JP4916543B2 - 電気負荷の電流制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば車載電子制御装置において使用される誘導性電気負荷の電流制御装置、特に目標設定電流と検出負荷電流とが一致するように負帰還制御される電気負荷の電流制御装置に関するものである。

駆動電源と電気負荷との間に接続された開閉素子の開閉通電率を制御して、通電目標電流と電流検出抵抗による検出電流とが一致する関係に制御する電気負荷の電流制御装置には様々な形態のものがあり、例えば広範囲な可変一定電流が要求されるリニアソレノイドの電流制御や、急速開弁後に一定の低電流で開弁保持を行う燃料噴射用電磁弁の電流制御などの用途がある。

これらの電流制御装置では、マイクロプロセッサが目標電流指令を発生すると共に、自らが検出電流との偏差に応動する開閉駆動指令を発生する内部帰還制御方式のものと、マイクロプロセッサは単に目標電流指令を発生するだけで、マイクロプロセッサの外部に設けられた偏差積分回路によって目標電流と検出電流との偏差に応動して開閉駆動指令を発生する外部帰還制御方式のものがある。
例えば、後述の特許文献１や特許文献３によるものは内部帰還制御方式であり、特許文献２によるものは外部帰還制御方式となっていて、外部帰還制御方式のものはマイクロプロセッサの制御負担が軽減される反面でハードウエア構成が複雑となる形式のものとなっている。

特許文献１あるいは特許文献２によれば、電気負荷に直列接続された電流検出抵抗の両端電圧を増幅して得られる監視電圧は電流比例成分と誤差成分を含み、当該誤差成分は電圧比例成分とオフセット成分に分割され、電流比例成分の電流比例係数と、電圧比例成分の電圧比例係数とオフセット成分を、校正用の電流計と電圧計を用いて手順良く算出し、これ等の校正定数を用いて高精度な電流制御を行う手段が開示されている。
また、特許文献３によれば、電流制御装置内の周囲温度（環境温度）を検出する温度検出手段と、検出された周囲温度に基づいて電流検出手段により検出された駆動電流（負荷電流）を補正する温度補正手段を備えたリニアソレノイドの制御装置が開示されている。

特開２００６−２３８６６８号公報（要約の欄、図１） 特開２００６−１００５０９号公報（要約の欄、図１） 特開平１０−２２５１７９号公報（要約の欄、図１）

前記特許文献１あるいは特許文献２による電流制御装置は、電流検出誤差の要因別に校正が行なわれているので、部品の固体バラツキ変動と電源電圧の変動に対して高精度な電流制御を行うことができるものとなっている。しかし、環境温度変化に対応した制御誤差の補正が行なわれていないことと、目標電流に対する線形性誤差の補正が行なわれていない問題点がある。

これに対し、前記特許文献３による電流制御装置は、高精度電流計を用いた実負荷電流による校正が行なわれておらず、電流検出抵抗の抵抗値が一定不変で、固体バラツキ変動もなくて設計値どおりの正確な抵抗値を有するものであるとの前提において成立する制御方法となっている。従って、例え周囲温度による補正が行なわれたとしても、この周囲温度は電流制御装置内部の環境温度を測定するものであって、電流検出抵抗そのものの温度を検出しているわけではないので、負荷電流の二乗に比例する消費電力によって電流検出抵抗の抵抗値が変動し、正確な電流制御が行えない問題点がある。

この発明の第１の目的は、部品の個体バラツキ変動と多様な環境変動に対応して高精度な電流制御を行うことができる外部帰還型、又は内部帰還型の電気負荷の電流制御装置を提供することである。

また、この発明の第２の目的は、電流検出抵抗の自己発熱による抵抗値の変動に基づいて、目標負荷電流に対応した実負荷電流の線形性誤差が発生するのを低減することができる外部帰還型、又は内部帰還型電気負荷の電流制御装置を提供することである。

