JP2013251975A - 半導体素子の保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出素子または温度検出素子を新たに追加することなく、高い精度で半導体素子を保護する。
【解決手段】電圧検出回路１３は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ、ＭＯＳトランジスタ７がオンとなる還流期間にＭＯＳトランジスタ７のドレイン・ソース間電圧ＶDSを検出し、ＭＯＳトランジスタ６、７がオフする還流期間にダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆを検出する。算出回路１４は、ＶDS／（Ｒon×（１＋αＴ））＝Ｉ０（ｅｘｐ（ｑＶｆ／（ｎｋＴ））−１）の式から温度Ｔと電流Ｉを算出する。異常判定回路１５は、算出した電流Ｉが電流判定値以上である場合には電流異常と判定し、算出した温度Ｔが温度判定値以上である場合には温度異常と判定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング回路に用いられる半導体素子の保護回路に関する。

スイッチング回路の故障を未然に防ぐには、そこで用いられている半導体素子を過電流および過熱から保護する必要がある。過電流に対する保護回路では、電流検出にシャント抵抗を用いるものが多い。しかし、シャント抵抗の実装スペースを確保する必要があり、コストも上昇するため、スイッチング回路が本来備えている構成を用いて電流検出を行う構成が望ましい。

例えば半導体素子としてＭＯＳトランジスタを採用するスイッチング回路では、そのオン電圧が素子固有のオン抵抗とドレイン電流との積に比例するので、オン期間中のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間電圧ＶDS（オン電圧）を検出することにより電流を検出することができる。そして、オン電圧が判定値以上になったときに電流異常と判定して保護動作を実行する。

しかし、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗は正の温度係数を持っている。一般的なＭＯＳトランジスタの場合、素子温度が２５℃の場合と１５０℃の場合とでは、同じ電流を流したときのオン電圧は約１．５倍も異なる。このため、一定の判定値を用いて異常判定を行うと、素子温度に応じて電流の異常判定範囲が変化する。すなわち、素子温度が高いほど低い電流値で電流異常と判定されることになり、過電流状態の判定精度が低くなる。

一方、過熱に対する保護回路では、スイッチング素子の内部または近傍に温度検出素子を設けるものが多い（特許文献１参照）。しかし、温度検出素子の実装はコストの上昇を招くため、スイッチング回路が本来備えている構成を用いて温度検出を行う構成が望ましい。スイッチング回路に用いられる半導体素子には、寄生等による還流ダイオードが並列に設けられている。ダイオードの順方向電圧は負の温度係数を持つので、還流電流による順方向電圧を検出することにより温度を算出することができる。しかし、還流電流は負荷に応じて変動するので順方向電圧も変動し、過熱状態の判定精度が低くなる。

特開２０００−３１１９８５号公報

オン電圧と順方向電圧は、何れも電流と温度をパラメータとして決まる値である。しかし、上述した従来の電流検出方法および温度検出方法は、それぞれ１つのパラメータから電流および温度を算出している。このため、定電流源を加えて順方向電圧の電流パラメータを一定化し、シャント抵抗などの電流検出素子を用いて電流を正確に検出し、または温度検出素子を用いて温度を正確に検出しないと、他方の温度または電流を正確に算出することができなかった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電流検出素子または温度検出素子を新たに追加することなく、高い精度を持つ半導体素子の保護回路を提供することにある。

請求項１に記載した半導体素子の保護回路は、第１スイッチング素子と還流ダイオードを並列に備えた第２スイッチング素子とが第１電源線と第２電源線との間に出力端子を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷が接続される構成を持つスイッチング回路に用いられる半導体素子の保護回路であって、前記第１スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において、前記第２スイッチング素子がオン状態のときの当該第２スイッチング素子の端子間電圧と、前記第２スイッチング素子がオフ状態のときのその還流ダイオードの順方向電圧とを検出する電圧検出手段と、前記第２スイッチング素子について端子間電圧と電流と素子温度とを関係付ける第１関数と、前記第２スイッチング素子が備える還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、前記検出した端子間電圧と順方向電圧を適用して、前記還流期間において流れる還流電流と前記第２スイッチング素子およびその還流ダイオードの温度とを求める素子状態検出手段と、前記求めた還流電流と電流判定値との比較および／または前記求めた温度と温度判定値との比較により電流異常および／または温度異常を判定する異常判定手段と、電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記第２スイッチング素子およびその還流ダイオードの保護動作を行う保護手段とを備えている。

この構成によれば、還流期間に検出した第２スイッチング素子の端子間電圧と還流ダイオードの順方向電圧をそれぞれ第１関数と第２関数に適用することにより、電流検出素子および温度検出素子を新たに追加することなく、両関数の共通の変数である電流と素子温度を高精度に求めることができる。

