JP2012109659A - 負荷駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷と直列に電流検出用のトランジスタを介在させることなく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における電流を高精度に検出する。
【解決手段】オン指令期間では、センストランジスタ２３が負荷電流を検出する。オフ指令期間では、制御装置２５は、オン指令期間に取得した少なくとも２つの時点の検出電流値を用いることにより、既知の電源電圧ＶＢの下でリニアソレノイド２の時定数情報を算出し、その時定数情報と、オフ指令期間に移行する前に検出したオン指令期間の電流、電源電圧ＶＢなどに基づいて、オフ指令期間における負荷電流を演算する。コンパレータ２４は、オフ指令期間において出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとを比較し、制御装置２５は、比較結果に基づいて還流ダイオード６のオープン故障を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ハイサイド駆動用の出力トランジスタと還流用のダイオードとを備えた負荷駆動回路であって、特には負荷電流を検出可能な負荷駆動回路に関する。

図６は、誘導性負荷例えばリニアソレノイドをハイサイド駆動用の出力トランジスタでＰＷＭ駆動する従来構成を示している。負荷駆動回路１の端子１ａ、１ｂ間にリニアソレノイド２が接続され、端子１ｃはグランド３に接続されて用いられる。負荷駆動回路１の内部において、電源線４と端子１ａとの間にはＭＯＳトランジスタ５が接続されており、端子１ａとグランド３との間には還流ダイオード６が接続されている。端子１ｂ、１ｃ間にはシャント抵抗７が接続されており、オペアンプ８と抵抗９〜１２とからなる差動増幅回路１３は、シャント抵抗７の電圧降下を増幅して制御装置１４に対し出力する。制御装置１４は、ＰＷＭ駆動信号を生成し、駆動回路１５を介して出力トランジスタ５に付与する。

この構成において、ＰＷＭ駆動信号のオン指令期間では、電源線４から出力トランジスタ５、リニアソレノイド２およびシャント抵抗７の順に電流が流れ、ＰＷＭ駆動信号のオフ指令期間では、還流ダイオード６、リニアソレノイド２およびシャント抵抗７の経路で電流が還流する。

しかし、この構成ではＰＷＭ駆動信号のオン指令期間とオフ指令期間の両期間においてシャント抵抗７に電流が流れ続けるので、シャント抵抗７での発熱量が大きくなる。一般的に用いられるシャント抵抗７は、温度変化による抵抗値の変化割合（温度変化率）が大きいという特性を有している。その結果、ＰＷＭ駆動の時間経過とともにシャント抵抗７の温度が大きく変化すると、精度の良い電流検出ができないという問題があった。

これに対し、特許文献１に記載されたリニアソレノイド駆動回路は、シャント抵抗に替えて、常時オン駆動するＭＯＳトランジスタと、そのＭＯＳトランジスタに対し並列接続されたセンスＭＯＳトランジスタを備え、センスＭＯＳトランジスタに流れる電流に基づいてオン指令期間とオフ指令期間の両期間における電流を検出している。また、特許文献２に記載されたソレノイド駆動回路は、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗をシャント抵抗として用いている。

特開２００６−２０３４１５号公報 特開２０００−５８３２０号公報

しかしながら、上記特許文献１、２に記載の構成は、負荷であるソレノイドに対し、駆動用のトランジスタのみならず電流検出用のトランジスタを直列に介在させる必要がある。そのため、構成部品が増えて回路規模の増大およびコスト高を招く。また、負荷電流が大きくなるほど電流検出用トランジスタの損失が増大する。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、負荷と直列に電流検出用のトランジスタを介在させることなく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における電流を高精度に検出可能な負荷駆動回路を提供することにある。

請求項１に記載した手段によれば、第２電源線と出力端子との間（ハイサイド側）に出力トランジスタが介在し、出力端子と第１電源線との間（ロウサイド側）に誘導性の負荷が接続される。駆動回路は、オン指令とオフ指令とからなる駆動信号を出力トランジスタに付与する。出力端子と第１電源線との間には、駆動信号のオフ指令期間に負荷に流れる電流を還流させるダイオードが設けられている。また、駆動信号のオン指令期間に出力トランジスタに流れる電流を検出するオン期間電流検出手段が設けられている。