この発明の第１の発明による電気負荷の電流制御装置は、駆動電源から給電されると共に、開閉素子と電流検出抵抗と電気負荷とが直列接続された給電回路部と、前記電気負荷に対する目標負荷電流と前記電流検出抵抗による検出負荷電流とが一致する関係に前記開閉素子のＯＮ／ＯＦＦ比率を制御する制御回路部と、を備えた電気負荷の電流制御装置であって、前記制御回路部は更に、制御定数校正手段、及び換算設定手段となる制御プログラムを包含する不揮発プログラムメモリと、不揮発データメモリとを備えたマイクロプロセッサと、前記電気負荷に直列接続された電流検出抵抗の両端電圧を増幅すると共に、前記電気負荷に対する負荷電流に比例した電流比例成分を主体とし、誤差成分を包含して発生する監視電圧を前記マイクロプロセッサに入力する増幅回路部と、前記電流制御装置の内部環境温度に対応した測定電圧を発生し、当該測定電圧を前記マイクロプロセッサに入力する温度検出回路と、目標負荷電流に対応した推定監視電圧を制御目標値とし、前記監視電圧を帰還値として前記開閉素子の通電を制御する帰還制御回路と、を備え、前記制御定数校正手段は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度において、外部設置された校正用電流計による実負荷電流に基づいて前記監視電圧の電流比例成分に関する電流比例係数と誤差成分とを分離算出して、前記温度検出回路によって検出された実使用内部環境温度と、可変の目標負荷電流に対応した電流比例係数と誤差成分を補間算出するための演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存し、前記換算設定手段は、前記マイクロプロセッサによって決定される目標負荷電流と同じ電流が前記電気負荷に流れたと仮定した場合に、前記実使用内部環境温度に対応した前記電流比例係数と誤差成分に基づいて前記推定監視電圧を算出するものである。

この発明の第２の発明による電気負荷の電流制御装置は、駆動電源から給電されると共に、開閉素子と電流検出抵抗と電気負荷とが直列接続された給電回路部と、前記電気負荷に対する目標負荷電流と前記電流検出抵抗による検出負荷電流とが一致する関係に前記開閉素子のＯＮ／ＯＦＦ比率を制御する制御回路部と、を備えた電気負荷の電流制御装置であって、前記制御回路部は更に、制御定数校正手段、換算推定手段、及び帰還制御手段となる制御プログラムを包含する不揮発プログラムメモリと、不揮発データメモリとを備えたマイクロプロセッサと、前記電気負荷に直列接続された電流検出抵抗の両端電圧を増幅すると共に、前記電気負荷に対する負荷電流に比例した電流比例成分を主体とし、誤差成分を包含して発生する監視電圧を前記マイクロプロセッサに入力する増幅回路部と、前記電流制御装置の内部環境温度に対応した測定電圧を発生し、当該測定電圧を前記マイクロプロセッサに入力する温度検出回路と、を備え、前記制御定数校正手段は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度において、外部設置された校正用電流計による実負荷電流に基づいて前記監視電圧の電流比例成分に関する電流比例係数と誤差成分とを分離算出して、前記温度検出回路によって検出された実使用内部環境温度と、可変の目標負荷電流に対応した電流比例係数と誤差成分を補間算出するための演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存し、前記換算推定手段は、前記監視電圧と前記実使用内部環境温度に対応した電流比例係数に基づいて推定負荷電流を算出するか、又は前記マイクロプロセッサによって決定される目標負荷電流と同じ電流が前記電気負荷に流れたと仮定した場合に、前記実使用内部環境温度に対応した推定監視電圧を算出し、前記帰還制御手段は、前記目標負荷電流を制御目標値とし、前記推定負荷電流を帰還値として前記開閉素子の通電デューティを制御するか、又は前記推定監視電圧を制御目標値として前記監視電圧を帰還値として前記開閉素子の通電デューティを制御するものである。