請求項４に記載した半導体素子の保護回路は、スイッチング素子と還流ダイオードが第１電源線と第２電源線との間に出力端子を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷が接続される構成を持つスイッチング回路に用いられる半導体素子の保護回路であって、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、前記スイッチング素子がオンしているときの当該スイッチング素子の端子間電圧を検出する第１電圧検出手段と、前記スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において前記還流ダイオードの順方向電圧を検出する第２電圧検出手段と、前記スイッチング素子について端子間電圧と電流と素子温度とを関係付ける第１関数に対し、前記検出した温度と端子間電圧を適用して前記スイッチング素子に流れる電流を求め、前記還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、当該求めた電流と前記検出した順方向電圧を適用して前記還流ダイオードの温度を求める素子状態検出手段と、前記検出したスイッチング素子の温度と温度判定値との比較を実行し、さらに前記求めた電流と電流判定値との比較および／または前記求めた還流ダイオードの温度と温度判定値との比較を実行して電流異常および／または温度異常を判定する異常判定手段と、電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記スイッチング素子および前記還流ダイオードの保護動作を行う保護手段とを備えている。

この構成によれば、検出したスイッチング素子の温度と端子間電圧をスイッチング素子に係る第１関数に適用して電流を求める。この求めた電流と還流期間に検出した還流ダイオードの順方向電圧を還流ダイオードに係る第２関数に適用することにより、還流ダイオードに対して電流検出素子および温度検出素子を新たに追加することなく、還流ダイオードの電流と素子温度を高精度に求めることができる。

請求項５に記載した半導体素子の保護回路は、スイッチング素子と還流ダイオードが第１電源線と第２電源線との間に出力端子を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷が接続される構成を持つスイッチング回路に用いられる半導体素子の保護回路であって、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において前記還流ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段と、前記還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、前記検出した電流と順方向電圧を適用して前記還流ダイオードの温度を求める素子状態検出手段と、前記検出した電流と電流判定値との比較および前記求めた還流ダイオードの温度と温度判定値との比較により電流異常および温度異常を判定する異常判定手段と、電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記スイッチング素子および前記還流ダイオードの保護動作を行う保護手段とを備えている。

この構成によれば、検出したスイッチング素子の電流と還流期間に検出した還流ダイオードの順方向電圧を還流ダイオードに係る第２関数に適用することにより、還流ダイオードに対して電流検出素子および温度検出素子を新たに追加することなく、還流ダイオードの素子温度を高精度に求めることができる。

本発明の第１の実施形態を示す負荷駆動装置の構成図 出力電圧Ｖｏの波形図 保護動作のシーケンス図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 出力電圧Ｖｗの波形図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図 図２相当図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。車両に搭載される負荷駆動装置１は、パッケージングされたユニットとして構成されており、エンジンＥＣＵ（Electronic Control Unit）から与えられるデューティ指令信号Ｓ１に従って、誘導性の負荷例えばラジエータ冷却用のファンモータ２をＰＷＭ駆動する。負荷駆動装置１の電源端子１ａ、１ｂにはバッテリ３の正端子、負端子が接続され、出力端子１ｃ、１ｄにはファンモータ２の各端子が接続されるようになっている。ファンモータ２は直流モータである。

負荷駆動装置１は、ロジック回路、Ａ／Ｄ変換器等からなるカスタム化されたＩＣ４と、基板上に実装されたスイッチング回路５とを備えている。スイッチング回路５は、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ６とＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ７とから構成されている。ＭＯＳトランジスタ６、７（半導体素子）は、それぞれ第１、第２スイッチング素子に相当し、電源端子１ａに繋がる第１電源線８と電源端子１ｂに繋がる第２電源線９（グランド線）との間に、出力端子１ｃに繋がる出力線１０を挟んで直列に接続されている。

ＭＯＳトランジスタ６、７には、寄生のダイオード６ａ、７ａ（還流ダイオード、半導体素子）が並列に形成されている。スイッチング回路５は同期制御方式の回路構成であって、ＭＯＳトランジスタ６がオフしたときの還流電流をＭＯＳトランジスタ７に流すことにより、還流時の損失を低減することができる。上述した出力端子１ｄは、電源線９に接続されている。

ＩＣ４は、ＭＯＳトランジスタ６を過電流から保護するとともに、ＭＯＳトランジスタ７を過電流および過熱から保護する保護回路である。ＩＣ４は、入力処理回路１１、駆動回路１２、電圧検出回路１３、算出回路１４および異常判定回路１５を備えている。入力処理回路１１は、エンジンＥＣＵから与えられるデューティ指令信号Ｓ１に基づいて、指令されたデューティ比を持つＰＷＭ信号Ｓ２を生成する。

