JP2014090518A

JP2014090518A - 位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置

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Publication number: JP2014090518A
Application number: JP2014028444A
Authority: JP
Inventors: Tao Zhenning; タオジェニン; Tian Jun; ティエヌジュヌ; Huijian Zhang; ジャンフゥイジエヌ; Hisao Nakajima; 久雄中島
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2014-02-18
Publication date: 2014-05-15
Anticipated expiration: 2028-09-12
Also published as: CN101388729B; JP5812131B2; CN101388729A; US20090119043A1; US8762086B2; JP2012231546A; JP2009071833A

Abstract

【課題】位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる装置を提供する。
【解決手段】本発明は、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる位相不均衡観測装置を提供する。この位相不均衡観測装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対して前処理を行い、当該信号の相関関係に関する必須情報を抽出する前処理ユニットと、抽出された必須情報に対して相関演算処理を行い、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との間の位相不均衡を求める相関演算ユニットとを含むことを特徴とする。
【選択図】図３

Description

本発明は、互いに直交する二つの信号の不均衡を観測する必要がある装置に関し、特に、光通信システムにおける位相不均衡観測装置と振幅不均衡観測装置、及び、これら位相不均衡観測装置と振幅不均衡観測装置を有する受信装置に関する。

光通信システムの容量と柔軟性への要求が次第に高まるにつれて、コヒーレント光通信技術が益々重要になっている。光通信分野に幅広く応用されているインコヒーレント技術（例えば、オンオフキーイング（On-off-keying：OOK））又はセルフコヒーレント技術（例えば、π/4 DQPSK変調（Differential Quadrature Phase Shift Keying））に比べ、コヒーレント技術は、３ｄＢの光信号対雑音比（OSNR）利得を持ち、等化技術を採用しやすく、効率がより良い変調技術（例えば、直交振幅変調（QAM））を採用することができるなどの利点を有する。

コヒーレント受信装置のうち一つの重要な部品は、90度ハイブリッド回路であり、例えば、Optoplex社により提供される製品である。部品の制限の故に、90度ハイブリッド回路における同相出力Ｉと直角位相出力Ｑとの間の位相が必ずしも９０度ではなく、その偏差はＩＱ位相不均衡（又はＩＱ位相誤差）と称される。また、それら二つの出力のパワーも少し異なり、その偏差がＩＱ振幅不均衡と称される。これら不均衡は、システムの性能が下がる原因となるので、コヒーレント受信装置は、不均衡を測定し補償することを要する。

図１は、従来技術によるコヒーレント受信装置の構造を示す図である。図１に示すように、受信装置は、光９０度ハイブリッド回路１０２、ローカル発振器１０３、ＰＤ部１０４と１０５、復元器１０６、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測部１０７、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測部１０９、及び、制御部１０８と１１０を含む。

受信された光信号１０１とローカル発振器１０３の出力は、光９０度ハイブリッド回路１０２に入力される。この光９０度ハイブリッド回路１０２は、四つの光信号、即ち、Ｓ＋Ｌ、Ｓ−Ｌ、Ｓ＋ｊＬ、及び、Ｓ−ｊＬを生成し、そのうち、Ｓは、受信された光信号であり、Ｌは、ローカル発振器１０３の出力であり、ｊは、９０度の位相シフトを示す。光９０度ハイブリッド回路１０２は、例えば、Celight社により提供される製品である。ＰＤ１０４と１０５は、それら四つの光信号を二つの電気信号に変換する。具体的には、例えば、ＰＤ１０４は、Ｓ＋ＬとＳ−ＬをＩ信号に変換し、ＰＤ１０５は、Ｓ＋ｊＬとＳ−ｊＬをＱ信号に変換する。Ｉ信号とＱ信号は、理論上で直交すべき信号である。復元器１０６は、搬送波位相復元器、整合フィルター、データ復元器などを利用してＩブランチとＱブランチの信号内のデータを復元する。復元器は、アナログ領域とデジタル領域のいずれかに実現されることができる。前述したように、その光９０度ハイブリッド回路１０２のハードウェア性能などの原因で、ＩとＱ信号には位相不均衡と振幅不均衡が生じる可能性がある。図１に示すように、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器１０７は、位相不均衡に対して観測を行い、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９は、振幅不均衡に対して監定を行う。また、制御部１０８と１１０は、それぞれ、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器１０７とＩ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９の観測結果に基づいて光９０度周波数混合部１０２に対して制御を行うことにより、測定された位相不均衡と振幅不均衡に対して補償を行わせる。具体的には、Ｉ／Ｑ位相不均衡が正であるときに、制御部は、光９０度周波数混合部の位相制御ポートに正電圧を出力し、Ｑ（又はＩ）ブランチの位相シフトを減少し、また、これに反しては、同様である。