この発明の第１の発明による電気負荷の電流制御装置は、目標負荷電流に比例した設定信号を出力するマイクロプロセッサの外部に、負帰還制御用の比較偏差積分回路と電流検出抵抗を備えたものであって、製品の出荷段階で外部設置された校正用電流計を用いて電流制御特性の固体バラツキ変動、及び温度変動を補正する校正運転が行われ、当該校正運転は常温環境と高温環境の少なくとも一方において実施されて、制御要素の固体バラツキ変動と温度による特性変動と、自己発熱による電流検出抵抗の抵抗値の変動による誤差要因に基づいた校正定数を得るようになっている。

従って、検出誤差の校正は検出誤差の発生要因別に行われ、しかも温度変動要因を加味して校正されているているので、様々な運転環境における電流制御装置の運転中において校正定数を的確に活用して、高精度な電流制御が行えると共に、簡易な外部校正設備によって手軽に校正運転が行える効果がある。

また、この発明の第２の発明による電気負荷の電流制御装置は、目標負荷電流を設定し、負荷電流に比例した検出信号が入力されて、偏差信号電圧に応動したデューティのパルス出力を発生するマイクロプロセッサを備えたものであって、製品の出荷段階で外部設置された校正用電流計を用いて電流制御特性の固体バラツキ変動、及び温度変動を補正する校正運転が行われ、当該校正運転は常温環境と高温環境の少なくとも一方において実施されて、制御要素の固体バラツキ変動と温度による特性変動と、自己発熱による電流検出抵抗の抵抗値の変動による誤差要因に基づいた校正定数を得るようになっている。

従って、検出誤差の校正は検出誤差の発生要因別に行われ、しかも温度変動要因を加味して校正されているているので、様々な運転環境における電流制御装置の運転中において校正定数を的確に活用して、高精度な電流制御が行えると共に、簡易な外部校正設備によって手軽に校正運転が行える効果がある。

この発明の第１実施形態を示す全体回路図である。 この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである この発明の第１実施形態による校正運転用の動作フローチャートである この発明の第１実施形態による校正定数のデータテーブルの枠組みを示した図である。 この発明の第１実施形態による通常制御ルーチンの動作説明図である。 この発明の第１実施形態による割込制御ルーチンの動作説明図である。 この発明の第２実施形態を示す全体回路図である。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正運転用の動作フローチャートである。 この発明の第２実施形態による校正定数のデータテーブルと電流検出の特性線図である。 この発明の第２実施形態による通常制御ルーチンの動作説明図である。

以下、添付の図面を参照して、この発明による電気負荷の電流制御装置について好適な実施の形態を説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、この発明の第１実施形態による電気負荷の電流制御装置を示す全体回路図である。図１において、電流制御装置１００Ａは、制御電源ユニット１１０から給電されるマイクロプロセッサ１１１Ａを中心として、開閉回路部１２０、目標電流設定回路１３０、帰還制御回路を構成する比較偏差積分回路１４０、増幅回路部１５０、平滑回路１６０、温度検出回路１７０などの回路部によって構成され、図示しない密閉筐体に収納されている。

まず、電流制御装置１００Ａに接続される外部機器として、駆動電源１０１、ヒューズ１０２、電源スイッチ１０３によって構成された駆動電源回路が電源端子１０４Ｐと接地端子１０４Ｎ間に接続されている。各種アナログセンサであるアナログ入力群１０５ａは、図示しないコネクタとインタフェース回路を介して後述のマイクロプロセッサ１１１Ａのアナログ入力ポートＡＩＮに接続されている。また、センサスイッチや操作スイッチ等のスイッチ入力群１０５ｄは、図示しないコネクタとインタフェース回路を介してマイクロプロセッサ１１１Ａのデジタル入力ポートＤＩＮに接続されている。