駆動信号のオン指令期間では、第２電源線から出力トランジスタ、出力端子、負荷を通して第１電源線に電流が流れる。このオン指令期間に出力トランジスタおよび負荷に流れる電流は、オン期間電流検出手段により検出できる。一方、駆動信号のオフ指令期間では、ダイオード、出力端子、負荷、第１電源線の経路で還流電流が流れる。オフ期間電流検出手段は、オン指令期間の検出電流に基づいて負荷の時定数情報を算出し、その算出した時定数情報、オン指令期間の検出電流および電源電圧に基づいて、オフ指令期間における負荷に流れる電流を算出する。

本手段によれば、例えば第１、第２電源線間の既知の電源電圧の下で、オン指令期間における少なくとも２つの時点の検出電流を用いることで、誘導性負荷の時定数に関係する情報ひいてはオフ指令期間における負荷電流を算出できる。従って、負荷と直列に電流検出用のトランジスタを介在させることなく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における負荷電流を高精度に検出でき、従来構成に比べて回路構成を簡単化できるとともに損失を低減することができる。

請求項２に記載した手段によれば、オフ指令期間において出力端子の電圧を検出する電圧検出手段を備える。還流用のダイオードが正常の場合には、オフ指令期間において出力端子の電圧Ｖoutは−Ｖｆ（Ｖｆはｐｎ接合の順電圧）を維持する。一方、還流用のダイオードがオープン故障の場合には、オフ指令に移行後出力端子の電圧は一時的に負電位側に大きく振れ、その後電流が０になると０Ｖに整定する。

そこで、比較手段は、第１電源線の電位を基準（０Ｖ）として、電圧検出手段により検出された電圧Ｖoutと、０Ｖと−Ｖｆとの中間電圧に設定された基準電圧Ｖrefとを比較する。そして、異常判定手段は、オフ指令期間において、駆動信号がオフ指令に変化してから所定の整定待機時間が経過した後、比較手段の比較結果がＶout＞Ｖrefである場合、ダイオードの異常と判定する。本手段によれば、電流の高精度な検出に加え、還流ダイオードの異常も検出できる。

請求項３に記載した手段によれば、第１電源線と出力端子との間（ハイサイド側）に出力トランジスタが介在し、出力端子と第２電源線との間（ロウサイド側）に誘導性の負荷が接続される。駆動回路は、オン指令とオフ指令とからなる駆動信号を出力トランジスタに付与する。出力端子と第１電源線との間には、駆動信号のオフ指令期間に負荷に流れる電流を還流させるダイオードが設けられている。また、駆動信号のオン指令期間に出力トランジスタに流れる電流を検出するオン期間電流検出手段が設けられている。

駆動信号のオン指令期間では、第２電源線から出力トランジスタ、出力端子、負荷を通して第１電源線に電流が流れる。このオン指令期間に出力トランジスタおよび負荷に流れる電流は、オン期間電流検出手段により検出できる。一方、駆動信号のオフ指令期間では、ダイオード、出力端子、負荷、第１電源線の経路で還流電流が流れる。

ダイオードの順方向における電圧−電流特性は負の温度係数を持ち、順電圧が定まるとそのときの温度条件の下で流れる電流が定まる。そこで、オフ指令期間において出力端子の電圧を検出する電圧検出手段と、ダイオードの温度と相関を有する温度を検出する温度検出手段と、オフ期間電流検出手段を備える。オフ期間電流検出手段は、ダイオードの温度、順電圧および順電流の関係を示す特性情報を有し、電圧検出手段により検出された電圧、温度検出手段により検出された温度および特性情報に基づいて、オフ指令期間において負荷に流れる電流を求める。

本手段によれば、ダイオードの特性ばらつきを考慮して、使用するダイオードの特性情報をテーブル等により事前に準備することで、オフ指令期間においてダイオードに還流する電流すなわち負荷電流を求めることができる。従って、負荷と直列に電流検出用のトランジスタを介在させることなく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における負荷電流を高精度に検出でき、従来構成に比べて回路構成を簡単化できるとともに損失を低減することができる。

請求項４に記載した手段によれば、請求項２記載の手段と同様に、第１電源線の電位を基準として、電圧検出手段により検出された電圧Ｖoutと、０Ｖと−Ｖｆとの中間電圧に設定された基準電圧Ｖrefとを比較する比較手段と、オフ指令期間において、駆動信号が当該オフ指令に変化してから所定の整定待機時間が経過した後、比較手段の比較結果がＶout＞Ｖrefである場合、ダイオードの異常と判定する異常判定手段とを備えている。本手段によれば、電流の高精度な検出に加え、還流ダイオードの異常も検出できる。