位相不均衡と振幅不均衡を検出する場合、非特許文献１に開示された技術及び特許文献１に開示された技術が現在用いられている。両者は何れも、デジタル領域においてＩとＱの相関を計算する。位相不均衡が０であるときは、その相関も０であり、また、その相関は、位相不均衡と正比例する。非特許文献１には、フィードバックデジタル補償ループが用いられているが、特許文献１には、フィードフォワードデジタル補償方法が用いられている。また、非特許文献１には、ＩＱ振幅不均衡の観測と補償方法も提供されている。前記諸方法は、複雑なデジタル信号処理、例えば、複素数の乗算、二乗演算等を要する。あるシステム（例えば、光通信システム）の符号レートは非常に高く、例えば、３４Ｇｂｉｔ／ｓである。このような高速信号の下でのデジタル信号処理は非常に難しいので、前述した従来の電気通信システムの方法を適用することも非常に難しい。

また、アナログ信号に関しては、光通信システムの容量が４３Ｇｂｉｔ／ｓに達することが可能であるので、ＩとＱブランチの帯域幅が２０ＧＨｚ又はそれ以上に達することができる。よって、前記文献に開示されている方法をアナログ信号に直接適用する場合、関連部品である乗算器が約２０ＧＨｚの帯域幅を有することを要するが、このようなアナログ乗算器の実現は非常に困難である。
米国特許第6,917,031 B1号（Method For Quadrature Phase Angle Correction In A Coherent Receiver Of A Dual-polarization Optical Transport System） Digital Filter Equalization Of Analog Gain And Phase Mismatch In I-Q Receivers, Fred Harris, 5th IEEE International Conference On Universal Personal Communications, 1996