アクチェータや表示機器等の電気負荷群１０６は、図示しないコネクタとインタフェース回路を介してマイクロプロセッサ１１１Ａの出力ポートＯＵＴに接続されている。電気負荷群１０６の中の一つである、例えばリニアソレノイド等の電流制御を必要とする電気負荷１０７は、出力端子１０８から給電されるようになっている。電気負荷群１０６の中の一つであり、異常報知手段である警報・表示器１０９は、マイクロプロセッサ１１１Ａの異常報知出力ＤＳＰから駆動されるようになっている。

なお、製品出荷前の校正運転に当たっては、外部ツール９００がシリアルインタフェース回路１１６を介してマイクロプロセッサ１１１Ａと接続され、電気負荷１０７に直列接続された校正用デジタル電流計９０１ｄの出力信号と、電源端子１０４Ｐに印加された駆動電源１０１の駆動電源電圧Ｖｂを測定する校正用デジタル電圧計９０２ｄの出力信号と、電流制御装置１００Ａの内部の温度を推定する校正用デジタル温度計９０３ｄが、外部ツール９００を介してマイクロプロセッサ１１１Ａに供給され後述のＲＡＭメモリ１１２に転送されるようになっている。

校正用デジタル温度計９０３ｄに接続される温度センサは、電流制御装置１００Ａの内部に設けられた温度検出回路１７０の近傍に設置されるのが理想的である。しかし、校正用デジタル温度計９０３ｄに接続される温度センサを電流制御装置１００Ａの外部近傍に設置した場合には、予め外部環境温度対内部環境温度特性を多数の実験データに基づいて測定しておいて、この実験測定データに基づいて、実際に測定された外部環境温度から内部環境温度を推定し、推定された内部環境温度をＲＡＭメモリ１１２に換算書込みすることができる。また、温度検出回路１７０が予め部品レベルで校正されている場合には、校正用デジタル温度計９０３ｄを接続する必要はなく、所定の測定電圧対温度特性に基づいて電流制御装置１００Ａ内部の環境温度を知ることができる。

電流制御装置１００Ａの内部の構成として、制御電源ユニット１１０は、例えばＤＣ１０〜１６Ｖである駆動電源電圧Ｖｂから、例えばＤＣ５Ｖの安定化制御電源電圧Ｖｃｃを発生して電流制御装置１００Ａ内部の各部に給電するようになっている。

マイクロプロセッサ１１１Ａは、演算処理用のＲＡＭメモリ１１２と、例えば電気的に一括消去して書込み・読出しが行える不揮発フラッシュメモリ等によるプログラムメモリ１１３Ａと、１バイト単位で電気的に書込み・読出しが行える不揮発ＥＥＰＲＯＭメモリ等によるデータメモリ１１４Ａと、多チャンネルＡＤ変換器１１５と、シリアル通信用インタフェース回路１１６とで協働するように構成されている。

開閉回路部１２０は、例えばＰＮＰ接合形トランジスタである開閉素子１２１と、開閉素子１２１のベース回路に接続された駆動抵抗１２２とＮＰＮ形のトランジスタ１２３との直列回路と、開閉素子１２１のベース・エミッタ端子間に接続された第１の安定抵抗１２４と、トランジスタ１２３のベース・エミッタ端子間に接続された第２の安定抵抗１２５で構成されていて、開閉素子１２１の一端は電源端子１０４Ｐに接続され、他端は抵抗値がＲ１である電流検出抵抗１２６を介して出力端子１０８に接続されて電気負荷１０７に給電するようになっている。

転流ダイオード１２７は、電流検出抵抗１２６と誘導性負荷である電気負荷１０７との直列回路に対して並列接続されていて、開閉素子１２１が開路したときに電気負荷１０７の減衰電流が還流する極性に接続されている。