駆動回路１２は、ＰＷＭ信号Ｓ２に従ってＭＯＳトランジスタ６のゲート信号を生成し、ＰＷＭ信号Ｓ２の反転信号に従ってＭＯＳトランジスタ７のゲート信号を生成する。上アーム、下アームのＭＯＳトランジスタ６、７を同期制御する場合、ＭＯＳトランジスタ６、７が同時にオンして貫通電流が流れるのを防止するため、ＭＯＳトランジスタ６、７をともにオフするデッドタイム期間が設定されている。駆動回路１２は、保護手段としても機能し、後述する判定信号Ｓ３がＨレベル（異常判定）になるとＭＯＳトランジスタ６、７を直ちにオフする（保護動作）。

電圧検出回路１３は、ＭＯＳトランジスタ６がオフした負荷電流の還流期間において、出力線１０と電源線９との間の電圧を検出してＡ／Ｄ変換する。検出する電圧は、ＭＯＳトランジスタ７がオン状態のときにはＭＯＳトランジスタ７のドレイン・ソース間電圧ＶDS（端子間電圧）であり、ＭＯＳトランジスタ７がオフ状態のときにはダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆである。

算出回路１４は、検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSと順方向電圧Ｖｆを用いて、還流期間において流れる還流電流とＭＯＳトランジスタ７（ダイオード７ａ）の温度とを求める素子状態検出手段である。異常判定回路１５は、算出回路１４で求めた還流電流と電流判定値とを比較して電流異常の有無を判定するとともに、求めた温度と温度判定値とを比較して温度異常の有無を判定する。電流と温度の何れにも異常がない場合には判定信号Ｓ３をＬレベル（正常判定）にし、電流と温度の何れかに異常がある場合には判定信号Ｓ３をＨレベル（異常判定）にする。

次に、本実施形態の作用について図２および図３を参照しながら説明する。ＭＯＳトランジスタ６、７は、ＰＷＭ信号Ｓ２に従ってデッドタイムを確保しながら相補的にオンとオフを繰り返す。図２に示すように、ＭＯＳトランジスタ６がオン、ＭＯＳトランジスタ７がオフとなる期間Ａでは、出力線１０の電圧（出力電圧Ｖｏ）はバッテリ電圧ＶＢに近い電圧Ｖｍになる。デッドタイムからなる還流期間Ｃでは、負荷電流がダイオード７ａを介して還流するので、出力電圧Ｖｏは−Ｖｆになる。ＭＯＳトランジスタ６がオフ、ＭＯＳトランジスタ７がオンとなる還流期間Ｂでは、負荷電流がＭＯＳトランジスタ７を介して還流するので、出力電圧Ｖｏは−ＶDSになる。

同期制御方式ではデッドタイム期間が必ず必要になるので、負荷電流の還流期間には、ダイオード７ａに還流して電圧−Ｖｆが検出される期間Ｃと、ＭＯＳトランジスタ７に還流して電圧−ＶDSが検出される期間Ｂとの２状態が生じる。電圧検出回路１３は、これらの２つの異なる電圧−Ｖｆ、−ＶDSを、正の電圧Ｖｆ、ＶDSとして図３に示すシーケンスのステップＳ１〜Ｓ５に従って検出する。

ＭＯＳトランジスタ７がオンした時（Ｓ１；ＹＥＳ、期間Ｂ）から電圧検出を開始するのは、図２に示す時刻ｔ１からｔ２までの期間Ｃは、出力線１０にサージ電圧が重畳し易く、誤判定の原因となるからである。また、ＰＷＭ信号Ｓ２のデューティ比が１００％に近付くと、ＭＯＳトランジスタ７のオン期間が狭まって電圧ＶDSを検出できなくなる。そこで、ＭＯＳトランジスタ７のオン期間が電圧ＶDSを検出するのに必要な検出可能時間よりも短い場合（Ｓ２；ＮＯ）には、保護動作のシーケンスを中断する。電圧検出回路１３は、期間Ｂになると電圧ＶDSを検出し（Ｓ３）、その後期間Ｃ（時刻ｔ３からｔ４までの期間）になるのを待って（Ｓ４）から電圧Ｖｆを検出する（Ｓ５）。

還流電流をＩとし、ＭＯＳトランジスタ７（ダイオード７ａ）の温度をＴとすると、ドレイン・ソース間電圧ＶDSは第１関数ｆ１（Ｉ，Ｔ）で表され、順方向電圧Ｖｆは第２関数ｆ２（Ｉ，Ｔ）で表される。すなわち、電圧Ｖｆ、ＶDSは、何れも電流Ｉと温度Ｔを共通の変数とする関数となる。算出回路１４は、これら２つの異なる関数に共通する２つの変数を適用することにより、電流Ｉと温度Ｔを正確に算出することができる（Ｓ６）。