本発明の目的は、従来技術に存在する一つ又は複数の問題を解決するための位相不均衡観測装置、振幅不均衡観測装置及びそれらを用いる受信装置を提供することにある。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる位相不均衡観測装置が提供される。この位相不均衡観測装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対して前処理を行い、当該信号の相関関係に関する必須情報を抽出するための前処理ユニットと、抽出された必須情報に対して相関演算処理を行い、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との間の位相不均衡を求める相関演算ユニットとを含むことを特徴とする位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号が、デジタル信号であり、前記前処理ユニットが、前記Ｉ信号の符号を得るための第一符号獲得ユニット及び前記Ｑ信号の符号を得るための第二符号獲得ユニットを含み、前記相関演算ユニットは、得られた前記Ｉ信号の符号と前記Ｑ信号の符号に対して排他的論理和演算を行う排他的論理和ユニット及び前記排他的論理和ユニットの演算結果を平均化する平均器を含むことを特徴とする前記第一側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記Ｉ信号とＱ信号が、多重化信号であり、前記位相不均衡観測装置又は前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対して並列化を行うための並列化装置を更に含み、前記第一符号獲得ユニットと前記第二符号獲得ユニットが、それぞれ、並列化された信号のうち、少なくとも1並列信号のＩ信号とＱ信号の符号を得ることを特徴とする前記第二側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、光通信システムの受信装置であることを特徴とする前記第一側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記位相不均衡観測装置又は前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対してダウンサンプリングを行うためのダウンサンプリング装置を更に含み、前記第一符号獲得ユニットと前記第二符号獲得ユニットが、それぞれ、ダウンサンプリングされたＩ信号とＱ信号の符号を得ることを特徴とする前記第二側面又は前記第三側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記並列化装置が１：Ｎ直並列変換器であることを特徴とする前記第三側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記前処理ユニットが、前記Ｉ信号の帯域幅を減らすための第一信号帯域幅調整ユニット及び前記Ｑ信号の帯域幅を減らすための第二信号帯域幅調整ユニットを含み、前記相関演算ユニットが、シリアルに配列される乗算器と平均器であることを特徴とする前記第一側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面による位相不均衡観測装置は、前記第一信号帯域幅調整ユニットと前記第二信号帯域幅調整ユニットが、ローパスフィルター、ハイパスフィルター及びバンドパスフィルターのうち同一種類のものより構成されることを特徴する前記第七側面による位相不均衡観測装置である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる振幅不均衡観測装置が提供される。この振幅不均衡観測装置は、前記Ｉ信号の振幅の絶対値を得るための第一絶対値獲得ユニットと、前記Ｑ信号の振幅の絶対値を得るための第二絶対値獲得ユニットと、得られた前記Ｉ信号の振幅の絶対値と前記Ｑ信号の振幅の絶対値を比較する比較器と、前記比較器の比較結果を平均化する平均器とを含むことを特徴とする振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面による振幅不均衡観測装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号が、多重化信号であり、前記振幅不均衡観測装置又は前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対して並列化を行うための並列化装置を更に含み、前記第一絶対値獲得ユニットと前記第二絶対値獲得ユニットが、それぞれ、並列化された、又は、ダウンサンプリングされたＩ信号とＱ信号の振幅の絶対値を得ることを特徴とする前記第九側面による振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面による振幅不均衡観測装置は、前記振幅不均衡観測装置又は前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対してダウンサンプリングを行うためのダウンサンプリング装置を更に含み、前記第一絶対値獲得ユニットと前記第二絶対値獲得ユニットが、それぞれ、ダウンサンプリングされたＩ信号とＱ信号の振幅の絶対値を得ることを特徴とする前記第九側面又は前記第十側面による振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面による振幅不均衡観測装置は、前記並列化装置又はダウンサンプリング装置が１：Ｎ直並列変換器であり、そのうちＮが１より大きい正整数であることを特徴とする前記第十側面による振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面による振幅不均衡観測装置は、前記互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が、光通信システムの受信装置であることを特徴とする前記第九側面による振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる振幅不均衡観測装置が提供される。この振幅不均衡観測装置は、前記Ｉ信号のパワーを測定する第一パワー計量ユニットと、前記Ｑ信号のパワーを測定する第二パワー計量ユニットと、前記Ｉ信号のパワーと前記Ｑ信号のパワーとの差を算出する減算ユニットとを含むことを特徴とする振幅不均衡観測装置である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置が提供される。この装置は、前記第一ないし第八側面に記載の位相不均衡観測装置及び／又は前記第九ないし第十四側面に記載の振幅不均衡観測装置を含むことを特徴とする装置である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる位相不均衡観測方法が提供される。この位相不均衡観測方法は、前記Ｉ信号の符号を得るための第一符号獲得ステップと、前記Ｑ信号の符号を得るための第二符号獲得ステップと、得られた前記Ｉ信号の符号と前記Ｑ信号の符号に対して排他的論理和演算を行うための排他的論理和ステップと、前記排他的論理和ステップの演算結果を平均化するための平均ステップとを含むことを特徴とする位相不均衡観測方法。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる位相不均衡観測方法が提供される。この位相不均衡観測方法は、前記Ｉ信号の帯域幅を減らすための第一信号帯域幅調整ステップと、前記Ｑ信号の帯域幅を減らすための第二信号帯域幅調整ステップと、帯域幅が減らされたＩ信号とＱ信号に対して相関演算を行うための相関演算ステップとを含むことを特徴とする位相不均衡観測方法である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる振幅不均衡観測方法が提供される。この振幅不均衡観測方法は、前記Ｉ信号の振幅の絶対値を得るための第一絶対値獲得ステップと、前記Ｑ信号の振幅の絶対値を得るための第二絶対値獲得ステップと、得られた前記Ｉ信号の振幅の絶対値と前記Ｑ信号の振幅の絶対値を比較するための比較ステップと、前記比較ステップの比較結果を平均化するための平均ステップとを含むことを特徴とする振幅不均衡観測方法である。

本発明の一側面によれば、互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる振幅不均衡観測方法が提供される。この振幅不均衡観測方法は、前記Ｉ信号のパワーを測定するための第一パワー計量ステップと、前記Ｑ信号のパワーを測定するための第二パワー計量ステップと、前記Ｉ信号のパワーと前記Ｑ信号のパワーとの差を算出するための減算ステップとを含むことを特徴とする振幅不均衡観測方法。

本発明は、低速アナログ方式と簡易化デジタル方式を採用する。アナログ方式には、アナログ部品の帯域幅が信号の符号レートより遥かに小さくすることができる一方、デジタル方式には、ロジック演算部のみが含まれ、デジタル信号処理部が含まれない。これにより、本発明は、ハードウェアへの要求を下げることができ、また、高符号レートの光通信システムにより良く適用できる。

従来技術によるコヒーレント受信装置全体の構造を示す図である。本発明の一実施例によるコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、そのアナログ位相不均衡観測装置とアナログ振幅不均衡観測装置を示す。本発明の他の実施例によるコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、そのデジタル位相不均衡観測装置とデジタル振幅不均衡観測装置を示す。本発明の原理を説明するためのコンステレーション図である。本発明の他の実施例によるコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、その他のデジタル位相不均衡観測装置とその他のデジタル振幅不均衡観測装置を示す。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法のフローチャートを示す図である。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。本発明の位相不均衡観測装置方法と振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。本発明の他の実施例を示す図である。本発明の他の実施例を示す図である。本発明の他の実施例を示す図である。本発明の他の実施例を示す図である。

次に、添付した図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。なお、次に記載した同じ又は類似する部品は同じ符号で説明されるが、その重複した説明は省略される。

