JP2014072997A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流センサの異常を検出可能であり、交流電動機の制御の精度を向上可能な交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】回転数算出部５１にて、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを算出し、回転数判定部５２にて、回転数Ｎが所定の判定値Ｘ以下であるか否かを判定する。電流選択部３５では、回転数Ｎが判定値Ｘ以下であると判定された場合、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに基づいて電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出する２相制御モードとする。また、回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判定された場合、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づいて電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出するとともに制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードとする。これにより、電流センサ１２、１３の異常を検出可能であり、交流電動機２の制御の精度を向上可能である。
【選択図】 図３

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを１相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの３相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている（例えば特許文献１参照）。また、１相のみの電流検出値に基づいて電動機の制御を行う技術としては、例えば特許文献２のように、電流検出器間のゲイン誤差を要因とする３相不均衡によるトルクリプルを防ぐべく、１相の電流値に基づく理想的な交流波形を得てモータ制御を行うものもある。

特開２００４−１５９３９１号公報 特許第４９４２４２５号公報

特許文献２では、理想的には各相の交流波形が１２０°ずつ位相のずれた状態であることに基づき、理想的な交流波形に合うように１相の電流値を単に１２０°遅らせて他相の電流値を推定している。このような方法では、本来、ベクトル制御に必要な二次元量（例えばｄ軸電流およびｑ軸電流）を正確に制御することはできない。

また特許文献１では、１相の電流センサの検出値に係数を乗じて他相の電流を推定しているが、ロック状態に限らず検出値が０となる状態では全ての相の電流が０になってしまう。また、３相交流電流を理想的な正弦波とおいて位相と係数を導出するため実際の電流を反映した推定値になっていない。

例えばハイブリッド車両や電気自動車の主機モータ等のように、高速、高精度での制御が必要なシステムにおいて精度よくベクトル制御を行うためには、検出される１相の電流検出値に加え、残りの１次元分を補う補正が必要である。そのためには、交流電動機の回転に同期して変化する情報を用いることで２次元量を精度よく推定することが考えられる。このとき、交流電動機の回転数が小さいと、回転に同期して変化する情報の変化が小さく、電流推定精度が悪化する虞がある。

電流推定精度が悪化すると、交流電動機に異常な電流が通電され、異常なトルクが発生する虞がある。異常なトルクが発生すると、例えば交流電動機をハイブリッド車両や電動自動車に搭載した場合、ドライバビリティ（以下、「ドラビリ」という。）が悪化してしまう。ここで、異常な電流とは、過小電流および過大電流を含むものとする。また、異常なトルクとは、過小電流による過小トルクおよび過大電流による過大トルクを含むものとする。

例えば交流電動機をハイブリッド車両や電気自動車の主機に適用した場合、過小電流となると、所望のトルクが発生しないため、ユーザによりアクセルペダルが必要以上に踏み込まれてしまったり、電流推定精度が改善したときに急にトルクが発生することにより急発進してしまったりする虞がある。
また、過大電流が通電されると、交流電動機の制御装置に用いられる各種の素子の発熱や故障が生じる虞がある。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流センサの異常を検出可能であり、交流電動機の制御の精度を向上可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

請求項１に記載の発明の交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される３相の交流電動機の駆動を制御するものであり、制御相電流取得手段と、監視相電流取得手段と、回転角取得手段と、電流算出手段と、電流推定手段と、電圧指令値算出手段と、他相電流推定手段と、異常検出手段と、切替手段と、回転数算出手段と、回転数判定手段と、を備える。

制御相電流取得手段は、交流電動機のいずれか１相である制御相に設けられる制御相電流センサから制御相電流検出値を取得する。監視相電流取得手段は、交流電動機の制御相とは異なる１相である監視相に設けられる監視相電流センサから監視相電流検出値を取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。

電流算出手段は、制御相電流検出値、監視相電流検出値および回転角検出値に基づき、２相制御電流値を算出する。
電流推定手段は、制御相電流検出値および回転角検出値に基づく制御用１相電流推定値を算出する。詳細には、前回の演算で算出された制御用１相電流推定値の制御相の成分である電流基準値と制御相電流検出値とに基づいて算出される補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより、制御用１相電流推定値を算出する。

電圧指令値算出手段は、フィードバックされる２相制御電流値または制御用１相電流推定値に基づき、インバータに印加される電圧に係る電圧指令値を算出する。
他相電流推定手段は、制御相電流検出値と回転角検出値とに基づいて推定される監視相電流推定値、および、監視相電流検出値と回転角検出値とに基づいて推定される制御相電流推定値の少なくとも一方を算出する。

異常検出手段は、監視相電流推定値と監視相電流検出値とを比較した第１比較結果、および、制御相電流推定値と制御相電流検出値とを比較した第２比較結果の少なくとも一方に基づき、制御相電流センサおよび監視相電流センサの少なくとも一方に異常が生じていることを検出する。

切替手段は、２相制御電流値に基づいて電圧指令値を算出する２相制御モードと、制御用１相電流推定値に基づいて電圧指令値を算出するとともに異常検出手段による異常検出を行う１相制御モードと、を切り替える。
回転数算出手段は、回転角検出値に基づき、交流電動機の回転数を算出する。回転数判定手段は、回転数が所定の判定値以下であるか否かを判定する。
本発明では、切替手段は、回転数が判定値以下であると判定された場合、２相制御モードとし、回転数が判定値より大きいと判定された場合、１相制御モードとする。

請求項４に記載の発明の交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される３相の交流電動機の駆動を制御するものであり、制御相電流取得手段と、監視相電流取得手段と、回転角取得手段と、電流算出手段と、電流推定手段と、電圧指令値算出手段と、他相電流推定手段と、切替手段と、異常検出手段と、回転数算出手段と、を備える。

制御相電流取得手段は、交流電動機のいずれか１相である制御相に設けられる制御相電流センサから制御相電流検出値を取得する。監視相電流取得手段は、交流電動機の制御相とは異なる１相である監視相に設けられる監視相電流センサから監視相電流検出値を取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。

電流算出手段は、制御相電流検出値、監視相電流検出値および回転角検出値に基づき、２相制御電流値を算出する。
電流推定手段は、制御相電流検出値、回転角検出値、および、交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づき、制御用１相電流推定値を算出する。

電圧指令値算出手段は、フィードバックされる２相制御電流値または制御用１相電流推定値に基づき、インバータに印加される電圧に係る電圧指令値を算出する。
他相電流推定手段は、制御相電流検出値と回転角検出値とに基づいて推定される監視相電流推定値、および、監視相電流検出値と回転角検出値とに基づいて推定される制御相電流推定値の少なくとも一方を算出する。

異常検出手段は、監視相電流推定値と監視相電流検出値とを比較した第１比較結果、および、制御相電流推定値と制御相電流検出値とを比較した第２比較結果の少なくとも一方に基づき、制御相電流センサおよび監視相電流センサの少なくとも一方に異常が生じていることを検出する。

切替手段は、２相制御電流値に基づいて電圧指令値を算出する２相制御モードと、制御用１相電流推定値に基づいて電圧指令値を算出するとともに異常検出手段による異常検出を行う１相制御モードと、を切り替える。
回転数算出手段は、回転角検出値に基づき、交流電動機の回転数を算出する。回転数判定手段は、回転数が所定の判定値以下であるか否かを判定する。
本発明では、切替手段は、回転数が判定値以下であると判定された場合、２相制御モードとし、回転数が判定値より大きいと判定された場合、１相制御モードとする。

請求項１に記載の発明、および、請求項４に記載の発明では、電流センサを３相のうちの２相に設けている。そして、回転数が判定値以下である場合、２相制御モードにて２相の電流検出値に基づく２相制御電流値を用いて高速かつ高精度に電流フィードバック制御を行っている。一方、回転数が判定値より大きい場合、１相制御モードとしている。

ここで、交流電動機の駆動を制御するための電流センサ（以下、「制御用の電流センサ」という。）と、電流センサの異常を検出するための電流センサ（以下、「監視用の電流センサ」という。）は、明確に区別されなければならない。なぜなら、電流検出値が所望の正弦波電流に一致するように高速にフィードバック制御されるシステム（例えば電動車両の主機モータ）においては、制御用の電流センサによって検出された電流検出値は、全て所望の正弦波電流になるように精密に制御され、制御用電流センサの電流検出値を電流センサの異常を検出に用いると、あたかも電流センサに異常がないように見えてしまうことが起こり得る。これを「電流フィードバックの干渉」と称する。電流フィードバックの干渉を防止するには、少なくとも電流センサの異常を検出する際には、監視用の電流センサを電流フィードバックループから完全に独立させる必要があり、そのために交流電動機の駆動を制御するための制御用の電流センサと電流センサの異常を検出するための監視用の電流センサとを明確に区別する必要がある。