還流期間ＢにおけるＭＯＳトランジスタ７のドレイン・ソース間電圧ＶDS（所謂オン電圧Ｖon）は、（１）式で示す第１関数で表すことができる。
ＶDS＝Ｉ×Ｒon×（１＋αＴ） …（１）
還流期間Ｃにおけるダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆは、（２）式で示す第２関数で表すことができる。
Ｉ＝Ｉ０（ｅｘｐ（ｑＶｆ／（ｎｋＴ））−１） …（２）
ここで、ＲonはＭＯＳトランジスタ７の室温（２５℃）でのオン抵抗、αはオン抵抗の温度係数（＞０）、Ｉ０は比例定数、ｑは単位電荷、ｎは理想係数、ｋはボルツマン定数である。

（１）式は（３）式のよう変形できる。
Ｉ＝ＶDS／（Ｒon×（１＋αＴ）） …（３）
上記（３）式と（２）式から次の（４）式が得られる。
ＶDS／（Ｒon×（１＋αＴ））＝Ｉ０（ｅｘｐ（ｑＶｆ／（ｎｋＴ））−１）…（４）

同一の構成部品を採用する場合、Ｒon、α、Ｉ０、ｑ、ｎ、ｋは一定値であるため、（４）式から温度Ｔを算出することができる。算出した温度Ｔを（２）式または（３）式に代入すれば電流Ｉを算出することができる。ＩＣ４は、具体的に以下のシーケンスにより温度Ｔと電流Ｉを算出する。

検出した電圧ＶDS、Ｖｆをそれぞれ（３）式、（２）式に代入する。代入後、（３）式と（２）式に複数の温度Ｔを順次代入して電流Ｉを算出する。（３）式と（２）式から求めた電流Ｉが一致するとき、その代入した温度Ｔが求める温度である。効率的に求めるには、最初に−４０℃、４０℃、１２０℃のように温度間隔を荒く設定し、（３）式と（２）式から算出した電流Ｉに基づいて、求める温度Ｔが［−４０℃，４０℃］と［４０℃，１２０℃］の何れの区間にあるかを判定する。

次に、当該区間に対し例えば１０℃の温度間隔を設定して同様にして区間を判定し、さらに１℃の温度間隔を設定して同様にして区間を判定する。温度間隔は、検出精度に応じて適宜設定すればよい。この計算過程では各温度Ｔについてそれぞれ電流Ｉを算出しているので、その算出値を一時的にメモリに記憶しておけば、最終的に求めた温度Ｔに対する電流Ｉをメモリから読み出せばよい。

異常判定回路１５は、算出した電流Ｉが電流判定値以上である場合には電流異常と判定し、算出した温度Ｔが温度判定値以上である場合には温度異常と判定する（Ｓ７）。駆動回路１２は、電流Ｉと温度Ｔの何れかに異常がある場合すなわち判定信号Ｓ３がＨレベルである場合には、ＭＯＳトランジスタ６、７をオフする保護動作を実行する（Ｓ８）。

以上説明した本実施形態によれば、スイッチング回路５の還流期間に現れる同期制御期間Ｂとデッドタイム期間Ｃに、それぞれドレイン・ソース間電圧ＶDSと順方向電圧Ｖｆを検出する。これらの電圧ＶDS、Ｖｆは、ＭＯＳトランジスタ７およびダイオード７ａの電流Ｉと温度Ｔとを共通の変数とする関数であるので、連立させて解くことにより電流Ｉと温度Ｔを高精度に求めることができる。

これにより、負荷電流や電源電圧が変動する場合であっても、ＭＯＳトランジスタ７を過電流および過熱から精度良く保護することができる。また、スイッチング回路５による基本的な駆動動作には本来不要である電流検出素子および温度検出素子を新たに追加する必要がないので、検出素子の実装スペースが不要となり、信頼性の向上、コストの低減を図ることができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について図４および図５を参照しながら説明する。本実施形態の負荷駆動装置２１は、図４に示すようにＩＣ２２とスイッチング回路５とを備えている。端子２１ａ、２１ｂは電源端子であり、端子２１ｃ、２１ｄは出力端子である。感温素子２３は、ＭＯＳトランジスタ６の温度を検出する例えばサーミスタからなる温度検出手段である。ＭＯＳトランジスタ６と感温素子２３は、素子モジュール６ｍを構成している。本実施形態ではＭＯＳトランジスタ７は常にオフであるため、ＭＯＳトランジスタ７に替えて単体の還流ダイオード７ａを備えてもよい。ＩＣ２２と感温素子２３が本発明でいう保護回路に相当する。

ＩＣ２２は、ＭＯＳトランジスタ６およびダイオード７ａを過電流および過熱から保護する保護回路である。ＩＣ２２は、入力処理回路１１、駆動回路１２、電圧検出回路１３、２４、２５、算出回路２６および異常判定回路１５を備えている。ＭＯＳトランジスタ６がオンとなる期間Ａでは、出力電圧Ｖｏはバッテリ電圧ＶＢに近い電圧Ｖｍになる。ＭＯＳトランジスタ６がオフとなる還流期間Ｃでは、負荷電流がダイオード７ａを介して還流するので、出力電圧Ｖｏは−Ｖｆになる。ＭＯＳトランジスタ７は常にオフであるためデッドタイムは不要である。