目標電流設定回路１３０は、平滑抵抗１３１と平滑コンデンサ１３２によって構成されていて、マイクロプロセッサ１１１Ａが発生するパルス幅変調制御出力ＰＭＷの出力信号を平滑して目標電圧Ｅｓ＝αＶｃｃを得る平滑回路となっている。但し、パルスデューティαは、パルス幅変調制御出力ＰＷＭが論理レベル「Ｈ」となって出力電圧として制御電源電圧Ｖｃｃを発生している期間とパルス周期との比率である。なお、この目標電流設定回路１３０は、ＤＡ変換器に替わるアナログ変換手段として用いられていて、マイクロプロセッサ１１１Ａのパルス列出力１点によってアナログ値としての目標電圧Ｅｓが得られるように構成されているもので、パルスデューティαと開閉素子１２１のＯＮ／ＯＦＦ制御比率であるパルスデューティγとは直接的には一致するものではない。

比較偏差積分回路１４０は、比較器１４１、第１の入力抵抗１４２、第２の入力抵抗１４３、積分コンデンサ１４４、及びヒステリシス回路１４５によって構成されていて、上記目標電圧Ｅｓは、第１の入力抵抗１４２を介して比較器１４１の非反転入力に接続され、後述の監視電圧Ｅｆは、第２の入力抵抗１４３を介して比較器１４１の反転入力に接続され、積分コンデンサ１４４は、比較器１４１の出力端子と反転入力端子間に接続されて目標電圧Ｅｓと監視電圧Ｅｆとの偏差値に対する積分電圧出力が得られるように構成されている。

ヒステリシス回路１４５は、比較器１４１の出力電圧が例えば３Ｖを超過したときに出力論理レベルが「Ｈ」となってトランジスタ１２３を通電駆動し、比較器１４１の出力電圧が例えば２．５Ｖ以下に低下したときに出力論理レベルが「Ｌ」に復帰してトランジスタ１２３を不導通にすることによって、開閉素子１２１を確実にＯＮ／ＯＦＦ駆動する正帰還比較回路によって構成されている。なお、ヒステリシス回路１４５に替わって、マイクロプロセッサ１１１Ａの制御出力信号ＰＷＭのパルス周期と同期した鋸歯状波信号生成回路の出力電圧と比較器１４１の出力電圧を比較して、その比較結果によってトランジスタ１２３の通電制御を行うようにすることも可能であり、この場合の開閉素子１２１の開閉周期はマイクロプロセッサ１１１の制御出力信号ＰＷＭのパルス周期と一致したものとなる。

増幅回路部１５０は、駆動電源電圧Ｖｂを電源電圧として動作する差動増幅器１５１と、抵抗値がＲ２である第３の入力抵抗１５２と、抵抗値がＲ３であって設計理論値としてはＲ２＝Ｒ３である第４の入力抵抗１５３と、抵抗値がＲ４である分圧抵抗１５４と、抵抗値がＲ５であって設計理論値としてはＲ４＝Ｒ５である負帰還抵抗１５５と、抵抗値がＲ６である第１のバイアス抵抗１５６と、抵抗値がＲ７であって設計理論値としてはＲ６＝Ｒ７である第２のバイアス抵抗１５７と、バイアス補正回路を構成するバイアス電源１５８によって構成されている。

第３の入力抵抗１５２は、対地電位がＶ１となる電流検出抵抗１２６の正側端子と対地電位がＥ１となる差動増幅器１５１の非反転入力端子間に接続され、第４の入力抵抗１５３は、対地電位がＶ２となる電流検出抵抗１２６の負側端子と対地電位がＥ２となる差動増幅器１５１の反転入力端子間に接続されている。分圧抵抗１５４は、差動増幅器１５１の非反転入力端子と接地端子間に接続され、負帰還抵抗１５５は、対地電位がＥ０となる差動増幅器１５１の出力端子と反転入力端子間に接続されている。また、第１のバイアス抵抗１５６は、差動増幅器１５１の非反転入力端子とバイアス電源１５８との間に接続され、第２のバイアス抵抗１５７は、差動増幅器１５１の反転入力端子とバイアス電源１５８との間に接続されていて、バイアス電源１５８は電源端子１０４Ｐの入力電圧によって動作する基準電圧生成回路によって構成され、対地電位Ｖ０のバイアス電圧を発生するようになっている。