本発明では、１相制御モードにおいては、監視相電流検出値を電流フィードバック制御に用いず、制御用１相電流推定値を用いて電流フィードバック制御を行うことで、監視相電流検出値への電流フィードバック制御の干渉を防いだ上で電流センサの異常を検出するようにしている。また本発明では、推定値と検出値との比較結果に基づいて電流センサの異常検出を行っている。ここで、比較する検出値または推定値の一方は、電流フィードバック制御に用いていない監視相電流検出値そのもの、または、監視相電流検出値に基づく推定値であり、電流フィードバック制御の干渉を受けないので、適切に電流センサの異常を検出することができる。

請求項１に記載の発明では、電流推定手段は、補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより制御用１相電流推定値を算出している。また請求項４に記載の発明では、電流推定手段は、制御相電流検出値および回転角検出値に加え、電流指令値を用いて１相制御電流推定値を算出している。

このように、請求項１に記載の発明では、交流電動機の回転に伴って変化する情報として、補正ベクトルを用いている。また、請求項４に記載の発明では、交流電動機の回転に伴って変化する情報として、例えば電流指令値と制御用１相電流推定値との偏差を用いることができる。このように、交流電動機の回転に伴って変化する情報を用いて制御用１相電流推定値を算出しているので、制御相電流検出値に加え、残りの１次元分を補い、２次元量を精度よく推定し、２次元上のベクトル制御を高精度に行うことができる。
ここで、交流電動機の回転数が小さいと、回転に同期して変化する情報である補正ベクトル、或いは、電流指令値と１相制御電流推定値との偏差の変化量が小さいため、制御性が悪化する虞がある。

そこで、請求項１に記載の発明、および、請求項４に記載の発明では、制御用１相電流推定値の推定精度が悪化する虞のある低回転時には、制御用１相電流推定値を用いず、制御相電流検出値および監視相電流検出値を用いて実電流値である２相制御電流値を算出し、２相制御電流値に基づいて算出される電圧指令値に基づいて交流電動機を制御する。これにより、低回転時における交流電動機の制御性の悪化を防ぐことができ、異常な電流が通電されることによる異常なトルクの発生や、制御装置を構成する各種素子の発熱や故障の発生を抑制することができる。また、交流電動機をハイブリッド車両や電気自動車の主機に用いた場合、異常なトルクの発生によるドラビリの悪化や、過小電流となることにより所望のトルクが発生せず、ユーザによりアクセルペダルが必要以上に踏み込まれることや、電流推定精度が改善したときに急にトルクが発生することによる急発進を防ぐことができる。

本発明の第１実施形態の電動機駆動システムの構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態の電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による電流推定を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電流推定を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態において回転数が大きい場合の電流推定を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態において回転数が小さい場合の電流推定を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態の電流フィードバック制御処理を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態の回転数とモードの切り替えを説明する説明図である。 本発明の第２実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態の電流フィードバック制御処理を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態の電流フィードバック制御処理を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態による電流推定部の構成を説明するブロック図である。 本発明の第４実施形態による電流推定を説明する説明図である。 本発明の第５実施形態による電流推定方法を説明する説明図である。 本発明の第６実施形態による電流推定部の構成を説明するブロック図である。

以下、本発明による交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による交流電動機２の制御装置としての電動機制御装置１０は、電動車両を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、および、電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、３相永久磁石式同期モータである。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えるハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、エンジン３により駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータである。

交流電動機２は、ギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動により生じるトルクは、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１１（図２参照）と接続され、インバータ１１を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、および、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。また、車両制御回路９では、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１１および制御部１５を備える。
インバータ１１には、交流電動機２の駆動状態や車両要求等に応じて、直流電源８の直流電圧を図示しない昇圧コンバータにより昇圧したシステム電圧ＶＨが印加される。また、インバータ１１は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、制御部１５の逆ｄｑ変換部２３から出力される電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に基づいてオン／オフが制御される。これにより、インバータ１１は、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１１により生成された３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。

ここで、交流電動機２の駆動制御について説明する。電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎおよび車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、または、「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎおよびトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１１は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。

一方、回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１１は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

制御相電流センサ１２は、交流電動機２のいずれか１相に設けられる。本実施形態では、制御相電流センサ１２は、Ｗ相に設けられる。すなわち、本実施形態ではＷ相が「制御相」に対応する。制御相電流センサ１２は、制御相であるＷ相に通電される制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。
監視相電流センサ１３は、交流電動機２の制御相とは異なる１相に設けられる。本実施形態では、監視相電流センサ１３は、Ｖ相に設けられる。すなわち、本実施形態ではＶ相が「監視相」に対応する。監視相電流センサ１３は、監視相であるＶ相に通電される監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。

本実施形態では、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３は、該当する相に印加される電圧を検出し、電圧に基づいて電流を検出しているが、制御部１５により制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得可能であれば、どのような構成であってもよい。また、本実施形態では、制御相をＷ相とし、監視相をＶ相としているが、制御相および監視相が異なる相であれば、どの相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出される電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎ（以下適宜、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。）が算出される。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバである。その他、回転角センサ１４は、ロータリエンコーダ等、他種のセンサでもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

図３に示すように、制御部１５は、電流指令値演算部２１、ＰＩ演算部２２、逆ｄｑ変換部２３、２相制御電流算出部３１、電流推定部３２、電流選択部３５、制御相電流推定部４１、制御相電流比較部４２、監視相電流比較部４３、異常判定部４５、回転数算出部５１、および、回転数判定部５２を有する。

電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得されるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標として設定される回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算されるが、数式等から演算するように構成してもよい。

ＰＩ演算部２２は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。詳細には、電流選択部３５からフィードバックされるｄ軸電流値ｉｄまたはｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流値ｉｄまたはｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとの差を０に収束させるようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*をＰＩ演算により算出する。同様に、電流選択部３５からフィードバックされるｑ軸電流値ｉｑまたはｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流値ｉｑまたはｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとの差を０に収束させるようにｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。

逆ｄｑ変換部２３では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。
そして、インバータ１１のスイッチング素子は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に基づいてオン／オフされる。これにより、インバータ１１により３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧が交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。本実施形態では、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが「印加電圧」に対応する。

２相制御電流算出部３１では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ変換によりｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑを算出する。２相制御電流算出部３１では、２相の電流検出値である制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づいてｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを算出している。したがって、ここで算出されるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑは、実電流値である。
ここで、ｄｑ変換の一般式を式（１）に示す。

また、キルヒホッフの法則（式（２）参照）より算出される式（３）を、上記式（１）に代入すると、式（４）が得られる。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（２）
ｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ ・・・（３）

式（４）に示すように、３相のうちの２相の電流値がわかれば、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑを算出可能であるので、他の相（本実施形態ではＵ相）の電流値を算出する必要はない。

電流推定部３２は、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ、および、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出する。

すなわち、電流推定部３２では、１相の制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを推定している。図５に示すように、２相の電流検出値である制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いれば、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを直接算出可能である。しかしながら１相の制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する場合、誤差ベクトルΔｉｅのＷ相成分である制御相推定誤差Δｉｗは算出可能であるものの、Ｗ相に直交する成分のβ軸推定誤差Δｉβは算出できない。

そこで本実施形態では、回転座標系であるｄｑ軸平面上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、制御相推定誤差Δｉｗを積算してｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近させることにより、１相の制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて精度よくｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。

図４に示すように、電流推定部３２は、電流基準値算出部３２１、減算器３２２、ゲイン補正部３２３、制御相方向補正値算出部３２４、減算器３２５、他相電流推定部３２６、および、遅延素子３２７を有する。ここで、今回入力される電流検出値に基づく電流推定処理を第ｎ回目の処理とし、入力されるＷ相の電流検出値を「ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）」、電気角を「θｅ（ｎ）」とし、この処理によって得られる電流推定値を「ｉ＃＿ｅｓｔ（ｎ）」（ただし、＃は、ｄ、ｑ、ｕ、ｖ、ｗ）のように表す。

電流基準値算出部３２１には、前回の演算で算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）が入力される。電流基準値算出部３２１では、前回の演算で算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）を、電気角θｅ（ｎ）を用いて逆ｄｑ変換し、制御相成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆを算出する。