電圧検出回路１３（第２電圧検出手段）は、還流期間Ｃにおいてダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆを検出してＡ／Ｄ変換する。電圧検出回路２４は、温度に応じて定まる感温素子２３の電圧を検出してＡ／Ｄ変換する。電圧検出回路２５（第１電圧検出手段）は、期間ＡにおいてＭＯＳトランジスタ６のドレイン・ソース間電圧ＶDS（端子間電圧）を検出してＡ／Ｄ変換する。何れの検出電圧も正の電圧として検出する。

算出回路２６は、検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSと順方向電圧Ｖｆを用いて、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流とダイオード７ａ（ＭＯＳトランジスタ７）の温度とを求める素子状態検出手段である。すなわち、算出回路２６は、電圧検出回路２４により検出した電圧に基づいてＭＯＳトランジスタ６の温度を検出する。この温度と電圧検出回路２５により検出したＭＯＳトランジスタ６のオン電圧ＶDSを（３）式に代入することにより、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉを算出する。続いて、算出した電流Ｉと電圧検出回路１３により検出したダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆを（２）式に代入することにより、ダイオード７ａ（ＭＯＳトランジスタ７）の温度を算出する。

異常判定回路１５は、算出した電流Ｉが電流判定値以上である場合には電流異常と判定し、検出したＭＯＳトランジスタ６の温度または算出したダイオード７ａ（ＭＯＳトランジスタ７）の温度が温度判定値以上である場合には温度異常と判定する。駆動回路１２は、判定信号Ｓ３がＨレベルになるとＭＯＳトランジスタ６をオフする。なお、ＭＯＳトランジスタ６の温度に異常が生じたときにはＰＷＭ信号Ｓ２のデューティ比を５０％よりも低くなるように下げ、さらにダイオード７ａの温度にも異常が生じたときにＭＯＳトランジスタ６をオフするように２段階の保護動作を実行してもよい。

以上説明したように、本実施形態の保護回路は、ＭＯＳトランジスタ６の温度を検出する感温素子２３を備えたので、ＭＯＳトランジスタ６に係る（３）式から正確な電流を算出でき、続いてダイオード７ａに係る（２）式からダイオード７ａの正確な温度を算出できる。これにより、負荷電流や電源電圧が変動する場合であっても、ＭＯＳトランジスタ６およびダイオード７ａを過電流および過熱から精度良く保護することができる。

ダイオード７ａに対し電流検出素子および温度検出素子を新たに追加する必要がないので、検出素子の実装スペースが不要となり、信頼性の向上、コストの低減を図ることができる。また、ＭＯＳトランジスタ７をオンさせることなくダイオード７ａの正確な電流と温度を算出できるので、ＭＯＳトランジスタ７に替えて単体の還流ダイオード７ａを備えた構成を持つ負荷駆動回路にも好適である。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について図６を参照しながら説明する。本実施形態の負荷駆動装置３１は、ＩＣ３２とスイッチング回路５とを備えている。端子３１ａ、３１ｂは電源端子であり、端子３１ｃ、３１ｄは出力端子である。検流素子３３は、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流を検出する例えばシャント抵抗からなる電流検出手段である。本実施形態ではＭＯＳトランジスタ７は常にオフであるため、ＭＯＳトランジスタ７に替えて単体の還流ダイオードを備えてもよい。ＩＣ３２と検流素子３３が本発明でいう保護回路に相当する。

ＩＣ３２は、ＭＯＳトランジスタ６を過電流から保護するとともに、ダイオード７ａを過電流および過熱から保護する保護回路である。ＩＣ３２は、入力処理回路１１、駆動回路１２、電圧検出回路１３、２４、算出回路３４および異常判定回路１５を備えている。スイッチング回路５の駆動および出力電圧Ｖｏの波形は第２の実施形態と同様である（図５参照）。電圧検出回路１３は、還流期間Ｃにおいてダイオード７ａの順方向電圧Ｖｆを検出してＡ／Ｄ変換する。電圧検出回路２４は、電流に応じて定まる検流素子３３の電圧を検出してＡ／Ｄ変換する。

算出回路３４は、検流素子３３により検出した電流と電圧検出回路１３により検出した順方向電圧Ｖｆを（２）式に代入することにより、ダイオード７ａ（ＭＯＳトランジスタ７）の温度を算出する素子状態検出手段である。異常判定回路１５は、検出した電流Ｉが電流判定値以上である場合には電流異常と判定し、算出したダイオード７ａ（ＭＯＳトランジスタ７）の温度が温度判定値以上である場合には温度異常と判定する。