平滑回路１６０は、直列抵抗１６１、コンデンサ１６２、並列抵抗１６３、及び電圧制限ダイオード１６４によって構成されている。直列抵抗１６１は、差動増幅器１５１の出力端子とマイクロプロセッサ１１１Ａの電圧監視入力端子Ｅｆとの間に接続され、コンデンサ１６２は、電圧監視入力端子Ｅｆと接地端子間に接続されている。また、並列抵抗１６３は、コンデンサ１６２に対して並列接続されており、電圧制限ダイオード１６４は電圧監視入力端子Ｅｆと制御電源ユニット１１０による制御電源電圧Ｖｃｃの電源ラインに接続されている。

電流検出回路１７０は、温度検出素子１７１と直列抵抗１７２による直列回路に制御電源電圧Ｖｃｃから給電し、温度検出素子１７１と直列抵抗１７２による分圧電圧を測定電圧Ｖｔとしてマイクロプロセッサ１１１Ａに入力するようになっている。

なお、差動増幅器１５１の出力電圧Ｅ０は、マイクロプロセッサ１１１Ａに入力される監視電圧Ｅｆの前段部の電圧になっており、前段部電圧Ｅ０を直列抵抗１６１と並列抵抗１６３で分圧した電圧が監視電圧Ｅｆとなっている。後述するように、前段部電圧Ｅ０は通常は電気負荷１０７に流れる負荷電流の大きさによってＥ０＝０〜Ｖｃｃ（＝５Ｖ）の間で変化するが、短絡事故等の異常発生時にはＥ０＝Ｖｂ（＝１０〜１６Ｖ）まで上昇するものであり、このような異常発生時にマイクロプロセッサ１１１Ａの入力端子に印加される電圧を制御電源電圧Ｖｃｃ以下に制限するために電圧制限ダイオード１６４が接続されている。

平均電圧測定回路を構成する分圧抵抗１９１ａ、１９２ａは、互いに直列接続されて電気負荷１０７に対して並列接続されていて、分圧抵抗１９２ａの両端電圧が監視平均電圧Ｖａとして直列抵抗１９３を介してマイクロプロセッサ１１１Ａに入力される。マイクロプロセッサ１１１Ａの入力端子には平滑用コンデンサ１９４が接続されている。なお、図中点線で示されているように、電源電圧測定回路を構成する分圧抵抗１９１ｂ、１９２ｂを、互いに直列接続して電源端子１０４ｐに印加される駆動電源電圧Ｖｂを分圧し、電源監視電圧Ｖｆとしてマイクロプロセッサ１１１Ａに入力し、マイクロプロセッサ１１１Ａ内で参考情報として活用できるようにすることもできる。

以上のとおり構成された第１実施形態による電気負荷の電流制御装置において、開閉素子１２１のＯＮ時間をτｏｎ、ＯＦＦ時間をτｏｆｆ、開閉周期をτとすると、通電デューティγは次式で示される。
γ＝τｏｎ／τ、（τ＝τｏｎ＋τｏｆｆ） ・・・・（１）

