの動作に応じて、定電流源12a、サンプリングスイッチ12b、IV増幅器14を経由した電流源パスと、定電流源12a、サンプリングスイッチ12b、グラウンドを経由するパスとを切り替える。
同様に、電流セグメント13は、定電流源13aとサンプリングスイッチ13bとを備え、デジタルデータDIN1に対応したサンプリングスイッチ13bの動作に応じて、定電流源13a、サンプリングスイッチ13b、IV増幅器14を経由した電流源パスと、定電流源13a、サンプリングスイッチ13b、グラウンドを経由するパスとを切り替える。
同様に、電流セグメント13は、定電流源13aとサンプリングスイッチ13bとを備え、デジタルデータDIN1に対応したサンプリングスイッチ13bの動作に応じて、定電流源13a、サンプリングスイッチ13b、IV増幅器14を経由した電流源パスと、定電流源13a、サンプリングスイッチ13b、グラウンドを経由するパスとを切り替える。
電流セグメント12および13は、電流出力型DAC53に入力されるデジタルデータDINがN値のデータである場合、N値それぞれに対応するN個の電流セグメント12、13をもつ。
IV増幅器14は、差動増幅器14aと、差動増幅器14aの出力端子および反転入力端子との間に並列に接続された抵抗RとコンデンサCとを備える。そして、IV増幅器14の反転入力端子に、サンプリングスイッチ12b、13bを介して定電流源12a、13aからの所定の定電流の和が供給される。IV増幅器14の非反転入力端子には基準電圧が入力される。
IV増幅器14は、差動増幅器14aと、差動増幅器14aの出力端子および反転入力端子との間に並列に接続された抵抗RとコンデンサCとを備える。そして、IV増幅器14の反転入力端子に、サンプリングスイッチ12b、13bを介して定電流源12a、13aからの所定の定電流の和が供給される。IV増幅器14の非反転入力端子には基準電圧が入力される。
すなわち、図5に示すように、電流出力型DAC10(電流出力型DAC53に対応)の前段に設けられたDWA処理部52から出力されたデジタルデータDINを、本AFIR技術を実現するために、2つのデータに分割して、電流出力型DAC10に出力させる。つまり、DWA処理部52から出力される元のデジタルデータをDINとしたとき、データ分割回路11は、デジタルデータDINから2種類のデジタルデータDIN1およびDIN2を生成し出力する。
データ分割回路11は、2つのデジタルデータDIN1およびDIN2が、図2に示した位相関係となるように、デジタルデータDINからデジタルデータDIN1およびDIN2を生成する。なお、図2において、(a)はデータ分割回路11に入力されるデジタルデータDIN、(b)はデータ分割回路11の動作クロック信号CLK、(c)はデジタルデータDIN1、(d)はデジタルデータDIN2である。
図2に示すように、デジタルデータDIN1は、デジタルデータDINのうち偶数番目のデータからなり、デジタルデータDIN2は、デジタルデータDINのうち奇数番目のデータからなる。すなわち、デジタルデータDINは、動作クロック信号CLKの立ち上がりのタイミングで切り替わり、デジタルデータDINの奇数番目のデータの立ち上がりで、デジタルデータDIN2がデジタルデータDINの奇数番目のデータに変化し、デジタルデータDINの次の奇数番目のデータの立ち上がりで、この奇数番目のデータに、デジタルデータDIN2が変化する。つまり、デジタルデータDIN2は、デジタルデータDINの奇数番目のデータの立ち上がりで、データ値が変化する。
同様に、デジタルデータDIN1は、デジタルデータDINの偶数番目のデータの立ち上がりで、この偶数番目のデータに変化し、デジタルデータDINの次の偶数番目のデータの立ち上がりで、この偶数番目のデータに変化する。つまり、デジタルデータDIN1は、デジタルデータDINの偶数番目のデータの立ち上がりで、データ値が変化する。
したがって、分割後のデジタルデータDIN1およびDIN2は、元のデジタルデータDINに比べてデータ量が半分であるため、データレートが半減されている。
したがって、分割後のデジタルデータDIN1およびDIN2は、元のデジタルデータDINに比べてデータ量が半分であるため、データレートが半減されている。
図3は、図1中のデータ分割回路11の一例を示す回路図である。
データ分割回路11は、D型フリップフロップ回路からなる3つのフリップフロップ回路FF1〜FF3と、インバータ回路INVとを備える。
フリップフロップ回路FF1は、そのクロック端子には、データ分割回路11の動作クロック信号CLKが入力される。D入力端子には、フリップフロップ回路FF1のQ出力端子からのQ出力が入力される。このフリップフロップ回路FF1のQ出力はフリップフロップ回路FF2のクロック端子に入力されるとともに、インバータ回路INVを介して、フリップフロップ回路FF3のクロック端子に入力される。