減算器３２２では、電流基準値ｉｗ＿ｂｆと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）との差分である制御相推定誤差Δｉｗを算出する。
ゲイン補正部３２３では、制御相推定誤差ΔｉｗにゲインＫを乗じ、補正後誤差ＫΔｉｗを算出する。なお、ゲインＫは、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに設けられたローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という。）の役割をなすものでありｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの変化を緩やかにするものである（詳細は後述）。Ｋの値は、そのＬＰＦの所望の時定数間の処理回数（時定数÷処理周期）をＫｌｐｆとすると、１／Ｋｌｐｆで表され、０＜Ｋ＜１の範囲となる。

制御相方向補正値算出部３２４では、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、補正後誤差ＫΔｉｗをｄｑ変換し、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を算出する。本実施形態では、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）が「補正ベクトル」に対応する。以下、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）をベクトルとして扱う場合、適宜「補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）」ということにする。

減算器３２５では、遅延素子３２７を経由してフィードバックされた前回のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）、および、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を算出する。なお、減算器３２５にて制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を前回のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対して減算することが「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。
また、算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）は、遅延素子３２７を経由して電流基準値算出部３２１へフィードバックされる。

他相電流推定部３２６では、電気角θｅ（ｎ）に基づき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を逆ｄｑ変換し、３相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｗ＿ｅｓｔ（ｎ）を算出する。なお、必要に応じ、例えばＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）のみを算出する、といった具合に、必要な相のみを演算するようにしてもよい。本実施形態では、監視相であるＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）のみが算出される。

ここで、電流推定部３２における演算を表した漸化式を式（５）に示す。ただし、式中のθｗ（ｎ）＝θｅ（ｎ）＋１２０°である。また、式中のＫｃｏｓ（θｗ（ｎ））Δｉｗがｄ軸制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応し、−Ｋｓｉｎ（θｗ（ｎ））Δｉｗがｑ軸制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応する。

式（５）に示す漸化式をベクトル図で表現すると、図６（ａ）のようになる。ここで、本実施形態では、ゲインＫを０＜Ｋ＜１となるように設定しているので、図６（ｂ）に示すように、回転座標系であるｄｑ軸平面上において、Ｗ相軸が相対的に回転することを利用し、矢印ＹＩで示す補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算していくことにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔをｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近させている。これにより、制御相１相の電流検出値に基づき、精度よく電流推定を行うことができる。

ここで、ゲインＫは、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔがｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近する速度を律するためのフィルタ要素である。また、ゲインＫが大きすぎると、すなわち１に比較的近い値であると、誤差ベクトルΔｉｅ（図５参照）とＷ相軸とが直交に近くなってしまい、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを中心とする円周方向に動き、渦を描いてしまうため、漸近しにくくなってしまう。このような点を考慮し、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近しやすいようなゲインＫを０＜Ｋ＜１の範囲で適宜設定可能である。

図３に戻り、電流選択部３５では、ＰＩ演算部２２にフィードバックする電流値を、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑにするか、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔにするかを選択する。本実施形態では、電流選択部３５からＰＩ演算部２２にフィードバックする電流値を回転数Ｎに応じて切り替える。フィードバックする電流値の切替の詳細については後述する。なお、以下適宜、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑをＰＩ演算部２２にフィードバックして交流電動機２を制御することを「２相制御」といい、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをＰＩ演算部２２にフィードバックして交流電動機２を制御することを「１相制御」という。

制御相電流推定部４１では、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。制御相電流推定部４１における演算は、電流推定部３２と同様である。補足しておくと、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに替えて監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用い、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づいて算出されるｄｑ軸電流推定値が「監視用１相電流検出値」に対応し、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づいて算出されるｄｑ軸電流推定値の監視相の成分が監視相電流基準値ｉｖ＿ｂｆであり、監視相電流基準値ｉｖ＿ｂｆにゲインＫを乗じた値であるＫΔｉｖをｄｑ変換にて算出される監視相方向補正値が「監視相補正ベクトル」に対応することになる。

制御相電流比較部４２では、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを比較する。具体的には、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差をＬＰＦ処理した値である制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆを算出する。この制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆが「第２比較結果」に対応する。

監視相電流比較部４３では、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとを比較する。具体的には、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差をＬＰＦ処理した値である監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆ算出する。この監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆが「第１比較結果」に対応する。

ここで、各差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、Δｉｖ＿ｒｅｆに関し、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差、および、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差に対し、単純にＬＰＦ処理をすると、ゲイン誤差のような、偏差が正負に現われて平均するとゼロになってしまう場合を検出できない。この点に注目すれば、ＬＰＦ処理を行わなくてもよい。ただし、ノイズや瞬間的な外乱要因により値が急変した場合に誤検出の恐れがあるので、適切なフィルタをかけることが望ましい。さらには、電流の電気周波数とフィルタの時定数によっては、ゲイン誤差のような、偏差が正負に現われて平均すると見かけ上誤差が小さくなってしまう場合も検出できるように絶対値をとるとさらに良い。

異常判定部４５では、差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、Δｉｖ＿ｒｅｆに基づき、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常を検出する。本実施形態では、差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、Δｉｖ＿ｒｅｆの少なくとも一方が異常判定閾値Ｒより大きい場合、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判定する。制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判定された場合、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じている旨の情報を車両制御回路９へ通知し、電動機制御装置１０による交流電動機２の駆動を停止する。

ところで、図６で説明したように、電流推定部３２では、回転座標系であるｄｑ軸平面上において、Ｗ相軸が相対的に回転することを利用し、矢印ＹＩで示す補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算していくことにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔをｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近させている。

ここで、図７および図８では、（ａ）→（ｂ）→（ｃ）のように、ｄｑ軸平面上にてＷ相軸が回転していく様子を説明している。
図７に示すように、電気角θｅの角度移動量Δθｅが比較的大きい状態、すなわち交流電動機２の回転数Ｎが大きい場合、誤差ベクトルΔｉｅ（図５参照）のＷ相成分である制御相推定誤差Δｉｗが大きいので、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔがｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに収束していく収束量が大きい。

一方、図８に示すように、電気角θｅの角度移動量Δθｅが比較的小さい状態、すなわち交流電動機２の回転数Ｎが小さい場合、誤差ベクトルΔｉｅのＷ相成分である制御相推定誤差Δｉｗが小さく、誤差ベクトルΔｉｅとＷ相軸とが直交角に近いので、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔがｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに収束していく収束量が小さい。そのため、交流電動機２の回転数Ｎが小さい場合、回転数Ｎが大きい場合と比較して、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪いことがある。

そこで本実施形態では、交流電動機２の回転数Ｎが小さい場合において、精度よく交流電動機２を制御すべく、図３に示すように、制御部１５は、回転数算出部５１および回転数判定部５２を有している。
回転数算出部５１では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを算出する。

回転数判定部５２では、回転数Ｎが所定の判定値Ｘより大きいか否かを判定する。上述の通り、例えば、モータロック時等、回転数Ｎが小さいとき、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓからｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを推定する推定精度が悪化することがわかってきた。また、制御部１５内では、各種の値は離散値で表現されるため、交流電動機２が完全に停止していなくても、ある低回転の範囲では推定精度が悪化する虞がある。そこで本実施形態では、回転数Ｎが所定の判定値Ｘ以下である場合、２相制御モードに切り替え、２相制御としている。ここで、回転数Ｎの判定値Ｘは、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が良好となる回転数に適宜設定可能であり、例えば１５００ｒｐｍとする。なお、回転数Ｎの判定値Ｘは、極対数によっても異なるので、極対数を考慮して適宜設定される。

ここで、本実施形態の制御部１５にて実行される電流フィードバック処理を図９に示すフローチャートに基づいて説明する。このフィードバック制御処理は、所定の間隔（例えば１００μｓｅｃ）で実行される。
最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、回転角センサ１４から交流電動機２の電気角θｅを取得する。

Ｓ１０２では、制御相電流センサ１２から制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得し、監視相電流センサ１３から監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得する。
Ｓ１０３では、２相制御電流算出部３１にて、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを算出する。

Ｓ１０４では、電流推定部３２にて、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、および、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出する。また、制御相電流推定部４１にて、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。

Ｓ１０５では、回転数算出部５１にて、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを算出する。
Ｓ１０６では、回転数判定部５２にて、回転数Ｎが所定の判定値Ｘより大きいか否かを判定する。回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、Ｓ１０８へ移行する。Ｓ１０６にて肯定判断された場合に実行されるＳ１０８およびＳ１０９の処理が「１相制御モード」に対応する。回転数Ｎが判定値Ｘ以下であると判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、Ｓ１０７へ移行する。Ｓ１０６にて否定判断された場合に実行されるＳ１０７が「２相制御モード」に対応する。