請求項５に記載した手段によれば、整定待機時間は、ダイオードがオープン故障の状態で駆動信号がオフ指令に変化した時点から負荷に流れる電流が０に整定するまでの時間よりも長く設定されているので、ダイオードの異常を確実に判定することができる。

請求項６に記載した手段によれば、異常判定手段がダイオードの異常を判定したことに応じて、出力トランジスタに対しオフ駆動信号を付与する保護手段を備えているので、出力トランジスタをオフ指令移行時に生じる過大な電圧から保護することができる。

本発明の第１の実施形態を示す負荷駆動回路の構成図 ＰＷＭ駆動信号、センストランジスタの検出電流および検出電圧を示す波形図 （ａ）は還流ダイオードが正常の場合、（ｂ）は還流ダイオードがオープン故障の場合のＰＷＭ駆動信号、負荷電流および出力電圧を示す波形図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 （ａ）は還流ダイオードの順方向電圧−電流特性を示す図、（ｂ）はメモリに記憶されている特性情報を示す図 従来技術を示す図１相当図

（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、ハイサイド駆動の負荷駆動回路の構成図である。この負荷駆動回路２２は、例えば車両の電子制御ユニット（ＥＣＵ）に搭載され、端子２２ａとグランド３（第１電源線）との間に接続される油圧制御用のリニアソレノイド２をＰＷＭ駆動するとともに負荷電流を検出する。リニアソレノイド２は誘導性の負荷である。

負荷駆動回路２２の内部において、電源線４（第２電源線）と出力端子２２ａとの間にはＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ５（出力トランジスタ）が接続されており、出力端子２２ａとグランド３との間には端子２２ａ側をカソードとする還流ダイオード６が接続されている。電源線４には、負荷駆動回路２２の図示しない電源端子を介してバッテリ電圧ＶＢが供給されている。

駆動回路１５は、指令されたデューティ比を有するオン指令期間とオフ指令期間とがＰＷＭ周期で繰り返されるＰＷＭ駆動信号を出力し、出力トランジスタ５は、このＰＷＭ駆動信号によりＰＷＭ駆動される。出力トランジスタ５はハイサイド駆動素子であるため、駆動回路１５はチャージポンプ回路などの昇圧電源（図示せず）を備えている。駆動回路１５は、オン指令期間において、電圧ＶＢよりも少なくともゲート・ソース間電圧ＶGSだけ高い電圧Ｖcpを出力トランジスタ５のゲートに印加する。

出力トランジスタ５には、オン期間電流検出手段としてのＭＯＳトランジスタ２３が並列に接続されている。このセンストランジスタ２３は、出力トランジスタ５に電流が流れるＰＷＭ駆動信号のオン指令期間において、出力電流すなわち負荷電流を検出するものである。

コンパレータ２４は、オフ指令期間において、グランド３の電位を基準（０Ｖ）として、出力端子２２ａの電圧Ｖoutと、０Ｖと−Ｖｆ（Ｖｆはｐｎ接合の順電圧）との中間電圧に設定された基準電圧Ｖrefとを比較する比較手段である。オフ指令期間においてＶout≦Ｖrefの状態からＶout＞Ｖrefの状態に移行すると、出力する比較信号をＨレベルからＬレベルに変化させて保持（ラッチ）する。このコンパレータ２４は、ＰＷＭ駆動信号のオフ指令期間において出力電圧Ｖoutを検出する電圧検出手段の機能を兼ねている。

制御装置２５は、マイクロコンピュータから構成されており、センストランジスタ２３に流れる電流に応じた電圧を入力するＡ／Ｄ変換器２６と、コンパレータ２４からの比較信号を入力する入力ポート、ＰＷＭ駆動信号を出力する出力ポートなどを備えている。この制御装置２５は、オン指令期間の検出電流に基づいてリニアソレノイド２の時定数を算出し、その算出した時定数とオン指令期間の検出電流等に基づいて、オフ指令期間におけるリニアソレノイド２に流れる電流を演算するオフ期間電流検出手段として機能する。さらに、オフ指令期間において、コンパレータ２４がＬレベルの比較信号を出力した場合、還流ダイオード６が異常と判定する異常判定手段としても機能する。制御装置２５からのＰＷＭ駆動信号とコンパレータ２４からの比較信号は、ＡＮＤゲート２７（保護手段）を介して駆動回路１５に入力される。