データ分割回路11は、D型フリップフロップ回路からなる3つのフリップフロップ回路FF1〜FF3と、インバータ回路INVとを備える。
フリップフロップ回路FF1は、そのクロック端子には、データ分割回路11の動作クロック信号CLKが入力される。D入力端子には、フリップフロップ回路FF1のQ出力端子からのQ出力が入力される。このフリップフロップ回路FF1のQ出力はフリップフロップ回路FF2のクロック端子に入力されるとともに、インバータ回路INVを介して、フリップフロップ回路FF3のクロック端子に入力される。
フリップフロップ回路FF2およびFF3のD入力端子には、それぞれデジタルデータDINが入力される。そして、フリップフロップ回路FF2のQ出力端子からの出力が、デジタルデータDIN1、フリップフロップ回路FF3のQ出力端子からの出力がデジタルデータDIN2となる。
つまり、データ分割回路11は、元のデジタルデータDINが、フリップフロップ回路FF2およびFF3に共通に入力され、フリップフロップ回路FF2およびFF3が、位相が180度異なるクロック信号により動作し、デジタルデータDIN1、DIN2をそれぞれ出力する。
つまり、データ分割回路11は、元のデジタルデータDINが、フリップフロップ回路FF2およびFF3に共通に入力され、フリップフロップ回路FF2およびFF3が、位相が180度異なるクロック信号により動作し、デジタルデータDIN1、DIN2をそれぞれ出力する。
図2に示すように、各デジタルデータDIN1、DIN2の数値に対応して定電流源21aに接続されたサンプリングスイッチ21bをオンすることで、デジタルデータDIN1、DIN2を電流値に変換し、IV増幅器14により再度IV変換する。この時の最終出力AOUTは、デジタルデータDIN1がアナログ変換された分相当をAOUT1、デジタルデータDIN2がアナログ変換された分相当をAOUT2とすると、AOUT=(1/2)×(AOUT1+AOUT2)とみなすことができる。実際の出力信号はAOUT1とAOUT2とが加算平均されたAOUTのみが出力される。
ここで図2において、(e)はデジタルデータDIN1のアナログ変換後のデータ値を表し、(f)はデジタルデータDIN2のアナログ変換後のデータ値を表し、(g)は、AOUT=(1/2)×(AOUT1+AOUT2)を表す。
最終出力AOUTは、図2(g)で表されることから、本AFIR技術により従来技術と同等な2タップのFIRフィルタによる効果が得られることがわかる。
最終出力AOUTは、図2(g)で表されることから、本AFIR技術により従来技術と同等な2タップのFIRフィルタによる効果が得られることがわかる。
また、デジタルデータDINを2分割したデジタルデータDIN1およびDIN2のデータレートは、元のデジタルデータDINよりもデータレートが半減されており、且つデジタルデータDIN1およびDIN2は位相が異なる。そのため、デジタルデータDIN1およびDIN2をそれぞれ変換することに伴うスイッチングノイズは、図2(h)、(i)に示すように、同時に生じることはなく交互に生じることになる。
したがって、合計のスイッチングノイズは、図2(j)に示すように、デジタルデータDIN1によるスイッチングノイズと、デジタルデータDIN2によるスイッチングノイズが交互に生じることになる。つまり、デジタルデータDIN1によるスイッチングノイズとデジタルデータDIN2によるスイッチングノイズとは重畳されないため、合計のスイッチングノイズ量を従来に比較して半減させることができる。
なお、上記実施形態では、デジタルデータDINを2分割する場合について説明したが、2分割に限るものではなく、3以上の複数に分割してもよい。
3以上に分割する場合には、動作クロック信号CLKに同期したタイミングで、N値のデジタルデータDINの各値それぞれを順に、デジタルデータDIN1から分割数Kのそれぞれに順に割り当て、この処理を繰り返し行ってK個のデジタルデータを生成すればよい。
3以上に分割する場合には、動作クロック信号CLKに同期したタイミングで、N値のデジタルデータDINの各値それぞれを順に、デジタルデータDIN1から分割数Kのそれぞれに順に割り当て、この処理を繰り返し行ってK個のデジタルデータを生成すればよい。
(第2実施形態)
次に、本発明の第2実施形態を説明する。
第2実施形態は、セトリングなしにDA変換を行うようにした電流出力型DAC20である。この電流出力型DAC20は、図5に示す電流出力型ΔΣDAC50における電流出力型DAC53に相当する。
この第2実施形態における、電流出力型DAC20(電流出力型DAC53)は、図1に示す第1実施形態における電流出力型DAC10において、IV増幅器14の構成が異なること以外は同様であるので、同一部には同一符号を付与し、その詳細な説明は省略する。
次に、本発明の第2実施形態を説明する。