以上説明したように、本実施形態の保護回路は、ＭＯＳトランジスタ６に流れる電流を検出する検流素子３３を備えたので、ダイオード７ａに係る（２）式からダイオード７ａの正確な温度を算出できる。これにより、負荷電流や電源電圧が変動する場合であっても、ダイオード７ａを過電流および過熱から精度良く保護することができる。その他、実装スペースの低減、信頼性の向上、コストの低減など第２の実施形態と同様の効果が得られる。本実施形態も、ＭＯＳトランジスタ７をオンさせることなくダイオード７ａの正確な電流と温度を算出できるので、ＭＯＳトランジスタ７に替えて単体の還流ダイオード７ａを備えた構成を持つ負荷駆動回路にも好適である。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について図７および図８を参照しながら説明する。負荷駆動装置４１は、ラジエータ冷却用の三相のファンモータ４２をＰＷＭ駆動する。ファンモータ４２はブラシレス直流モータであり、位置検出手段については図示を省略している。端子４１ａ、４１ｂは電源端子であり、端子４１ｃ、４１ｄ、４１ｅはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子である。

負荷駆動装置４１は、ＩＣ４３とスイッチング回路４４とを備えている。スイッチング回路４４は、上アームにＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ４５、４７、４９を配し、下アームにＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ４６、４８、５０を配した三相インバータの構成を備えている。これらのＭＯＳトランジスタ４５〜５０には、それぞれ寄生のダイオード４５ａ〜５０ａが並列に形成されている。

ＩＣ４３は、ＭＯＳトランジスタ４５〜５０を過電流および過熱から保護する保護回路である。ＩＣ４３は、入力処理回路１１、駆動回路５１、電圧検出回路５２、算出回路５３および異常判定回路１５を備えている。駆動回路５１は、ＰＷＭ信号Ｓ２に従ってＭＯＳトランジスタ４５〜５０のゲート信号を生成する。各相の上アームと下アームのＭＯＳトランジスタが同時にオンして貫通電流が流れるのを防止するため、デッドタイム期間が設定されている。駆動回路５１は、保護手段としても機能し、後述する判定信号Ｓ３がＨレベル（異常判定）になるとＭＯＳトランジスタ４５〜５０を直ちにオフする（保護動作）。

電圧検出回路５２は、上アームのＭＯＳトランジスタ４５、４７または４９がオフした負荷電流の還流期間において、それぞれ出力線５４、５５、５６と電源線９との間の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出してＡ／Ｄ変換する。検出する電圧は、下アームのＭＯＳトランジスタ４６、４８または５０がオン状態のときには下アームのＭＯＳトランジスタ４６、４８または５０のドレイン・ソース間電圧ＶDS（端子間電圧）であり、下アームのＭＯＳトランジスタ４６、４８または５０がオフ状態のときにはダイオード４６ａ、４８ａまたは５０ａの順方向電圧Ｖｆである。

算出回路５３は、検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSと順方向電圧Ｖｆを用いて、還流期間において流れる還流電流とＭＯＳトランジスタ４６、４８または５０（ダイオード４６ａ、４８ａまたは５０ａ）の温度とを求める素子状態検出手段である。異常判定回路１５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれについて、算出回路５３で求めた還流電流と電流判定値とを比較して電流異常の有無を判定するとともに、求めた温度と温度判定値とを比較して温度異常の有無を判定する。

駆動回路５１は、図８に示すように、ＰＷＭ信号Ｓ２に従ってＵ相のＭＯＳトランジスタ４６をオン、Ｖ相のＭＯＳトランジスタ４７、４８をオフに保ちながら、Ｗ相についてＭＯＳトランジスタ４９がオンとなる期間Ａ、デッドタイムからなる還流期間Ｃ、ＭＯＳトランジスタ５０がオンとなる期間Ｂ、デッドタイムからなる期間Ｃを繰り返す。所定の通電幅が終了すると、続いてＶ相のＭＯＳトランジスタ４８をオン、Ｗ相のＭＯＳトランジスタ４９、５０をオフに保ちながら、Ｕ相についてＭＯＳトランジスタ４５がオンとなる期間Ａ、デッドタイムからなる期間Ｃ、ＭＯＳトランジスタ４６がオンとなる期間Ｂ、デッドタイムからなる期間Ｃを繰り返す。さらに所定の通電幅が終了すると、続いてＷ相のＭＯＳトランジスタ５０をオン、Ｕ相のＭＯＳトランジスタ４５、４６をオフに保ちながら、Ｖ相についてＭＯＳトランジスタ４７がオンとなる期間Ａ、デッドタイムからなる期間Ｃ、ＭＯＳトランジスタ４８がオンとなる期間Ｂ、デッドタイムからなる期間Ｃを繰り返す。