Ｓ１０７では、電流選択部３５において、ＰＩ演算部２２にフィードバックする電流として、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いて２相制御電流算出部３１にて算出されたｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを選択する。

回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）に移行するＳ１０８では、電流選択部３５において、ＰＩ演算部２２にフィードバックする電流として、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて電流推定部３２にて算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを選択する。

Ｓ１０９では、異常判定部４５にて、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常判定を行う。制御相電流比較部４２にて算出された制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、または、監視相電流比較部４３にて算出された監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆの少なくとも一方が異常判定閾値Ｒより大きい場合、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判定し、電流センサ異常フラグをセットする。

Ｓ１１０では、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じているか否かを判断する。本実施形態では、電流センサ異常フラグに基づいて判断する。制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３に異常が生じていないと判断された場合（Ｓ１１０：ＮＯ）、すなわち電流センサ異常フラグがセットされていない場合、Ｓ１１２へ移行する。制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判断された場合（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、すなわち電流センサ異常フラグがセットされていない場合、Ｓ１１１へ移行する。

Ｓ１１１では、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じている旨の情報を車両制御回路９へ通知し、電動機制御装置１０による交流電動機２の駆動を停止する。

Ｓ１１０にて否定判断された場合、または、Ｓ１０７に続いて移行するＳ１１２では、ＰＩ演算部２２にて、電流選択部３５からフィードバックされたｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑ、または、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づくＰＩ演算を行い、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。
Ｓ１１３では、逆ｄｑ変換部２３にて、電気角θｅに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を逆ｄｑ変換し、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を算出する。

Ｓ１１４では、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*をインバータ１１へ出力する。そして、インバータ１１では、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、３相交流電圧が生成され、この３相交流電圧が交流電動機２に印加されることにより、交流電動機２の駆動が制御される。

本実施形態では、図１０に示すように、回転数Ｎが判定値Ｘ以下の場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、２相制御モードとし、２相制御を行っている。また、回転数Ｎが判定値Ｘより大きい場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、１相制御モードとし、１相制御とするとともに、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行っている。これにより、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていることを適切に検出することができる。また、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪化する虞のある低回転領域では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを交流電動機２の制御に用いず、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づく実電流であるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを交流電動機２の制御に用いているので、低回転領域においても、精度よく交流電動機２を制御することができる。

以上詳述したように、本実施形態の電動機制御装置１０は、インバータ１１によって印加電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが制御される３相の交流電動機２の駆動を制御する。制御部１５では、以下の処理が実行される。
交流電動機２のいずれか１相である制御相（本実施形態ではＷ相）に設けられる制御相電流センサ１２から制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得し、交流電動機２の制御相とは異なる１相である監視相（本実施形態ではＶ相）に設けられる監視相電流センサ１３から監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得する（図９中のＳ１０２）。また、交流電動機２の回転角を検出する回転角センサ１４から電気角θｅを取得する（Ｓ１０１）。

２相制御電流算出部３１では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを算出する（Ｓ１０３）。
電流推定部３２では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づくｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する（Ｓ１０４）。本実施形態では、前回の演算で算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの制御相の成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて算出され、回転座標系であるｄｑ軸平面上にて相対的に回転する制御相方向の制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒを積算することにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

ＰＩ演算部２２では、フィードバックされたｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑ、または、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出する（Ｓ１１２）。

また、電流推定部３２では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づいて推定される監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出し、制御相電流推定部４１では、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づいて推定される制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する（Ｓ１０９）。異常判定部４５では、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとを比較した監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆ、および、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを比較した制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆの少なくとも一方に基づき、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていることを検出する（Ｓ１０９）。

本実施形態では、回転数算出部５１にて、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを算出し（Ｓ１０５）、回転数判定部５２にて、回転数Ｎが所定の判定値Ｘ以下であるか否かを判定する（Ｓ１０６）。

電流選択部３５では、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに基づいて電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出する２相制御モードと、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づいて電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出するとともに制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードと、を切り替える。本実施形態では、回転数Ｎが判定値Ｘ以下であると判定された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、２相制御モードとし、回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判定された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、１相制御モードとする。具体的には、回転数Ｎが判定値Ｘ以下であると判定された場合、電流選択部３５からＰＩ演算部２２にフィードバックする電流をｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとし、回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判定された場合、電流選択部３５からＰＩ演算部２２にフィードバックする電流をｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとする。

本実施形態では、回転数Ｎが判定値Ｘ以下である場合、２相制御モードにて２相の電流検出値である制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いて高速かつ高精度に電流フィードバック制御を行っている。一方、回転数Ｎが判定値Ｘより大きい場合、１相制御モードとし、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを電流フィードバック制御に用いず、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出されるｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを用いて電流フィードバック制御を行うことで、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓへの電流フィードバック制御の干渉を防いだ上で、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行っている。また本実施形態では、推定値と検出値との比較結果である差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、Δｉｖ＿ｒｅｆに基づいて制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行っている。ここで、比較する検出値または推定値の一方は、電流フィードバック制御に用いていないために電流フィードバックループから独立した監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓそのもの、または、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づく制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔであり、電流フィードバック制御の干渉を受けない。

具体的には、制御相電流推定部４１にて推定される制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔは、１相制御時に電流推定部３２におけるｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの演算に用いられていない監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づいて算出されるため、電流フィードバックの干渉を受けない。また、監視相電流比較部４３における比較に用いられる監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓも、電流フィードバックの干渉を受けない、ということである。

これにより、電流センサの異常、詳細には制御相電流センサ１２または監視相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていることを適切に検出することができる。
ので、適切に異常を検出することができる。
また、本実施形態では、２つの差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、Δｉｖ＿ｒｅｆに基づいて制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常を検出しているので、より適切に異常を検出することができる。

また、電流推定部３２では、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒをｄｑ軸平面上にて積算することによりｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。より詳細には、ｄｑ軸上にて制御相方向の制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒを積算している。
このように、交流電動機２の回転に伴って変化する情報である制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒを用いてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出しているので、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに加え、残りの１次元分を補い、２次元量を精度よく推定し、２次元上のベクトル制御を高精度に行うことができる。

ここで、交流電動機２の電気角θｅの角度移動量Δθｅが小さい、すなわち交流電動機２の回転数Ｎが小さいと、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒの変化量が小さいため、制御性が悪化する虞がある。

そこで本実施形態では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪化する虞のある低回転時には、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを用いず、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いて実電流値であるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを算出し、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに基づいて算出される電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*に基づいて交流電動機２を制御する。すなわち、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪化する虞のある低回転時には、監視相電流センサ１３から取得される監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを「制御用」として用いている、ということである。また、制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードにおいては、監視相電流センサ１３から取得される監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを「監視用」として用いている、ということである。

これにより、低回転時における交流電動機２の制御性の悪化を防ぐことができる。また本実施形態では、交流電動機２は、ハイブリッド車両や電動車両の主機に適用されており、交流電動機２を精度よく制御することにより、異常な電流が通電されることによる異常なトルクの発生に伴うドラビリの悪化や、制御装置を構成する各種素子の発熱や故障の発生を抑制することができる。また、過小電流となることにより所望のトルクが発生せず、ユーザによりアクセルペダルが必要以上に踏み込まれることや、電流推定精度が改善したときに急にトルクが発生することによる急発進を防ぐことができる。

また、電流推定部３２では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出する。
さらにまた、制御相電流推定部４１では、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づく監視用１相電流推定値（ｄｑ軸電流推定値）を算出し、前回の演算で算出された監視用１相制御電流値の監視相成分である監視相電流基準値ｉｖ＿ｂｆと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとに基づいて算出される監視相補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより監視用１相電流推定値を算出し、算出された監視用１相電流推定値に基づき、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。

本実施形態では、２相制御電流算出部３１は、１相制御モードまたは２相制御モードのいずれであっても、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を行う。また、電流推定部３２は、１相制御モードまたは２相制御モードのいずれであっても、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、および、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算を行う。同様に、制御相電流推定部４１は、１相制御モードまたは２相制御モードのいずれであっても、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの演算を行う。

すなわち本実施形態では、２相制御を行っている２相制御モード中においても、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの演算を行っている。そのため、本実施形態の電流推定部３２における演算方法のように、フィルタ系を含む演算であってもｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとの誤差が小さい状態が維持される。これにより、２相制御モードから１相制御モードに切り替わったとき、すなわち２相制御から１相制御に切り替わったとき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとの誤差に起因して交流電動機２の制御が不安定になるのを抑制することができる。