第2実施形態は、セトリングなしにDA変換を行うようにした電流出力型DAC20である。この電流出力型DAC20は、図5に示す電流出力型ΔΣDAC50における電流出力型DAC53に相当する。
この第2実施形態における、電流出力型DAC20(電流出力型DAC53)は、図1に示す第1実施形態における電流出力型DAC10において、IV増幅器14の構成が異なること以外は同様であるので、同一部には同一符号を付与し、その詳細な説明は省略する。
すなわち、第2実施形態における電流出力型DAC20は、図4に示すように、IV増幅器14は、差動増幅器14aと、差動増幅器14aの出力端子および反転入力端子間に接続された抵抗Rとを備える。つまり、図1に示すように、差動増幅器14aの出力端子および反転入力端子間に接続されたコンデンサを持たない。
このような構成を採用することでセトリングなしにDA変換することができる。
このような構成を採用することでセトリングなしにDA変換することができる。
本発明は、このようなセトリングなしにDA変換できる電流出力型DACにも適用できる。
以上、第1実施形態、第2実施形態で説明したように、本発明による電流出力型DAC10、20は、入力されるデジタルデータDINを2相のデジタルデータDIN1、DIN2に分割することで、2タップAFIRフィルタによる効果と同様のフィルタ効果が得られる。
以上、第1実施形態、第2実施形態で説明したように、本発明による電流出力型DAC10、20は、入力されるデジタルデータDINを2相のデジタルデータDIN1、DIN2に分割することで、2タップAFIRフィルタによる効果と同様のフィルタ効果が得られる。
ここで、2タップAFIRでは元のデータと元のデータに対して1周期遅延させたデータに分割させるのに対して、本AFIR技術は元のデジタルデータを奇数番目と偶数番目とに2分割し、各デジタルデータパスに割り当てるため、分割後のデジタルデータのレートを半減できる。よって、本発明によるAFIR技術は、デジタルデータレートを半減させることでスイッチングノイズの発生頻度を半減することができるため、ノイズの干渉を抑制できる。
以上より、電流出力型ΔΣDACに対して、本発明によるAFIR技術を用いる事でFIR効果と同等の作用効果を得ることができる。また、2タップAFIR回路を挿入するよりも、本発明によるAFIR技術でFIR効果をもたせることで、面積の増加なくスイッチングノイズを半減させることができ、信号品質及び電源品質向上を実現することができる。
10、20 電流出力型デジタル−アナログ変換器(電流出力型DAC)
11 データ分割回路
12、13 電流セグメント
14 電源電圧増幅器(IV増幅器)
50 電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置(電流出力型ΔΣDAC)
51 ΔΣ変調器
52 DWA処理部
53 電流出力型DAC
11 データ分割回路
12、13 電流セグメント
14 電源電圧増幅器(IV増幅器)
50 電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置(電流出力型ΔΣDAC)
51 ΔΣ変調器
52 DWA処理部
53 電流出力型DAC
Claims (7)
- サーモメータコードで表現された入力デジタルデータから、当該入力デジタルデータの各ビットデータがそれぞれ割り当てられてなる複数のデジタルデータを生成するデータ分割回路と、
前記複数のデジタルデータそれぞれを電流値に変換する複数の電流セグメントと、
前記電流セグメントで変換した複数の電流値の和を電流電圧変換する電流電圧増幅器と、
を備えることを特徴とする電流出力型デジタル−アナログ変換器。 - 前記データ分割回路は、前記入力デジタルデータの各ビットデータを、順番に前記複数のデジタルデータに割り当てることを特徴とする請求項1に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器。
- 前記データ分割回路は、前記入力デジタルデータのビットデータを、奇数番目のビットデータからなるデジタルデータと偶数番目のビットデータからなるデジタルデータとに割り当てることを特徴とする請求項2に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器。
- 前記データ分割回路で生成された前記複数のデジタルデータのデータレートは、前記入力デジタルデータのデータレートよりも小さいことを特徴とする請求項1に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器。
- 前記データ分割回路で生成された前記複数のデジタルデータのデータレートは、前記入力デジタルデータのデータレートの半分であることを特徴とする請求項4に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器。