図２は、本発明の一実施例によるコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、そのアナログ位相不均衡観測装置とアナログ振幅不均衡観測装置を示す。図２に示す本発明の受信装置と図１に示す従来技術の受信装置との相違点は、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器の構造とＩ／Ｑ振幅不均衡観測器の構造が異なることにある。具体的には、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器１０７′により従来技術のＩ／Ｑ位相不均衡観測器１０７を置換し、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９′により従来技術のＩ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９を置換することにある。

なお、従来技術の受信装置の部分と同じ部分は、例示に過ぎず、本発明を制限するものではない。また、本発明の技術は、従来技術の受信装置の他の構造に適用することもできる。例えば、ＰＤ１０４と１０５は、従来技術のうちその他の光電気変換装置により置換されても良く、つまり、Ｉ信号とＱ信号を生成することさえできれば良い。また、例えば、制御部１０８と１１０は、図中に別々の部品として示されているが、一つの部品により実現されることもできる。

図２に示すように、本発明によるＩ／Ｑ位相不均衡観測器１０７′は、Ｉブランチに接続されるローパスフィルター２０１と、Ｑブランチに接続されるローパスフィルター２０２と、ローパスフィルター２０１と２０２の出力に対して乗算を行うための乗算器２０４と、乗算器２０４の乗算結果に対して平均を行うための平均器２０３とを含む。ローパフィルター２０１と２０２は、本発明の信号帯域限定装置に対応し、信号の帯域幅を減らすために用いられることにより、乗算器２０４が要する帯域幅を信号の帯域幅より遥かに小さくさせることができる。なお、本実施例では、ローパスフィルター２０１と２０２が採用されているが、本発明は、他のフィルターを採用して信号の帯域幅を減らすこともでき、例えば、バンドパスフィルター、ハイパスフィルターなどを採用することができる。また、乗算器と平均器は、本発明の相関演算部品に対応するが、本発明の相関演算部品は、周知の他のコヒーレント部品により実現されても良い。更に、ローパスフィルター２０１と２０２、及び、後述の符号関数部３０３と３０４（図３参照）は、本発明の前処理ユニットに対応し、それらが得た情報、例えば、正負符号情報、低周波数情報、高周波数情報などは、信号の相関関係に関する必須情報である。

次に、本実施例の原理、即ち、フィルタリングされた信号の相関がＩＱ位相不均衡と依然正比例することについて説明を行う。

ローパスフィルター２０１／２０２のパルスレスポンスがh(t)であるとすれば、フィルタリングされた信号の相関（即ち、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器１０７′の出力）は、数１に示すようである。

ここで、Ｉ′とＱ′は、位相不均衡を有する信号であり、それらの信号は、次のようになる。

ここで、φは位相不均衡である。

前記数１の第二項は、積分順序が変わった後に、次のようになる。

ＩとＱは独立的であり、且つ、多くの変調方式ではゼロ平均値であるため、

は０である。よって、前記第二項の積分は０となる。また、

は、ローフィルタリングされた後のＩ信号のパワーであり、それはほぼ定数であるため、フィルタリングされた信号の相関（即ち、Ｉ／Ｑ位相観測器１０７′の出力）は、∝sin(φ)である。つまり、ＩＱ位相不均衡と依然正比例する。

平均器２０３は、例えば、“Digital Communication, 3rd edition, John G. Proakis, McGraw-Hill Inc.”に述べられているように、フィードバック制御ループ技術のうち簡易化ローパスＲＣフィルター又はループフィルターにより実現されることができる。

制御部１０８は、前記ＩＱ位相不均衡観測部１０７′からの観測信号を制御信号に変換し、また、それを光９０度ハイブリッド回路１０２に伝送する。具体的には、観測信号が正である時に、制御部が光９０度ハイブリッド回路の位相制御ポートに正電圧を出力してＱブランチの位相シフトを増加し、これに反して、観測信号が負である時に、制御部が光９０度ハイブリッド回路の位相制御ポートに負電圧を出力してＱブランチの位相シフトを減少する。このようにすると、観測部１０７′、制御部１０８及び光９０度周波数混合部１０２は、フィードバック制御ループを構成し、制御器１０８は、商用ＰＩＤ制御ユニットであっても良いことが当業者にとって周知の事項である。また、図中にフィードバック方法により補償を行うことが示されるが、補償装置によりＩ又はＱブランチに対して補償を直接行うことも可能であり、これも当業者にとって周知の事項であるが、ハードウェアへの要求が比較的に高い。つまり、本実施例に開示されているフィードバックによる補償は、本発明を説明するための例示にすぎない。同様に、次に記載した、アナログ領域の振幅に対しての補償、及び、デジタル領域の位相と振幅に対しての補償は、フィードバック方法により実現されることができる他、直接補償方法により実現されることもできる。