各相について、電圧検出回路５２による電圧Ｖｆ、ＶDSの検出および算出回路５３による第１関数と第２関数を用いた電流Ｉと温度Ｔの算出は、第１の実施形態と同様である。本実施形態によれば、負荷として三相のファンモータ４２を駆動する場合でも、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態について図９および図１０を参照しながら説明する。本実施形態の負荷駆動装置６１は、ハイサイド駆動である第１の実施形態の負荷駆動装置１をローサイド駆動に変更したものである。端子６１ａ、６１ｂは電源端子であり、出力端子６１ｃ、６１ｄにはファンモータ２の各端子が接続されるようになっている。本実施形態では、電源線８、９はそれぞれ第２電源線、第１電源線に相当し、ＭＯＳトランジスタ６、７はそれぞれ第２スイッチング素子、第１スイッチング素子に相当する。

ＭＯＳトランジスタ６、７は、ＰＷＭ信号Ｓ２に従ってデッドタイムを確保しながら相補的にオンとオフを繰り返す。図１０に示すように、ＭＯＳトランジスタ７がオン、ＭＯＳトランジスタ６がオフとなる期間Ａでは、出力線１０の電圧（出力電圧Ｖｏ）はグランド電位に近い電圧Ｖｍになる。デッドタイムからなる還流期間Ｃでは、負荷電流がダイオード６ａを介して還流するので、出力電圧ＶｏはＶＢ＋Ｖｆになる。ＭＯＳトランジスタ７がオフ、ＭＯＳトランジスタ６がオンとなる還流期間Ｂでは、負荷電流がＭＯＳトランジスタ６を介して還流するので、出力電圧ＶｏはＶＢ＋ＶDSになる。

電圧検出回路１３は、上記還流期間Ｂ、Ｃにおいて、電源線８と出力線１０との間の電圧を検出してＡ／Ｄ変換する。検出する電圧は、ＭＯＳトランジスタ６がオン状態のときにはＭＯＳトランジスタ６のドレイン・ソース間電圧ＶDS（端子間電圧）であり、ＭＯＳトランジスタ６がオフ状態のときにはダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆである。算出回路１４による第１関数と第２関数を用いた電流Ｉと温度Ｔの算出は、第１の実施形態と同様である。本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

第３の実施形態において、ＭＯＳトランジスタ６がオンしているときのドレイン・ソース間電圧ＶDS（端子間電圧）を検出してもよい。この場合、算出回路３４は、検流素子３３により検出した電流と当該検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSを（３）式に代入することにより、ＭＯＳトランジスタ６の温度を算出することができる。駆動回路１２は、第２の実施形態と同様にして２段階の保護動作を実行してもよい。

第１、第４、第５の実施形態において、異常判定回路１５は、算出した還流電流と電流判定値との比較および算出した温度と温度判定値との比較のうち何れか一方のみを行って判定信号Ｓ３を生成してもよい。第２の実施形態において、異常判定回路１５は、感温素子２３により検出した温度と温度判定値との比較を実行するとともに、算出回路２６で算出した電流と電流判定値との比較および算出した温度と温度判定値との比較のうち何れか一方のみを行って判定信号Ｓ３を生成してもよい。

保護手段である駆動回路１２、５１は、判定信号Ｓ３がＨレベル（異常判定）になった時、ＭＯＳトランジスタ６、７、４５〜５０をオフするのではなく、ＰＷＭデューティを下げるなどの保護動作を実行してもよい。

第１、第３の実施形態のＭＯＳトランジスタ６、第５の実施形態のＭＯＳトランジスタ７は、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどＭＯＳＦＥＴとは異なる種類の半導体素子に変更してもよい。

第２ないし第４の実施形態についても、第５の実施形態と同様にしてローサイド駆動に変更することができる。
負荷は、ファンモータに限らずポンプモータ、ソレノイドなどの誘導性の負荷であってもよい。

図面中、１ｃ、２１ｃ、３１ｃ、４１ｃ、４１ｄ、４１ｅ、６１ｃは出力端子、２、４２はファンモータ（負荷）、４、２２、３２、４３はＩＣ（半導体素子の保護回路）、５、４４はスイッチング回路、６、４５、４７、４９はＭＯＳトランジスタ（第１スイッチング素子または第２スイッチング素子）、７、４６、４８、５０はＭＯＳトランジスタ（第２スイッチング素子または第１スイッチング素子）、６ａ、７ａ、４６ａ、４８ａ、５０ａはダイオード（還流ダイオード）、８は電源線（第１電源線または第２電源線）、９は電源線（第２電源線または第１電源線）、１２、５１は駆動回路（保護手段）、１３、５２は電圧検出回路（電圧検出手段、第２電圧検出手段）、１４、２６、３４、５３は算出回路（素子状態検出手段）、１５は異常判定回路（異常判定手段）、２３は感温素子（温度検出手段）、２５は電圧検出回路（第１電圧検出手段）、３３は検流素子（電流検出手段）である。

Claims (6)