- 前記データ分割回路は、2つのフリップフロップ回路を有し、
当該2つのフリップフロップ回路は、前記入力デジタルデータが共通に入力され且つ互いに位相が異なる複数のクロック信号により動作して、前記入力デジタルデータのビットデータからなる前記複数のデジタルデータをそれぞれ出力することを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器。 - ΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器を通過した前記入力デジタルデータが入力される請求項1から請求項6のいずれか1項に記載の電流出力型デジタル−アナログ変換器と、
を備えることを特徴とする電流出力型ΔΣデジタル−アナログ変換装置。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58154925A (ja) * | 1982-03-09 | 1983-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | D/a変換器 |
JPS5930324A (ja) * | 1982-08-13 | 1984-02-17 | Hitachi Ltd | 画像信号処理回路 |
JPS63114422A (ja) * | 1986-10-31 | 1988-05-19 | Yokogawa Electric Corp | 高速デジタル/アナログ変換回路 |
JP2006019818A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Texas Instr Japan Ltd | 過渡応答特性を形成する方法および装置 |
JP2007037147A (ja) * | 2005-07-27 | 2007-02-08 | Agilent Technol Inc | 多用途電流加算を用いたデジタル/アナログ変換方法及びシステム |
JP2010526519A (ja) * | 2007-05-03 | 2010-07-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 回路および動的に回路素子を選択するための方法 |
WO2010087410A1 (ja) * | 2009-01-29 | 2010-08-05 | 日本電信電話株式会社 | 電流スイッチ・セルおよびディジタル/アナログ変換器 |
-
2013
- 2013-01-09 JP JP2013001886A patent/JP2014135601A/ja active Pending
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58154925A (ja) * | 1982-03-09 | 1983-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | D/a変換器 |
JPS5930324A (ja) * | 1982-08-13 | 1984-02-17 | Hitachi Ltd | 画像信号処理回路 |
JPS63114422A (ja) * | 1986-10-31 | 1988-05-19 | Yokogawa Electric Corp | 高速デジタル/アナログ変換回路 |
JP2006019818A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Texas Instr Japan Ltd | 過渡応答特性を形成する方法および装置 |
JP2007037147A (ja) * | 2005-07-27 | 2007-02-08 | Agilent Technol Inc | 多用途電流加算を用いたデジタル/アナログ変換方法及びシステム |
JP2010526519A (ja) * | 2007-05-03 | 2010-07-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 回路および動的に回路素子を選択するための方法 |
WO2010087410A1 (ja) * | 2009-01-29 | 2010-08-05 | 日本電信電話株式会社 | 電流スイッチ・セルおよびディジタル/アナログ変換器 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11929760B2 (en) | 2021-05-26 | 2024-03-12 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | DA converter |
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