次に、本実施形態の作用を説明する。
図２は、ＰＷＭ駆動信号、センストランジスタ２３により検出された検出電流、およびコンパレータ２４に入力される検出電圧（出力電圧Ｖout）の波形を示している。コンパレータ２４の比較信号がＨレベルの場合、ＡＮＤゲート２７は通過状態となり、駆動回路１５は、制御装置２５が出力するＰＷＭ駆動信号に基づいて出力トランジスタ５をオンオフ駆動する。制御装置２５は、リニアソレノイド２を制御する上で、ＰＷＭ駆動信号のオン指令期間のみならずオフ指令期間においても負荷電流を検出する必要がある。

オン指令期間では、電源線４から出力トランジスタ５、出力端子２２ａ、リニアソレノイド２を通してグランド３に電流が流れる。このとき、センストランジスタ２３には、出力トランジスタ５に流れる電流に対し所定の分流比で定まる電流が流れる。制御装置２５は、オン指令期間において、連続的に或いは一定周期でＡ／Ｄ変換を実行し、出力トランジスタ５に流れる電流すなわち負荷電流を検出する。

一方、オフ指令期間では、還流ダイオード６、出力端子２２ａ、リニアソレノイド２、グランド３の経路で還流電流が流れる。このとき、センストランジスタ２３に電流は流れないため、負荷電流を直接的に検出することはできない。そこで、制御装置２５は、オン指令期間に取得した少なくとも２つの時点の検出電流値を用いることにより、既知の電源電圧ＶＢの下で誘導性負荷であるリニアソレノイド２の時定数情報を算出する。

ここでの時定数情報の算出とは、時定数Ｔ（＝Ｌ／Ｒ）そのものの値を算出することのみならず、時定数Ｔと関数関係にある定数、時定数Ｔに基づく電流変化の近似式などの算出であってもよい。例えば、リニアソレノイド２の有するインダクタンスと抵抗とからなる一次遅れ要素の過渡応答式に時間と電源電圧と電流を代入し、或いはオン指令期間に移行した直後からのステップ応答の変化率に基づいて、時定数Ｔ（＝Ｌ／Ｒ）そのものの値を求めてもよい。また、一定の時間区分ごとの直線近似式を順次求めてもよい。

制御装置２５は、算出した時定数、近似式等と、オフ指令期間に移行する前に検出したオン指令期間の電流、電源電圧ＶＢなどに基づいて、当該オフ指令期間における負荷電流を演算する。上述した何れの算出方法を採用するかは、電流検出の精度、制御装置２５の演算処理能力などに応じて適宜決定すればよい。

さらに、制御装置２５は、還流ダイオード６のオープン故障を検出できる。還流ダイオード６が正常の場合には、オフ指令期間において出力電圧Ｖoutは−Ｖｆ（Ｖｆはｐｎ接合の順電圧）を維持する。一方、還流ダイオード６がオープン故障の場合には、オフ指令に移行後出力電圧Ｖoutが一時的に負電位側に大きく振れ、電流が０になると０Ｖに整定する。図３は、（ａ）還流ダイオード６が正常の場合のＰＷＭ駆動信号と負荷電流と出力電圧Ｖout、（ｂ）還流ダイオード６がオープン故障の場合のＰＷＭ駆動信号と負荷電流と出力電圧Ｖoutの波形を示している。

コンパレータ２４は、オフ指令期間において出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとの比較動作を実行する。制御装置２５は、オフ指令期間に移行してから、負荷電流が０に整定するのに要する時間よりも長く設定された整定待機時間が経過した後、比較信号を入力する。比較信号がＬレベルの場合には、還流ダイオード６がオープン故障していると判定し、デューティ比０のＰＷＭ駆動信号すなわちオフ駆動信号を出力する。この保護動作は、制御装置２５を介さずにＡＮＤゲート２７によっても行われる。