図２は、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９′も示す。図２に示すように、それは、二つのパワーメーター２０５と２０６、及び、一つの減算器２０７を含む。パワーメーター２０５と２０６は、それぞれ、Ｉ信号とＱ信号のパワーを測定し、減算器２０７は、測定されたＩ信号のパワーとＱ信号のパワーの差を計算する。このパワーの差はＩブランチとＱブランチとの間の振幅不均衡とも正比例することが容易に証明できる。パワーメーター２０５と２０６は、商用ＶｒｍｓＩＣ（例えば、Analog Device社の製品）により簡単に実現されることができ、この商用ＶｒｍｓＩＣの出力電圧は、入力信号のＶｒｍｓ値、即ち、パワーの二乗演算根と正比例する。

制御部１１０は、ＩＱ振幅不均衡観測器１０９′からの観測信号を制御信号に変換し、また、それを光９０度周波数混合部１０２に伝送する。観測信号が正であるときに、光９０度周波数混合部１０２は、Ｑブランチの利得を増やし又はＩブランチの利得を減らす。これに反して、観測信号が負であるときに、光９０度ハイブリッド回路１０２は、Ｑブランチの利得を減らし又はＩブランチの利得を増やす。このようにして、観測器１０９′、制御部１１０と光９０度ハイブリッド回路１０２は、フィードバック制御ループを形成し、制御部１１０は、商用ＰＩＤ制御ユニットであっても良く、商用ＰＩＤ制御ユニットは、当業者にとって周知のものである。

図３は、本発明の他の実施例によるコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、そのデジタル位相不均衡観測装置とデジタル振幅不均衡観測装置を示す。図３に示す本発明の受信装置と図１に示す従来技術の受信装置との相違点は、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器の構造とＩ／Ｑ振幅不均衡観測器の構造が異なることにある。具体的には、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測器１０７′′により従来技術のＩ／Ｑ位相不均衡観測器１０７を置換し、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測器１０９′′により従来技術のＩ／Ｑ振幅観測器１０９を置換することにある。

図３において、受信装置は、更に、アナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）３０１と３０２を含む。ＩＱ位相不均衡観測器１０７′′は、二つの符号関数部３０３と３０４、一つの排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート３０５、及び、一つの平均器３０６を含む。ＡＤ変換器３０１と３０２は、アナログ信号であるＩ信号とＱ信号に対してサンプリングを行い、そして、サンプリングされた信号をデジタル信号に変換する。符号関数部３０３と３０４は、入力された信号（デジタル信号）の符号を得るために用いられる。デジタル領域において、符号関数部は、容易に実現される。例えば、符号ビットを得ることにより実現されることができる。それは、一つのロジック回路のみにより実現されることができる。ロジック値が１であるときに、ＸＯＲゲート３０５の出力電圧は１となり、ロジック値が０であるときに、ＸＯＲゲート３０５の出力電圧は−１となる。次に、このＩＱ位相不均衡観測器１０７の出力がＩＱ位相不均衡と依然正比例する原理について説明を行う。なお、本発明は、ＱＰＳＫ変調を例とするが、ＱＰＳＫに限定されない。

図４の（a）は、搬送波位相が復元され且つＩＱ不均衡が存在しないときの典型的ＱＰＳＫコンステレーションを示している。図３に示す受信装置の構造では、位相復元が分岐点３１１と３１２の後ろにある復元部１０６で行われる。結果として、ＩＱ分岐点３１１と３１２は、一般的には、残留する位相誤差を有する。この位相誤差は、搬送波のノイズによる可能性があり、搬送波とローカル発振器との間の周波数の差による可能性もある。よって、図４の（a）に示すコンステレーションが回転し、図４の（ｂ）に示すようになり、即ち、それは、円形であり、Ｉ＝０である軸及びＱ＝０である軸に対して対称的である。第一象限、第二象限、第三象限、第四象限（即ち、図４の（ｃ）の区域４０１、４０２、４０３、４０４）の曲線が等しい。負のＩＱ位相不均衡が存在するときに、即ち、φ＜０であるときに、円形が図４の（ｃ）に示す楕円形に変換され、この時は、対称性が崩れる。図示されているように、第一象限と第三象限（区域４０１と４０３）の曲線が短くなるが、第二象限と第四象限（区域４０２と４０４）の曲線が長くなる。点（Ｉ，Ｑ）が第一象限と第三象限に位置する時（この時は、Ｉ信号とＱ信号の符号が同じである）に、図３に示すＸＯＲゲート３０５の出力が−１（ロジック値が０）となるが、点（Ｉ，Ｑ）が第二象限と第四象限に位置する時（この時は、Ｉ信号とＱ信号の符号が異なる）に、Ｘ
ＯＲゲート３０５の出力が１（ロジック値が１）となる。よって、ＩＱ位相不均衡が負であるときに、平均器３０６の出力が正となり、位相不均衡が存在しないときに、第一象限ないし第四象限にある曲線が等しいので、平均器３０６の出力が０となる。最後に、１０７′′の出力とＩＱ位相不均衡の符号が互いに反しても、１０７′′の出力は、ＩＱ位相不均衡と正比例する。よって、１０７′′は、ＩＱ位相不均衡観測器として用いられることができる。