本実施形態では、制御部１５が「制御相電流取得手段」、「監視相電流取得手段」、「回転角取得手段」、「電流算出手段」、「電流推定手段」、「電圧指令値算出手段」、「他相電流推定手段」、「異常検出手段」、「切替手段」、「回転数算出手段」、および、「回転数判定手段」を構成する。詳細には、２相制御電流算出部３１、電流推定部３２および制御相電流比較部４２が「制御相電流取得手段」を構成する。制御相電流推定部４１、監視相電流比較部４３が「監視相電流取得手段」を構成する。ＰＩ演算部２２、２相制御電流算出部３１、電流推定部３２、制御相電流推定部４１、および、回転数算出部５１が「回転角取得手段」を構成する。また、２相制御電流算出部３１が「電流算出手段」を構成し、電流推定部３２が「電流推定手段」を構成し、ＰＩ演算部２２が「電圧指令値算出手段」を構成する。さらに、電流推定部３２および制御相電流推定部４１が「他相電流推定手段」を構成し、異常判定部４５が「異常判定手段」を構成し、電流選択部３５が「切替手段」を構成し、回転数算出部５１が「回転数算出手段」を構成し、回転数判定部５２が「回転数判定手段」を構成する。

また、図９中のＳ１０２が「制御相電流取得手段」および「監視相電流取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０１が「回転角取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０３が「電流算出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０４が「電流推定手段」および「他相電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１１２が「電圧指令値算出手段」の機能としての処理に相当する。また、Ｓ１０９が「異常検出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０５が「回転数算出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０６が「回転数判定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０７およびＳ１０８が「切替手段」の機能としての処理に相当する。

本実施形態では、電気角θｅが「回転角検出値」に対応し、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑが「２相制御電流値」に対応し、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔが「制御用１相電流推定値」に対応し、監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆが「第１比較結果」に対応し、制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆが「第２比較結果」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による交流電動機の制御装置を図１１および図１２に基づいて説明する。
第２実施形態では、２相制御時には電流推定部３２および制御相電流推定部４１による電流推定処理を行わず、１相制御時には２相制御電流算出部３１における演算処理を行わない点が異なっているので、この点を中心に説明し、その他の構成等の説明は省略する。

図１１に示すように、回転数Ｎが判定値Ｘ以下の場合、すなわち２相制御時には、電流推定部３２によるｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ等の演算を中止する。また、回転数Ｎが判定値Ｘより大きい場合、すなわち１相制御時には、２相制御電流算出部３１によるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を中止する。

ここで、本実施形態における電流フィードバック処理を図１２に基づいて説明する。
Ｓ２０１、Ｓ２０２の処理は、図９中のＳ１０１、Ｓ１０２の処理と同様であるので、説明を省略する。
Ｓ２０３の処理は、Ｓ１０５の処理と同様であり、回転数算出部５１にて、電気角θｅに基づき、回転数Ｎを算出する。

Ｓ２０４は回転数判定処理である。すなわち本実施形態では、第１実施形態とは異なり、回転数判定処理の前に、２相制御電流算出部３１におけるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算、および、電流推定部３２におけるｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ等の演算を行っていない。

Ｓ２０４では、回転数Ｎが判定値Ｘより大きいか否かを判断する。回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判断された場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、Ｓ２０７へ移行する。Ｓ２０４にて肯定判断された場合に実行されるＳ２０８、Ｓ２０９の処理が「１相制御モード」に対応する。回転数Ｎが判定値Ｘ以下であると判断された場合（Ｓ２０４：ＮＯ）、Ｓ２０５へ移行する。Ｓ２０４にて否定判断された場合に実行されるＳ２０６の処理が「２相制御モード」に対応する。

Ｓ２０５の処理は、Ｓ１０３の処理と同様であり、２相制御電流算出部３１にてｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを算出する。
Ｓ２０６の処理は、Ｓ１０７の処理と同様であり、電流選択部３５において、ＰＩ演算部２２にフィードバックする電流として、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いて２相制御電流算出部３１にて算出されたｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑを選択する。

回転数Ｎが判定値Ｘより大きいと判定された場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）に移行するＳ２０７の処理は、Ｓ１０４の処理と同様であり、電流推定部３２にてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出し、制御相電流推定部４１にて制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。

Ｓ２０８の処理は、Ｓ１０８の処理と同様であり、電流選択部３５にて、ＰＩ演算部２２にフィードバックする電流として、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて電流推定部３２にて算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを選択する。
Ｓ２０９〜Ｓ２１４の処理は、Ｓ１０９〜Ｓ１１４の処理と同様であるので、説明を省略する。

本実施形態では、２相制御電流算出部３１では、１相制御モードにおいて、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を中止する。また、電流推定部３２では、２相制御モードにおいて、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、および、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算を中止する。同様に、制御相電流推定部４１では、２相制御モードにおいて、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの演算を中止する。

すなわち本実施形態では、回転数Ｎが判定値Ｘより大きく、１相制御するとともに制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードのとき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｓｅｔ、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、および、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの演算を行い、２相制御に用いるｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を行っていない。一方、回転数Ｎが判定値Ｘ以下であり、２相制御を行う２相制御モードのとき、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を行い、１相制御および異常検出に用いるｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、および、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの演算を行っていない。

これにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔ、および、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を常時行う場合と比較し、演算負荷を低減し、リソースを節約することができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

本実施形態では、図１２中のＳ２０２が「制御相電流取得手段」および「監視相電流取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０１が「回転角取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０５が「電流算出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０７が「電流推定手段」および「他相電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２１２が「電圧指令値算出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０９が「異常検出手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０６およびＳ２０８が「切替手段」の機能としての処理に相当する。

（第３実施形態）
第３実施形態は、第２実施形態の変形例である。第３実施形態による電流フィードバック処理を図１３に基づいて説明する。
第１実施形態で説明したように、電流推定部３２において、フィルタ系の演算を行っているため、演算開始直後のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔは、必ずしも実際のｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑと一致していないことがある。そのため、本実施形態では、２相制御から１相制御に切り替える前の所定のタイミングからｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの演算を開始している。

図１３に示す本実施形態の電流フィードバック処理では、図１２に示す第２実施形態の電流フィードバック処理のＳ２０５とＳ２０６との間に、Ｓ２１５〜Ｓ２１７が追加されている点が異なっている。ここでは、この点を中心に説明し、他の構成等の説明は省略する。

Ｓ２０５に続いて移行するＳ２１５では、回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きいか否かを判断する。直前判定値Ｙは、判定値Ｘより小さい値であり、例えば判定値Ｘが１５００ｒｐｍであれば、直前判定値Ｙは１４００ｒｐｍといった具合である。直前判定値Ｙは、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔがｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに漸近し、推定精度が高まるのに要する時間に応じて適宜設定される。すなわち、回転数Ｎが直前判定値Ｙから判定値Ｘに達するまでの間に、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が高まるように、直前判定値Ｙを設定する、ということである。
回転数Ｎが直前判定値Ｙ以下であると判断された場合（Ｓ２１５：ＮＯ）、Ｓ２１７の処理を行わず、Ｓ２０６へ移行する。回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きいと判断された場合（Ｓ２１５：ＹＥＳ）、Ｓ２１６へ移行する。

Ｓ２１６では、回転数Ｎの変化方向が増加方向か減少方向かを判断する。回転数Ｎの変化方向が増加方向であるとは、回転数Ｎが直前判定値Ｙより小さい状態から直前判定値Ｙより大きい値へ変化している状態である。回転数Ｎの変化方向が増加方向であるとき、回転数Ｎが判定値Ｘより大きくなり、２相制御である２相制御モードから１相制御にて制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードへ切り替わる直前である、とみなす。一方、回転数Ｎが減少方向であるとは、回転数Ｎが判定値Ｘより大きい状態から判定値Ｘ以下に変化している状態である。回転数Ｎの変化方向が減少方向であるとき、１相制御にて制御相電流センサ１２および監視相電流センサ１３の異常検出を行う１相制御モードから２相制御モードへ切り替わった直後であり、１相制御モードへの切り替え直前ではない、とみなす。なお、ここでは回転数Ｎの微小な変化については問わないものとする。

回転数Ｎの変化方向が増加方向ではないと判断された場合（Ｓ２１６：ＮＯ）、すなわち回転数Ｎの変化方向が減少方向であり、１相制御モードへの切り替え直前ではない場合、Ｓ２１７の処理を行わず、Ｓ２０６へ移行する。回転数Ｎの変化方向が増加方向であると判断された場合（Ｓ２１６：ＹＥＳ）、すなわち１相制御モードへの切り替え直前である場合、Ｓ２１７へ移行する。