以上説明したように、本実施形態の負荷駆動回路２２は、オン指令期間の負荷電流をセンストランジスタ２３により直接検出し、オフ指令期間の負荷電流をオン指令期間の検出電流に基づいて算出する。この構成によれば、電源線４からリニアソレノイド２を介してグランド３に至る通電経路に電流検出用のトランジスタを介在させる必要がないので、その分だけ従来構成に比べて製造コストおよび負荷駆動回路内で生じる損失を低減することができる。また、各ＰＷＭ周期ごとにオン指令期間の電流に基づいてオフ指令期間の電流を算出するので、温度変化による電流検出誤差が生じにくく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における負荷電流を高精度に検出できる。

制御装置２５は、オフ指令期間における出力電圧Ｖoutに基づいて還流ダイオード６の異常の有無を判定することができる。この場合、オフ指令期間に移行した後、過渡状態を避けるために整定待機時間が経過した後に判定するので、誤判定を極力防止することができる。さらに、制御装置２５およびＡＮＤゲート２７は、それぞれ還流ダイオード６の異常判定および判定信号に応じて出力トランジスタ５を遮断するので、オフ指令移行後に生じる過大な電圧から出力トランジスタ５を保護することができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図４および図５を参照しながら説明する。第１の実施形態と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付して説明を省略する。
図４は、ハイサイド駆動の負荷駆動回路の構成図である。この負荷駆動回路３２もＥＣＵに搭載され、その端子３２ａとグランド３との間に接続されるリニアソレノイド２をＰＷＭ駆動するとともに負荷電流を検出する。出力トランジスタ５、還流ダイオード６、駆動回路１５およびセンストランジスタ２３の構成は、図１に示す負荷駆動回路２２と同様である。

増幅回路３３は、オフ指令期間において出力端子３２ａの電圧Ｖoutを検出し、制御装置３４に入力可能な電圧範囲にまでレベルシフトして増幅する電圧検出手段である。サーミスタ３５は、少なくとも還流ダイオード６の温度と相関を有する温度、好ましくは還流ダイオード６自体の温度を検出する温度検出手段であり、還流ダイオード６の近傍に配置することが望ましい。

制御装置３４は、マイクロコンピュータから構成されており、センストランジスタ２３に流れる電流に応じた電圧を入力するＡ／Ｄ変換器３６、出力電圧Ｖoutに対応した検出電圧を入力するＡ／Ｄ変換器３７、サーミスタ３５からの電圧を入力するＡ／Ｄ変換器３８、ＰＷＭ駆動信号を出力する出力ポート、サーミスタ３５の抵抗変化を電圧変化に変換してＡ／Ｄ変換器３８に与える変換回路（図示せず）、不揮発性のメモリ３９などを備えている。メモリ３９には、制御プログラムの他、Ａ／Ｄ変換器３８の変換値から温度を求めるための補正情報、還流ダイオード６の温度、順電圧および順電流の関係を示す特性情報などが記憶されている。

制御装置３４は、出力電圧Ｖoutに対応した検出電圧、サーミスタ３５により検出された温度および特性情報に基づいて、オフ指令期間においてリニアソレノイド２に流れる電流を演算するオフ期間電流検出手段として機能する。さらに、第１の実施形態のコンパレータ２４と同様に出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとを比較する比較手段、オフ指令期間において当該比較結果に基づいて還流ダイオード６の異常と判定する異常判定手段、および出力トランジスタ５に対する保護手段としても機能する。

次に、本実施形態の作用を説明する。
図５（ａ）は、還流ダイオード６の順方向電圧−電流特性を異なる３つの温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３（Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３）について示している。一般に、ダイオードの順方向における電圧−電流特性は負の温度係数を持ち、温度の上昇に伴い順電圧が低下する特性を有している。この特性によれば、還流ダイオード６の順電圧と温度が定まれば、還流ダイオード６に流れる電流が定まることになる。

図５（ｂ）に示すように、メモリ３９には、例えばテーブル形式で還流ダイオード６の温度、順電圧および順電流の関係を示す順方向特性情報が記憶されている。図中、具体的な電流値は省略した。ダイオードの特性にはばらつきが存在するので、還流ダイオード６の特性情報を事前に測定した上で、その特性情報をメモリ３９に記憶させることが好ましい。この場合、全データについて測定してもよいが、簡易的には選択した複数データについて測定し、非選択のデータについては測定データに基づいて近似計算をすればよい。