図３の１０９′′は、デジタルＩＱ振幅不均衡観測器を示す。それは、二つの絶対値関数部３０７と３０８、一つの比較器３０９及び一つの平均器３１０を含む。絶対値関数部３０７と３０８は、それぞれ、Ｉ信号とＱ信号の振幅の絶対値を計算する。デジタル信号に関しては、絶対値関数部は、論理装置、例えば、絶対値計算部により実現されることができる。比較器も論理装置である。絶対値関数部３０７の出力が絶対値関数部３０８の出力より大きくなる時に、比較器は１を出力し、絶対値関数部３０７の出力が絶対値関数部２０８の出力以下になるときに、比較器は−１を出力する。

図４の（ｄ）に示すように、正の振幅不均衡が存在するときに、即ち、Ｉブランチの振幅がＱブランチの振幅より大きいときに、コンステレーションは、対称的な円形から楕円形になる。｜Ｉ｜＝｜Ｑ｜であるときの直線４０５と４０６は、Ｉ−Ｑ平面全体を４つの区域４０７、４０８、４０９及び４１０に分割する。点が区域４０８、４１０に位置する時に、｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜である。点が区域４０７、４０９に位置する時に、｜Ｉ｜＜｜Ｑ｜である。比較器３０９の原理によれば、点が区域４０８と４１０に位置する時に、出力が１であり、点が区域４０７と４０９に位置する時に、出力が−１である。結果として、図示するような、正の振幅不均衡が存在する場合、比較器３０９が生成した１は、−１より多い。よって、平均器３１０の出力は正である。振幅不均衡が存在しない場合、曲線は、区域４０７、４０８、４０９、４１０に均一に位置するので、平均器３１０の出力は０である。最後に、監視測器１０９′′の出力は、ＩＱ振幅不均衡の程度と正比例するので、監視測器１０９′′は、ＩＱ振幅不均衡観測器として用いられることができる。

平均器３１０、制御器１１０及びＩＱ振幅不均衡フィードバック制御回路の実現は、図２に示すような実現方法と同様である。

図５は、本発明の他の実施例によりコヒーレント受信装置を示す図であり、具体的には、その他のデジタル位相不均衡観測装置と他のデジタル振幅不均衡観測装置を示す。図５に示すデジタルＩＱ位相／振幅不均衡観測器／補償器は、ハードウェアへの要求が低い。図３に示すＩＱ位相／振幅不均衡観測器／補償器に比べ、その相違点は、二つの並列化装置又は並列化ユニット（例えば、１：Ｎ直並列変換器）５０１と５０２が、高速データ信号に対しての並列化を行うために用いられ、並列化された信号５１１と５１２の速度が、３１１と３１２の速度の１／Ｎ（Ｎは１より大きい正整数）である。Ｉ／Ｑ位相観測器１０７′′と振幅観測器１０９′′の出力信号は、並列化された信号５１１と５１２であるので、部品５０３〜５１０の速度は、図３に示す３０３〜３１０よりＮ倍低くなる。これは、ハードウェアへの要求を大きく抑制する。図５における他の部分は、図３と同じである。なお、図５における部品５０３〜５１０は、図３における部品３０３〜３１０に対応し、ハードウェアへの要求が低いだけであるので、ここでは、それらについての更なる説明を省略する。また、図中に並列化ユニット５０１と５０２がＩ／Ｑ位相不均衡観測ユニット及びＩ／Ｑ振幅不均衡観測ユニットと別々に設置されるが、それらは、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測ユニット及びＩ／Ｑ振幅不均衡観測ユニットにそれぞれ含まれても良い。また、本発明は、ダウンサンプリング装置（例えば、１／Ｎダウンサンプリング装置）を含んでも良い。ダウンサンプリング装置は、多重化されたＩ信号とＱ信号に対しても良いが、多重化されていないＩ信号とＱ信号に対しても良い。多重化されたＩ信号とＱ信号に対する場合、それは、並列化ユニットにより並列化されたＩ信号とＱ信号に対しても良いが、並列化されていないＩ信号とＱ信号に対して良い。つまり、ダウンサンプリング装置は、前記並列化ユニットの代わりに用いられることがでるが、前記並列化ユニットと共に用いられることができる。前記並列化ユニットと共に用いられる時に、それらの処理順序には制限がない。即ち、並列化した後にダウンサンプリングを行っても良いし、ダウンサンプリングした後に並列化を行っても良い。また、並列化装置とダウンサンプリング装置は、図２に示す受信装置に用いられても良い。