Ｓ２１７の処理は、図９中の１０４の処理と同様であり、電流推定部３２にてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔおよび監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出し、制御相電流推定部４１にて制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。なお、回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きく判定値Ｘ以下の範囲では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ等の演算を開始するが、電流選択部３５からＰＩ演算部２２にフィードバックする電流はｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとし、２相制御とする。

本実施形態では、回転数判定部５２では、２相制御モードから１相制御モードへの切り替え直前であるか否かを判定する（Ｓ２１５、Ｓ２１６）。回転数Ｎが判定値Ｘより大きい１相制御モードにおいて、２相制御電流算出部３１は、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を中止する。

また、２相制御モードにおいて、２相制御モードから１相制御モードへの切り替え直前でないと判定された場合（Ｓ２１５：ＮＯ、または、Ｓ２１６：ＮＯ）、電流推定部３２は、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔおよび監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの算出を中止し、制御相電流推定部４１は、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの算出を中止する。一方、２相制御モードにおいて、２相制御モードから１相制御モードへの切り替え直前であると判定された場合（Ｓ２１５：ＹＥＳかつＳ２１６：ＹＥＳ）、電流推定部３２は、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔおよび監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの算出を行い、制御相電流推定部４１は、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの算出を行う。

これにより、２相制御モードから１相制御モードに切り替わったとき、すなわち２相制御から１相制御に切り替わったとき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとの誤差を小さくすることができるので、１相制御に切り替わったときにｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとの誤差に起因して交流電動機２の制御が不安定になるのを抑制することができる。

また、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔ、および、ｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑの演算を常時行う場合と比較し、演算負荷を低減し、リソースを節約することができる。
さらに、上記実施形態と同様の効果を奏する。
本実施形態では、制御部１５の回転数判定部５２が「切替直前判定手段」を構成する。また、Ｓ２１５およびＳ２１６が「切替直前判定手段」の機能としての処理に相当する。

（第４実施形態）
第４実施形態は、電流推定部３２における演算方法のみが異なっているので、この点を中心に説明し、他の構成等の説明は省略する。
第1実施形態では、制御相方向の補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算することによりｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｓｅｔのｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑへの収束性を高めていた。換言すると、上記実施形態では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを制御相の方向に補正していた。本実施形態では、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔのｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑへの収束性を高めるべく、制御相に直交する方向にも補正している。

詳細には、図１４に示すように、電流推定部３２は、さらに直交方向補正値算出部３２８を有している。本実施形態の電流推定部３２における演算を表した漸化式を式（６）に示し、式（６）に示す漸化式をベクトル図で表現すると、図１５のようになる。

本実施形態では、制御相方向補正値算出部３２４にて制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を算出し、減算器３２５にて、遅延素子３２７を経由してフィードバックされた前回のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し減算することでＷ相方向に補正されたｄｑ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）を算出する。ｄｑ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）は、第１実施形態のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）と同様である。

直交方向補正値算出部３２８では、制御相に直交する成分のβ軸推定誤差Δｉβを式（７）に基づいて推定する。また、β軸推定誤差Δｉβを用い、ｄｑ変換により直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を算出する（式（８）参照）。
減算器３２９では、算出された直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を用い、ｄｑ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’ （ｎ）、ｉｑ＿ｅｓｔ’ （ｎ）に対し減算することでｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する（式（６）参照）。

本実施形態では、電流推定部３２では、前回の演算で算出されたｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔの制御相成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて算出される制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）および直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）をｄｑ軸平面上にて積算することによりｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。より詳細には、本実施形態では制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）および制御相に直交する方向の直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）が合成された補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）をｄｑ軸平面上にて積算している。
この方法では、直交する方向にも補正できるが、直交方向の補正量は電気角の変化量から算出するため回転数の低い領域では精度が悪化する虞があるため、回転数の低い領域では２相制御としている。

これにより、交流電動機２の回転に伴って回転する制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）および直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を用いることにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく算出することができる。また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
第４実施形態の電流推定方法は、上記第１実施形態〜第３実施形態のいずれの実施形態の電流推定方法としてもよい。

本実施形態では、制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）と直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）とを合成された補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）が「補正ベクトル」に対応する。また、減算器３２５、３２９にて制御相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）および直交方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）、ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）をｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対して減算することが「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。

（第５実施形態）
第５実施形態および第６実施形態は、電流推定部３２における演算方法のみが異なっているので、この点を中心に説明し、他の構成等の説明は省略する。
上記実施形態では、補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算することによりｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出した。第５実施形態では、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*を用いてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

本実施形態では、式（１）のＷ相電流として制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いる。また、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖとして、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*の逆ｄｑ変換により算出される３相電流指令値であるＵ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を用いる。また、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*またはＶ相電流指令値ｉｖ^*の一方を用い、他方において３相和＝０を維持させる方法でもよい。

ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*を用いた電流推定について、図１６に基づいて説明する。図１６（ａ）は、制御相であるＷ相軸をα軸とし、Ｗ相軸に直交する方向をβ軸とする座標系を示しており、このαβ軸座標系は、回転座標系である図示しないｄｑ軸座標系において相対的に回転する。ここで、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*の逆ｄｑ変換によるＵ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*とからｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。算出されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*とｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとの偏差Ｄは、必ず制御相方向（この例ではＷ軸方向）となる。したがって、図３中のＰＩ演算部２２におけるＰＩ演算において、電圧操作は実際の制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づくため、信頼性の高いＷ相軸方向にしかなされず、比較的信頼性の低いそれ以外の方向（Ｕ相軸方向、Ｖ相軸方向）には電圧操作が行われない。従って、電流推定値の推定誤差によって誤って異常な電圧を出力することを防止でき、安全に運転可能である。

そこで、図１６（ｂ）に示すように、回転座標系であるｄｑ軸平面上において、交流電動機２の回転に伴って破線矢印で示すＷ相軸が相対的に回転することを利用し、電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔをｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*に一致させるためにあるべき電圧に漸近させていく。したがって、センサ周期（例えば１００μｓｅｃ）ごとの角度移動量Δθｅがある程度以上の大きさであれば、換言すると回転数Ｎが所定の判定値Ｘ以上であれば、電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*が所望の値に漸近していくので、交流電動機２を精度よく制御することができる。
なお、図１６（ｂ）中において、矢印ＹＶは、ＰＩ演算にて算出される電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*のＩ項の挙動を示している。また、記号「×」は、Ｐ項も含んだ電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を示している。

（第６実施形態）
第６実施形態では、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*を用いて制御相基準電流位相φを算出し、制御相基準電流位相φに基づいてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
図１７に示すように、電流推定部３２は、制御相基準電流位相検知部３０１、他相推定部３０２、および、ｄｑ変換部３０３を有する。

制御相基準電流位相検知部３０１は、逆ｄｑ変換部３１１および位相検知部３１２を有する。
まず、逆ｄｑ変換部３１１では、電気角θｅを用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を逆ｄｑ変換することにより、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を算出する。

位相検知部３１２では、逆ｄｑ変換部３１１にて算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*、おおび、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、制御相基準電流位相φを算出する。ここで、制御相であるＷ相軸をα軸、α軸に直交する方向をβ軸とすると、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβは、式（９）、（１０）のように表される。

なお、式（１０）は、制御相であるＷ相の成分を含ませるべく、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを含むように、キルヒホッフの法則を用いて変形してもよい。制御相であるＷ相の成分を含ませることにより、推定精度が向上する。
制御相基準電流位相φは、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを用い、以下の式（１１）のように表される。

他相推定部３０２は、位相検知部３１２にて算出された制御相基準電流位相φ、および、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する（式（１２）参照）。なお、式（１２）中のＩａは、振幅であるが、最終的には含まれない係数であるので、演算する必要はない。

ｄｑ変換部３０３では、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ変換によりｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

ここで、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０Ａになるとき、或いは、制御相基準電流位相φの正接ｔａｎ（φ）が無限大になるとき、式（１２）において、０で乗算する「ゼロ掛け」が生じる。また、制御相基準電流位相φの正接ｔａｎ（φ）が０となるとき、式（１２）において、および０で除算する「ゼロ割り」が生じてしまう。そのため、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔが変動してしまう虞がある。そのため、ゼロクロス範囲内である場合、「ゼロ掛け」、「ゼロ割り」をマスクするようなゼロクロス補正処理を行ってもよい。ゼロクロス補正処理としては、例えばｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差を強制的に０Ａとすることで、ｄ軸電流指令値ｖｄ^*、および、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を固定する。或いは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を前回値に保持することによって直接固定してもよい。

このように制御相基準電流位相φを用いてｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出した場合も、第５実施形態と同様、図１６（ｂ）に示すように、電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*が所望の値に漸近していくので、交流電動機２を精度よく制御することができる。