オン指令期間とオフ指令期間における電流経路およびオン指令期間における負荷電流の検出は、第１の実施形態で説明した通りである。制御装置３４は、少なくともオン指令期間においてＡ／Ｄ変換器３６にＡ／Ｄ変換を実行させ、少なくともオフ指令期間においてＡ／Ｄ変換器３７、３８にＡ／Ｄ変換を実行させる。ただし、Ａ／Ｄ変換器３８については、より長い間隔でＡ／Ｄ変換を実行させてもよい。

制御装置３４は、オフ指令期間において、Ａ／Ｄ変換器３７を介して出力電圧Ｖoutつまり還流ダイオード６の順電圧を検出し、図示しない変換回路とＡ／Ｄ変換器３８を介して還流ダイオード６の温度を検出する。サーミスタ３５が還流ダイオード６の温度を直接測定できない場合には、検出温度から還流ダイオード６の温度を推定する。制御装置３４は、還流ダイオード６の順電圧、還流ダイオード６の温度およびメモリ３９に記憶された特性情報に基づいて、オフ指令期間においてリニアソレノイド２に流れる電流を求める。

加えて、制御装置３４は、還流ダイオード６の故障を検出できる。第１の実施形態ではコンパレータ２４が比較動作を実行したが、本実施形態では制御装置３４が比較処理を行う。制御装置３４は、オフ指令期間に移行してから整定待機時間が経過した後、出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとを比較する。このとき、Ｖout＞Ｖrefであれば、還流ダイオード６がオープン故障していると判定し、デューティ比０のＰＷＭ駆動信号すなわちオフ駆動信号を出力する。

以上説明したように、本実施形態の負荷駆動回路３２は、オン指令期間の負荷電流をセンストランジスタ２３により直接検出し、オフ指令期間の負荷電流を、増幅回路３３により検出された出力電圧Ｖout、サーミスタ３５により検出された還流ダイオード６の温度、および還流ダイオード６の特性情報に基づいて求める。この構成によれば、電源線４からリニアソレノイド２を介してグランド３に至る通電経路に電流検出用のトランジスタを介在させる必要がないので、その分だけ従来構成に比べて製造コストおよび負荷駆動回路内で生じる損失を低減することができる。

また、還流ダイオード６の順方向特性のばらつきを考慮して、ＩＣの検査工程などで実測した還流ダイオード６の順方向特性をメモリ３９に記憶し、その特性情報に基づいてオフ指令期間の負荷電流を求める。これにより、温度変化や特性ばらつきによる電流検出誤差が生じにくく、オン指令期間とオフ指令期間の両期間における負荷電流を高精度に検出できる。

制御装置３４は、オフ指令期間における出力電圧Ｖoutに基づいて還流ダイオード６の異常の有無を判定することができる。この場合、オフ指令期間に移行した後、過渡状態を避けるために整定待機時間が経過した後に判定するので、誤判定を極力防止することができる。さらに、制御装置３４は、還流ダイオード６の異常判定に応じて出力トランジスタ５を遮断するので、オフ指令移行後に生じる過大な電圧から出力トランジスタ５を保護することができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
第１の実施形態においても、第２の実施形態と同様に、オフ指令期間において出力端子２２ａの電圧Ｖoutを検出する電圧検出手段を備え、コンパレータ２４による電圧比較に替えて制御装置２５が比較手段として出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとの比較処理をしてもよい。

負荷駆動回路２２、３２はＰＷＭ駆動に限られない。例えばパルス幅変調以外のパルス変調による駆動であってもよい。
負荷は、誘導性であればリニアソレノイドに限られない。
出力トランジスタ５やセンストランジスタ２３は、バイポーラトランジスタであってもよい。また、オン期間電流検出手段は、駆動信号のオン指令期間に出力トランジスタ５に流れる電流（負荷電流）を検出できるものであれば、センストランジスタ２３に限られない。

制御装置２５または３４に対し、複数チャンネル分の駆動回路１５、出力トランジスタ５、センストランジスタ２３等を備えている場合、複数チャンネル分のＰＷＭ駆動信号、電流検出信号、電圧検出信号、比較信号などを纏める通信ユニットを介在させ、制御装置２５または３４と当該通信ユニットとの間をシリアル通信で結ぶとよい。これにより端子数、Ａ／Ｄ変換器などの数を低減できる。