図６は、本発明の実施例によるアナログＩＱ位相不均衡観測方法のフローチャートを示す図である。図６に示すように、本発明のアナログＩＱ位相不均衡観測方法では、まず、ステップ６０１においてＩブランチとＱブランチの信号の帯域幅を減らすことを行う。これは、例えば、ＩブランチとＱブランチに接続されるローパスフィルター、バンドパスフィルター、ハイパスフィルター及びその他の周知の帯域幅調整装置により実現されることができる。一実施例では、ローパスフィルターにより実現される。次に、ステップ６０２において、帯域幅が減らされた信号に対して相関演算処理を行い、この相関演算処理は、例えば、順に接続される乗算器と平均器により実現されることができるが、その他の周知の相関演算装置により実現されることもできる。

図７は、本発明の実施例によるデジタルＩＱ位相不均衡観測方法のフローチャートを示す図である。図７に示すように、本発明のデジタルＩＱ位相不均衡観測方法では、まず、ステップ７０１において、ＩブランチとＱブランチのデジタル信号の符号をそれぞれ獲得する。これは、例えば、ＩブランチとＱブランチに接続される符号機能ユニットにより実現されることができる。次に、ステップ７０２において、図３に示すようなＸＯＲゲート３０５により、得られたＩ信号とＱ信号の符号に対して排他的論理和を行う。最後に、ステップ７０３において、排他的論理和による結果に対して平均を行う。

図８は、本発明の実施例によるデジタルＩＱ位相不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。図８のフローチャートと図７のフローチャートとの相違点は、図８のフローチャートに並列化及び／又はダウンサンプリングを行うステップ８０１を追加することにある。その他のステップは、図７と同じであるので、ここでは、その説明を省略する。

図９は、本発明の実施例によるアナログＩＱ振幅不均衡観測方法のフローチャートを示す図である。図９に示すように、本発明のアナログＩＱ振幅不均衡観測方法では、まず、ステップ９０１において、ＩブランチとＱブランチの信号に対してパワー測定を行う。これは、例えば、ＩブランチとＱブランチに接続されるパワーメーターにより実現されることができる。次に、ステップ９０２において、測定されたパワーの差を計算し、これにより、振幅不均衡の監視と測定を実現する。

図１０は、本発明の実施例によりデジタルＩＱ振幅不均衡観測方法のフローチャートを示す図である。図１０に示すように、本発明のデジタルＩＱ振幅不均衡観測方法では、まず、ステップ１００１において、ＩブランチとＱブランチのデジタル信号の振幅の絶対値をそれぞれ獲得する。これは、例えば、ＩブランチとＱブランチに接続される絶対値ユニットにより実現されることができる。次に、ステップ１００２において、図３に示すような比較器により、得られたＩ信号とＱ信号の振幅の絶対値に対して比較を行う。最後に、ステップ１００３において、比較された結果に対して平均を行う。

図１１は、本発明の実施例によるデジタルＩＱ振幅不均衡観測方法の他のフローチャートを示す図である。図１１のフローチャートと図１０のフローチャートとの相違点は、図１１のフローチャートに並列化及び／又はダウンサンプリングを行うステップ１１０１を追加することにある。その他のステップは、図１０と同様であるので、ここでは、その説明を省略する。

図１２ないし図１５は、本発明の受信装置の他の実施例を示す図である。図１２と図１３に示すように、本発明の実施例によれば、受信装置は、本発明のＩ／Ｑ位相不均衡観測装置１０７′又は１０７′′のみを含んで、本発明のＩ／Ｑ振幅不均衡観測装置１０９′又は１０９′′を含まなくても良い。また、従来技術のＩ／Ｑ振幅不均衡観測装置１０９を採用しても良く、或いは、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測装置を一切含まなくても良い。図１４と図１５に示すように、本発明の実施例によれば、受信装置は、本発明のＩ／Ｑ振幅不均衡観測装置１０９′又は１０９′′のみを含んで、本発明のＩ／Ｑ位相不均衡観測装置１０７′又は１０７′′を含まなくても良い。また、従来技術のＩ／Ｑ位相不均衡観測装置１０７を採用しても良く、或いは、Ｉ／Ｑ位相不均衡観測装置を一切含まなくてもよい。