1. 第１スイッチング素子（６，４５，４７，４９）と還流ダイオード（７ａ，４６ａ，４８ａ，５０ａ）を並列に備えた第２スイッチング素子（７，４６，４８，５０）とが第１電源線（８）と第２電源線（９）との間に出力端子（１ｃ，４１ｃ，４１ｄ，４１ｅ）を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷（２，４２）が接続される構成を持つスイッチング回路（５，４４）に用いられる半導体素子の保護回路（４，４３）であって、
   前記第１スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において、前記第２スイッチング素子がオン状態のときの当該第２スイッチング素子の端子間電圧と、前記第２スイッチング素子がオフ状態のときのその還流ダイオードの順方向電圧とを検出する電圧検出手段（１３，５２）と、
   前記第２スイッチング素子について端子間電圧と電流と素子温度とを関係付ける第１関数と、前記第２スイッチング素子が備える還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、前記検出した端子間電圧と順方向電圧を適用して、前記還流期間において流れる還流電流と前記第２スイッチング素子およびその還流ダイオードの温度とを求める素子状態検出手段（１４，５３）と、
   前記求めた還流電流と電流判定値との比較および／または前記求めた温度と温度判定値との比較により電流異常および／または温度異常を判定する異常判定手段（１５）と、
   電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記第２スイッチング素子およびその還流ダイオードの保護動作を行う保護手段（１２，５１）とを備えていることを特徴とする半導体素子の保護回路。
2. 前記電圧検出手段は、前記還流期間のうち前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がともにオフするデッドタイム期間に前記還流ダイオードの順方向電圧を検出することを特徴とする請求項１記載の半導体素子の保護回路。
3. 前記電圧検出手段は、前記第２スイッチング素子がオンからオフに移行する時のデッドタイム期間に前記還流ダイオードの順方向電圧を検出することを特徴とする請求項２記載の半導体素子の保護回路。
4. スイッチング素子（６）と還流ダイオード（７ａ）が第１電源線（８）と第２電源線（９）との間に出力端子（２１ｃ）を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷（２）が接続される構成を持つスイッチング回路（５）に用いられる半導体素子の保護回路（２２）であって、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段（２３）と、
   前記スイッチング素子がオンしているときの当該スイッチング素子の端子間電圧を検出する第１電圧検出手段（２５）と、
   前記スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において前記還流ダイオードの順方向電圧を検出する第２電圧検出手段（１３）と、
   前記スイッチング素子について端子間電圧と電流と素子温度とを関係付ける第１関数に対し、前記検出した温度と端子間電圧を適用して前記スイッチング素子に流れる電流を求め、前記還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、当該求めた電流と前記検出した順方向電圧を適用して前記還流ダイオードの温度を求める素子状態検出手段（２６）と、
   前記検出したスイッチング素子の温度と温度判定値との比較を実行し、さらに前記求めた電流と電流判定値との比較および／または前記求めた還流ダイオードの温度と温度判定値との比較を実行して電流異常および／または温度異常を判定する異常判定手段（１５）と、
   電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記スイッチング素子および前記還流ダイオードの保護動作を行う保護手段（１２）とを備えていることを特徴とする半導体素子の保護回路。
5. スイッチング素子（６）と還流ダイオード（７ａ）が第１電源線（８）と第２電源線（９）との間に出力端子（３１ｃ）を挟んで直列に接続され、前記出力端子に負荷（２）が接続される構成を持つスイッチング回路（５）に用いられる半導体素子の保護回路（３２）であって、
   前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段（３３）と、
   前記スイッチング素子がオフした負荷電流の還流期間において前記還流ダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出手段（１３）と、
   前記還流ダイオードについて順方向電圧と電流と素子温度とを関係付ける第２関数に対し、前記検出した電流と順方向電圧を適用して前記還流ダイオードの温度を求める素子状態検出手段（３４）と、
   前記検出した電流と電流判定値との比較および前記求めた還流ダイオードの温度と温度判定値との比較により電流異常および温度異常を判定する異常判定手段（１５）と、
   電流異常または温度異常と判定されたことに応じて前記スイッチング素子および前記還流ダイオードの保護動作を行う保護手段（１２）とを備えていることを特徴とする半導体素子の保護回路。
6. 前記第１関数は、前記スイッチング素子の端子間電圧をＶon、電流をＩ、規定温度でのオン抵抗をＲon、温度をＴ、オン抵抗の温度係数をαとしたとき、
   Ｖon＝Ｉ×Ｒon×（１＋αＴ）
   で表され、前記第２関数は、前記還流ダイオードの順方向電圧をＶｆ、電流をＩ、定数をＩ０、単位電荷をｑ、理想係数をｎ、ボルツマン定数をｋとしたとき、
   Ｉ＝Ｉ０（ｅｘｐ（ｑＶｆ／（ｎｋＴ））−１）
   で表されることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の半導体素子の保護回路。

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