図面中、２はリニアソレノイド（負荷）、３はグランド（第１電源線）、４は電源線（第２電源線）、５は出力トランジスタ、６は還流ダイオード、１５は駆動回路、２２、３２は負荷駆動回路、２２ａ、３２ａは出力端子、２３はセンストランジスタ（オン期間電流検出手段）、２４はコンパレータ（比較手段、電圧検出手段）、２５は制御装置（オフ期間電流検出手段、異常判定手段、保護手段）、２７はＡＮＤゲート（保護手段）、３３は増幅回路（電圧検出手段）、３４は制御装置（オフ期間電流検出手段、比較手段、異常判定手段、保護手段）、３５はサーミスタ（温度検出手段）である。

Claims (6)

1. 出力端子と第１電源線との間に接続される誘導性の負荷を駆動するとともに前記負荷に流れる電流を検出する負荷駆動回路において、
   第２電源線と前記出力端子との間に介在する出力トランジスタと、
   前記出力トランジスタに対するオン指令とオフ指令とからなる駆動信号を付与する駆動回路と、
   前記駆動信号のオン指令期間に前記出力トランジスタに流れる電流を検出するオン期間電流検出手段と、
   前記出力端子と前記第１電源線との間に接続され、前記駆動信号のオフ指令期間に前記負荷に流れる電流を還流させるダイオードと、
   前記オン指令期間の検出電流に基づいて前記負荷の時定数情報を算出し、その算出した時定数情報、前記オン指令期間の検出電流および電源電圧に基づいて、前記駆動信号のオフ指令期間における前記負荷に流れる電流を算出するオフ期間電流検出手段とを備えたことを特徴とする負荷駆動回路。
2. 前記オフ指令期間において前記出力端子の電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記第１電源線の電位を基準として、前記電圧検出手段により検出された電圧Ｖoutと、０Ｖと−Ｖｆ（Ｖｆ：ｐｎ接合の順電圧）との中間電圧に設定された基準電圧Ｖrefとを比較する比較手段と、
   前記オフ指令期間において、前記駆動信号が当該オフ指令に変化してから所定の整定待機時間が経過した後、前記比較手段の比較結果がＶout＞Ｖrefである場合、前記ダイオードの異常と判定する異常判定手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の負荷駆動回路。
3. 出力端子と第１電源線との間に接続される誘導性の負荷を駆動するとともに前記負荷に流れる電流を検出する負荷駆動回路において、
   第２電源線と前記出力端子との間に介在する出力トランジスタと、
   前記出力トランジスタに対するオン指令とオフ指令とからなる駆動信号を付与する駆動回路と、
   前記駆動信号のオン指令期間に前記出力トランジスタに流れる電流を検出するオン期間電流検出手段と、
   前記出力端子と前記第１電源線との間に接続され、前記駆動信号のオフ指令期間に前記負荷に流れる電流を還流させるダイオードと、
   前記オフ指令期間において前記出力端子の電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ダイオードの温度と相関を有する温度を検出する温度検出手段と、
   前記ダイオードの温度、順電圧および順電流の関係を示す特性情報を有し、前記電圧検出手段により検出された電圧、前記温度検出手段により検出された温度および前記特性情報に基づいて、前記オフ指令期間において前記負荷に流れる電流を求めるオフ期間電流検出手段とを備えたことを特徴とする負荷駆動回路。
4. 前記第１電源線の電位を基準として、前記電圧検出手段により検出された電圧Ｖoutと、０Ｖと−Ｖｆ（Ｖｆ：ｐｎ接合の順電圧）との中間電圧に設定された基準電圧Ｖrefとを比較する比較手段と、
   前記オフ指令期間において、前記駆動信号が当該オフ指令に変化してから所定の整定待機時間が経過した後、前記比較手段の比較結果がＶout＞Ｖrefである場合、前記ダイオードの異常と判定する異常判定手段とを備えたことを特徴とする請求項３記載の負荷駆動回路。
5. 前記整定待機時間は、前記ダイオードがオープン故障の状態で前記駆動信号がオフ指令に変化した時点から前記負荷に流れる電流が０に整定するまでの時間よりも長く設定されていることを特徴とする請求項２または４記載の負荷駆動回路。
6. 前記異常判定手段が前記ダイオードの異常を判定したことに応じて、前記出力トランジスタに対しオフ駆動信号を付与する保護手段を備えていることを特徴とする請求項２、４、５の何れかに記載の負荷駆動回路。

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