なお、前述したように、本発明は、光通信システムの受信装置についての説明を行うが、本発明は、互いに直交する信号間の不均衡を観測する必要の装置、例えば、無線通信システムなどに応用されても良い。また、Ｉ信号とＱ信号は、広義には、直交する二つの信号として理解されても良い。

また、前述した本発明のＩ／Ｑ位相不均衡観測装置、Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測装置及び受信装置の実施例は、単に本発明を説明するためのみのものであり、本発明を制限するものではない。

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこの実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の技術的範囲に属する。

１０１光入力
１０２光９０度周波数混合部
１０３ローカル発振器
１０４、１０５ＰＤ
１０６復元部
１０７Ｉ／Ｑ位相不均衡観測部
１０８制御部
１０９Ｉ／Ｑ振幅不均衡観測部
１１０制御部
２０１、２０２ローパスフィルター
２０３平均器
２０４比較器
２０５、２０６パワーメーター
２０７減算器
３０１、３０２ＡＤＣ
３０３、３０４符号関数部
３０５ＸＯＲゲート
３０６、３１０平均器
３０７、３０８絶対値関数部
３０９比較器
５０１、５０２１：Ｎ直並列変換器
５０３、５０４符号関数部
５０５ＸＯＲゲート
５０６、５１０平均器
５０７、５０８絶対値関数部
５０９比較器

Claims

互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる位相不均衡観測装置であって、
前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対して前処理を行い、当該信号の相関関係に関する必須情報を抽出するための前処理ユニットと、
抽出された前記必須情報に対して相関演算処理を行い、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号との間の位相不均衡を求める相関演算ユニットと、
を含み、
前記Ｉ信号と前記Ｑ信号は、デジタル信号であり、
前記前処理ユニットは、
前記Ｉ信号の符号を得るための第一符号獲得ユニットと、
前記Ｑ信号の符号を得るための第二符号獲得ユニットと、
を含み、
前記相関演算ユニットは、
得られた前記Ｉ信号の符号と前記Ｑ信号の符号に対して排他的論理和演算を行う排他的論理和ユニットと、
前記排他的論理和ユニットの演算結果を平均化する平均器と、
を含む、位相不均衡観測装置。
前記Ｉ信号とＱ信号は、多重化信号であり、
前記位相不均衡観測装置又は互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号を並列化する並列化装置を更に含み、
前記第一符号獲得ユニットと前記第二符号獲得ユニットは、それぞれ、並列化された前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の符号を得る、請求項１に記載の位相不均衡観測装置。
互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、光通信システムの受信装置である、請求項１に記載の位相不均衡観測装置。
前記位相不均衡観測装置又は互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対してダウンサンプリングを行うためのダウンサンプリング装置を更に含み、
前記第一符号獲得ユニットと前記第二符号獲得ユニットは、それぞれ、ダウンサンプリングされた前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の符号を得る、請求項１又は請求項２に記載の位相不均衡観測装置。
前記Ｉ信号とＱ信号は、位相同期処理後の信号である、請求項１ないし４の何れかに記載の位相不均衡観測装置
互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置に用いられる振幅不均衡観測装置であって、
前記Ｉ信号の振幅の絶対値を得るための第一絶対値獲得ユニットと、
前記Ｑ信号の振幅の絶対値を得るための第二絶対値獲得ユニットと、
得られた前記Ｉ信号の振幅の絶対値と前記Ｑ信号の振幅の絶対値を比較する比較器と、
前記比較器の比較結果を平均化する平均器と、
を含む、振幅不均衡観測装置。
前記Ｉ信号と前記Ｑ信号は、多重化信号であり、
前記振幅不均衡観測装置又は互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号を並列化する並列化装置を更に含み、
前記第一絶対値獲得ユニットと前記第二絶対値獲得ユニットは、それぞれ、並列化された前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の振幅の絶対値を得る、請求項５に記載の振幅不均衡観測装置。
前記振幅不均衡観測装置又は互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号に対してダウンサンプリングを行うためのアンダーサンプリング装置を更に含み、
前記第一絶対値獲得ユニットと前記第二絶対値獲得ユニットは、それぞれ、ダウンサンプリングされた前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の振幅の絶対値を得る、請求項６または請求項７に記載の振幅不均衡観測装置。
互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある前記装置は、光通信システムの受信装置である、請求項６に記載の振幅不均衡観測装置。
前記Ｉ信号とＱ信号は、位相同期処理後の信号である、請求項６ないし９の何れかに記載の振幅不均衡観測装置。
互いに直交するＩ信号とＱ信号との間の不均衡を観測する必要がある装置であって、
請求項１ないし５の何れかに記載の位相不均衡観測装置及び／又は請求項６ないし１０の何れかに記載の振幅不均衡観測装置を含む、装置。