なお、ここではＵ相電流を推定する例を説明したが、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓから監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出する方法も同様である。また、制御相電流推定部４１でも同様の演算が行われ、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを用いてＵ相電流またはＷ相電流（制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔ）を推定する方法も同様であるので、説明を省略する。

本実施形態では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと電気角θｅに加え、電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*に基づいて監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出する。また、監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓと電気角θｅに加え、電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*に基づいて制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔを算出する。

また、第５実施形態および第６実施形態では、電流推定部３２は、交流電動機２の駆動に係るｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。また、ＰＩ演算部２２は、回転座標系であるｄｑ軸平面上で回転する制御相（本実施形態ではＷ相）方向であるｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*とｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとの偏差Ｄを積算することにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔがｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*に一致するような電圧指令値ｖｄ^*、ｖｑ^*を算出する。

第５実施形態および第６実施形態では、制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと電気角θｅに基づいて電流推定する際にｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*を基準とすることで、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく算出することができる。これにより、第５実施形態および第６実施形態においても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、第５実施形態および第６実施形態においては、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ^*、ｉｑ^*が「電流指令値」に対応する。
第５実施形態または第６実施形態の電流推定方法は、上記第１実施形態〜第３実施形態のいずれの実施形態の電流推定方法としてもよい。

（他の実施形態）
（ア）電流推定方法としては、補正ベクトルを積算する方法、または、電流指令値を用いる方法であれば、１相制御電流推定値をどのように算出してもよい。
また、制御電流推定部における演算方法と、電流推定部における演算方法とが同じであることを前提として説明したが、他の実施形態では、制御相電流推定部における演算方法と、電流推定部における演算方法とは、異なる方法であってもよい。

（イ）他の実施形態では、１相制御電流推定値の演算における初期値を直前のｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑにしてもよい。これにより、１相制御に切り替わった際のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとの誤差を小さくすることができるので、当該誤差に起因して交流電動機２の制御が不安定になるのを抑制することができる。

（ウ）上記実施形態では、回転角センサは電気角θｅを検出し、制御部へ出力した。他の実施形態では、回転角センサは機械角θｍを検出し、制御部へ出力し、制御部の内部にて電気角θｅに換算してもよい。また、電気角θｅに替えて、機械角θｍを「回転角検出値」としてもよい。さらにまた、回転数Ｎは、機械角θｍに基づいて算出してもよい。

（エ）上記実施形態では、交流電動機の駆動が低回転領域か否かを回転数Ｎに基づいて判定した。他の実施形態では、回転数Ｎに替えて、電気周波数に基づいて判定してもよい。例えば、交流電動機の極対数が４である場合、上記実施形態にて例示した判定値の回転数１５００ｒｐｍは、電気周波数１００Ｈｚに対応するので、この電気周波数に基づいて判定する、といった具合である。

（オ）上記第３実施形態では、回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きく判定値Ｘ以下であり、回転数Ｎの変化方向が増加方向である場合、１相制御モードへの切り替え直前であると判定した。他の実施形態では、回転数Ｎが減少変化している局面であったとしても、回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きく判定値Ｘ以下である場合には、すぐに１相制御に戻る可能性があることを考慮し、回転数Ｎの変化方向によらず、回転数Ｎが直前判定値Ｙより大きく判定値Ｘ以下である場合、１相制御モードへの切り替え直前であると判定してもよい。すなわち、図１３中のＳ２１６の判断処理を省略してもよい。

（カ）上記実施形態では、制御相電流比較部にて制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔと制御相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを比較した制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆ、および、監視相電流比較部にて監視相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと監視相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとを比較した監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆに基づいて制御相電流センサおよび監視相電流センサの異常を検出した。

他の実施形態では、監視相電流比較部を省略し、制御相電流比較部による制御相差分参照値Δｉｗ＿ｒｅｆのみに基づいて電流センサの異常検出を行ってもよい。制御相電流比較部にて用いられる制御相電流推定値ｉｗ＿ｅｓｔの演算を行う制御相電流推定部の演算結果は、電流フィードバック制御に用いられていない。そのため、電流フィードバック制御の干渉を受けることがないので、制御相電流センサおよび監視相電流センサの異常を適切に検出することができる。

さらに他の実施形態では、制御相電流推定部および制御相電流比較部を省略し、監視相電流比較部により監視相差分参照値Δｉｖ＿ｒｅｆのみに基づいて制御相電流センサおよび監視相電流センサの異常検出を行ってもよい。これにより、制御相電流センサおよび監視相電流センサの異常検出に係る演算量を低減することができる。

（キ）上記実施形態では、電流センサが３相のうちの２相に設けられている例について説明した。他の実施形態では、電流センサが３相に設けられており、いずれか１相にて異常が生じており、異常が生じていない２相で制御を行う場合において、上記電流フィードバック処理を行うようにしてもよい。その場合、異常が生じていない２相のうちの一方を制御相とみなし、他方を監視相とみなせばよい。なお、３相のうちの１相に生じた異常の検出方法や、異常が生じた相の特定方法は、どのような方法であってもよい。

（ク）交流電動機の印加電圧を制御するインバータは、電流フィードバック制御がなされる制御方法であれば、どのような方法で制御されてもよい。例えば、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モード等を適宜切り替えて制御されるように構成することができる。なお、矩形波制御モードは、電圧の位相しか制御できず、トルクフィードバック制御である場合もあるが、フィードバックするトルクは電流から推定されるものであるため、広義での「電流フィードバック制御」と捉えることができる。

（ケ）上記実施形態では、２相制御電流値をｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとし、制御用１相電流推定値をｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔとした。他の実施形態では、２相制御電流値および１相制御電流推定値は、電流フィードバック制御に利用可能な電流値であれば、各相電流や他の軸に基づく電流値としてもよい。なお、「制御用１相電流推定値」は、電流フィードバック制御に用いるために１相の電流検出値から推定された電流推定値を示すものである。また、「監視用１相電流推定値」は、電流センサの異常検出を行うために１相の電流検出値から推定された電流推定値を示すものである。

（コ）上記実施形態では、交流電動機は、３相永久磁石式同期モータであったが、他の実施形態では、誘導モータやその他の同期モータであってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよい。

交流電動機は、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように構成されていてもよい。また、エンジンを設けなくてもよい。さらに、交流電動機を複数設けてもよいし、複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。
（サ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。
また、交流電動機の制御装置は、電動車両に適用されていたが、電動車両以外に用いてもよい。

最後に、本出願の課題等をまとめておく。
例えばハイブリッド車両や電気自動車の主機モータ等のように、高速、高精度での制御が必要なシステムにおいて、１相のみの電流検出値を用いて精度よくベクトル制御を行うためには、以下のような工夫が必要である。
例えば、回転座標系であるｄｑ座標系において、本来は固定座標系である１相の電流検出値の成分が相対的に回転することを利用して、電流推定値に対し電流検出値に基づいた補正を積み重ねていき（積算し）、ｄｑ座標系においては見かけ上補正方向が次第に回転していくため、２次元のｄｑ座標上の一点である実電流ベクトルに漸近しやがて一致するというような推定方法がある。このような電流推定方法では、２次元座標上の実電流ベクトルの一点を正確に推定し得るため、高速、高精度なベクトル制御を行っても、２相の電流検出値をもとに制御を行う場合に対して性能の悪化を防ぐことができる。

また例えば、１相のみの電流検出値以外の残りの２相の電流値を、電流指令値に基づいて算出する方法がある。このようにすると、電流指令値との偏差をもとにＰＩ制御演算がなされ電圧指令が算出される電流フィードバック制御において、フィードバックする電流推定値の一部の成分が電流指令値から算出されているため、その成分の偏差は生じなくなる。電流指令値から算出される成分は、電流検出値に無関係な成分であり、例えば特許文献１、２のように、精度の低い電流推定値をフィードバックした場合に起こり得る、誤った電圧指令演算を抑止できる。しかも、上記の方法と同様に、ｄｑ座標系においては１相の成分はｄｑ座標系において相対的に回転するので、電圧操作がＰＩ制御の積分値に積算されることで、やがて電流偏差がゼロになり、電流指令値に一致するｄｑ座標上の一点の電圧に収束する。このため、高速、高精度なベクトル制御を行っても、誤った電圧操作を防止して、安定的に制御することができる。

以上のようにすることで、１相のみの電流検出値を用いて精度よくベクトル制御を行うことができるが、発明者らは、研究の結果、交流電動機の回転が停止に近くなると制御性能が悪化する課題があることを発見した。その原因は上記のように交流電動機の回転によって、ｄｑ座標上にて１相の電流検出値の成分が相対的に回転することを利用して、２次元平面上のあるべき一点に制御量（電流推定値あるいは電圧指令値）を収束させる方法のため、交流電動機の回転による種々の状態量（回転角、位相、相電流）が変化することが高い精度を保つのに重要な要素であることが判明した。

そこで発明者らは、制御用の１相以外のいずれかに監視用に電流センサが設けられていることに着目し、上記のような電流推定方法を適用した際に制御性能が悪化する回転数が低い領域に限定して監視用の電流センサを制御用に用いて、２相の電流検出値をもとに制御することで、回転数に左右される要因を排除し、性能の低下を防止するようにした。また、２相の電流検出値をもとに制御される領域は、回転数が低い場合に限定されるため、この領域を超えた回転数に達した段階で、監視用の電流センサを監視用として復帰させることで、監視体制は維持され、安全に交流電動機を駆動することができる。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１・・・電動機駆動システム
２・・・交流電動機
１０・・・電動機制御装置（制御装置）
１１・・・インバータ
１２・・・制御相電流センサ
１３・・・監視相電流センサ
１４・・・回転角センサ
１５・・・制御部（制御相電流取得手段、監視相電流取得手段、回転角取得手段、電流算出手段、電流推定手段、電圧指令値算出手段、他相電流推定手段、異常検出手段、切替手段、回転数算出手段、回転数判定手段、切替直前判定手段）

Claims (9)

1. インバータ（１１）によって印加電圧が制御される３相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか１相である制御相に設けられる制御相電流センサ（１２）から制御相電流検出値を取得する制御相電流取得手段（３１、３２、４２）と、
   前記交流電動機の前記制御相とは異なる１相である監視相に設けられる監視相電流センサ（１３）から監視相電流検出値を取得する監視相電流取得手段（４１、４３）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（２３、３１、３２、４１、４３、５１）と、
   前記制御相電流検出値、前記監視相電流検出値および前記回転角検出値に基づき、２相制御電流値を算出する電流算出手段（３１）と、
   前記制御相電流検出値および前記回転角検出値に基づく制御用１相電流推定値を算出する電流推定手段であって、前回の演算で算出された前記制御用１相電流推定値の前記制御相の成分である電流基準値と前記制御相電流検出値とに基づいて算出される補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより前記制御用１相電流推定値を算出する電流推定手段（３２）と、
   フィードバックされる前記２相制御電流値または前記制御用１相電流推定値に基づき、前記インバータに印加される電圧に係る電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段（２２）と、
   前記制御相電流検出値と前記回転角検出値とに基づいて推定される監視相電流推定値、および、前記監視相電流検出値と前記回転角検出値とに基づいて推定される制御相電流推定値の少なくとも一方を算出する他相電流推定手段（３２、４１）と、
   前記監視相電流推定値と前記監視相電流検出値とを比較した第１比較結果、および、前記制御相電流推定値と前記制御相電流検出値とを比較した第２比較結果の少なくとも一方に基づき、前記制御相電流センサおよび前記監視相電流センサの少なくとも一方に異常が生じていることを検出する異常検出手段（４５）と、
   前記２相制御電流値に基づいて前記電圧指令値を算出する２相制御モードと、前記制御用１相電流推定値に基づいて前記電圧指令値を算出するとともに前記異常検出手段による異常検出を行う１相制御モードと、を切り替える切替手段（３５）と、
   前記回転角検出値に基づき、前記交流電動機の回転数を算出する回転数算出手段（５１）と、
   前記回転数が所定の判定値以下であるか否かを判定する回転数判定手段（５２）と、
   を備え、
   前記切替手段は、
   前記回転数が前記判定値以下であると判定された場合、前記２相制御モードとし、
   前記回転数が前記判定値より大きいと判定された場合、前記１相制御モードとすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記他相電流推定手段は、前記制御用１相電流推定値に基づき、前記監視相電流推定値を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記他相電流推定手段は、前記監視相電流検出値および前記回転角検出値に基づく監視用１相電流推定値を算出し、前回の演算で算出された前記監視用１相電流推定値の前記監視相の成分である監視相電流基準値と前記監視相電流検出値とに基づいて算出される監視相補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより前記監視用１相電流推定値を算出し、算出された前記監視用１相電流推定値に基づき、前記制御相電流推定値を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. インバータ（１１）によって印加電圧が制御される３相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか１相である制御相に設けられる制御相電流センサ（１２）から制御相電流検出値を取得する制御相電流取得手段（３１、３２、４２）と、
   前記交流電動機の前記制御相とは異なる１相である監視相に設けられる監視相電流センサ（１３）から監視相電流検出値を取得する監視相電流取得手段（４１、４３）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（２１、２３、３２、４１、４３、５１）と、
   前記制御相電流検出値、前記監視相電流検出値および前記回転角検出値に基づき、２相制御電流値を算出する電流算出手段（３１）と、
   前記制御相電流検出値、前記回転角検出値、および、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づき、制御用１相電流推定値を算出する電流推定手段（３２）と、
   フィードバックされる前記２相制御電流値または前記制御用１相電流推定値に基づき、前記インバータに印加される電圧に係る電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段（２２）と、
   前記制御相電流検出値と前記回転角検出値とに基づいて推定される監視相電流推定値、および、前記監視相電流検出値と前記回転角検出値とに基づいて推定される制御相電流推定値の少なくとも一方を算出する他相電流推定手段（３２、４１）と、
   前記監視相電流推定値と前記監視相電流検出値とを比較した第１比較結果、および、前記制御相電流推定値と前記制御相電流検出値とを比較した第２比較結果の少なくとも一方に基づき、前記制御相電流センサおよび前記監視相電流センサの少なくとも一方に異常が生じていることを検出する異常検出手段（４５）と、
   前記２相制御電流値に基づいて前記電圧指令値を算出する２相制御モードと、前記制御用１相電流推定値に基づいて前記電圧指令値を算出するとともに前記異常検出手段による異常検出を行う１相制御モードと、を切り替える切替手段（３５）と、
   前記回転角検出値に基づき、前記交流電動機の回転数を算出する回転数算出手段（５１）と、
   前記回転数が所定の判定値以下であるか否かを判定する回転数判定手段（５２）と、
   を備え、
   前記切替手段は、
   前記回転数が前記判定値以下であると判定された場合、前記２相制御モードとし、
   前記回転数が前記判定値より大きいと判定された場合、前記１相制御モードとすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 前記他相電流推定手段は、前記制御相電流検出値と前記回転角検出値とに加え、前記電流指令値に基づいて前記監視相電流推定値を算出することを特徴とする請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記他相電流推定手段は、前記監視相電流検出値と前記回転角検出値とに加え、前記電流指令値に基づいて前記制御相電流推定値を算出することを特徴とする請求項４または５に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記１相制御モードにおいて、
   前記電流算出手段は、前記２相制御電流値の演算を中止し、
   前記２相制御モードにおいて、
   前記電流推定手段は、前記制御用１相電流推定値の演算を中止し、
   前記他相電流推定手段は、前記監視相電流推定値および前記制御相電流推定値の演算を中止することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記２相制御モードから前記１相制御モードへの切り替え直前であるか否かを判定する切替直前判定手段（５２）をさらに備え、
   前記１相制御モードにおいて、
   前記電流算出手段は、前記２相制御電流値の演算を中止し、
   前記２相制御モードにおいて、前記切替直前判定手段により前記２相制御モードから前記１相制御モードへの切り替え直前でないと判定された場合、
   前記電流推定手段は、前記制御用１相電流推定値の演算を中止し、
   前記他相電流推定手段は、前記監視相電流推定値および前記制御相電流推定値の演算を中止し、
   前記２相制御モードにおいて、前記切替直前判定手段により前記２相制御モードから前記１相制御モードへの切り替え直前であると判定された場合、
   前記電流推定手段は、前記制御用１相電流推定値の演算を行い、
   前記他相電流推定手段は、前記監視相電流推定値および前記制御相電流推定値の少なくとも一方の演算を行うことを特徴とする請請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記電流算出手段は、前記１相制御モードまたは前記２相制御モードのいずれであっても前記２相制御電流値の演算を行い、
   前記電流推定手段は、前記１相制御モードまたは前記２相制御モードのいずれであっても前記制御用１相電流推定値の演算を行い、
   前記他相電流推定手段は、前記１相制御モードまたは前記２相制御モードのいずれであっても前記監視相電流推定値および前記制御相電流推定値の少なくとも一方の演算を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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