一方、電気負荷１０７の温度変化に対応した最小抵抗Ｒｍｉｎと最大抵抗Ｒｍａｘとの間で規格基準抵抗Ｒｃ＝Ｒｍｉｎ〜Ｒｍａｘを定め、駆動電源電圧Ｖｂの変動範囲を最小値Ｖｍｉｎと最大値Ｖｍａｘとしたときに、規格基準電流ＩｒをＩｒ＝Ｖｍｉｎ／Ｒｃによって定義して、Ｒｍｉｎ、Ｒｃ、Ｒｍａｘ、Ｖｍｉｎ、Ｖｍａｘ等の固定定数は不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、又は不揮発データメモリ１１４Ａ内に予め格納保存しておくようになっている。この場合、もしも電気負荷１０７の目標負荷電流がＩｓであって、電気負荷１０７の抵抗が規格基準抵抗Ｒｃに合致しておれば、駆動電源電圧がＶｂであるときの通電デューティγ０は次式で示される。但し、電流検出抵抗１２６の抵抗値Ｒ１はＲ１＜＜Ｒｍｉｎであって、無視できる値となっている。
γ０＝（Ｉｓ／Ｉｒ）×（Ｖｍｉｎ／Ｖｂ）、Ｉｒ＝Ｖｍｉｎ/Ｒｃ ・・・・（２）
また、このときに電気負荷１０７に印加されている平均電圧Ｖａａは次式で算出される。
Ｖａａ＝γ０×Ｖｂ＝Ｖｍｉｎ×（Ｉｓ／Ｉｒ）＝Ｉｓ×Ｒｃ、Ｒｃ
＝Ｒｍｉｎ〜Ｒｍａｘ・・・・（３）

次に、差動増幅器１５１関連の特性を明確にすると、非反転入力に流入しようとする電流の総和は略ゼロとなることより次式が成立する。
（Ｖ１−Ｅ１）／Ｒ２＋（０−Ｅ１）／Ｒ４＋（Ｖ０−Ｅ１）／Ｒ６＝０
∴Ｖ１／Ｒ２＋Ｖ０／Ｒ６＝Ｅ１／Ｒ２４６ ・・・・（４）
但しＲ２４６＝１／（１／Ｒ２＋１／Ｒ４＋１／Ｒ６）

同様に差動増幅器１５１の反転入力に流入しようとする電流の総和は略ゼロとなることより次式が成立する。
（Ｖ２−Ｅ２）／Ｒ３＋（Ｅ０−Ｅ２）／Ｒ５＋（Ｖ０−Ｅ２）／Ｒ７＝０
∴Ｖ２／Ｒ３＋Ｅ０／Ｒ５＋Ｖ０／Ｒ７＝Ｅ２／Ｒ３５７ ・・・・（５）
但しＲ３５７＝１／（１／Ｒ３＋１／Ｒ５＋１／Ｒ７）

差動増幅器１５１の非反転入力の電位Ｅ１と反転入力の電位Ｅ２は略等しくなるので（４）式と（５）式によって以下のとおり出力電位Ｅ０が算出される。
Ｒ２４６×（Ｖ１／Ｒ２＋Ｖ０／Ｒ６）＝Ｒ３５７×（Ｖ２／Ｒ３＋Ｅ０／Ｒ５＋Ｖ０／Ｒ７）
∴（Ｒ２４６／Ｒ２）×Ｖ１−（Ｒ３５７／Ｒ３）×Ｖ２＋［（Ｒ２４６／Ｒ６）−（Ｒ３５７／Ｒ７）］×Ｖ０＝（Ｒ３５７／Ｒ５）×Ｅ０ ・・・・（６）

ここで、電流検出抵抗１２６に流れる負荷電流をＩｍとしたときには次式が成立する。
Ｖ２＝Ｖ１−Ｉｍ×Ｒ１ ・・・・（７）
従って、出力電圧Ｅ０は（６）式、（７）式を用いて次式で算出される。
Ｅ０＝Ｋｄ×Ｖ１＋Ｋｉ×Ｉｍ＋Ｋ０ ・・・・（８）
但し、Ｋｄ＝（Ｒ２４６／Ｒ２−Ｒ３５７／Ｒ３）×（Ｒ５／Ｒ３５７）
＝（Ｒ２４６／Ｒ３５７）×（Ｒ５／Ｒ２）−（Ｒ５／Ｒ３）
Ｋｉ＝Ｒ１×（Ｒ３５７／Ｒ３）×（Ｒ５／Ｒ３５７）＝Ｒ１×（Ｒ５／Ｒ３）
Ｋ０＝［（Ｒ２４６／Ｒ６）−（Ｒ３５７／Ｒ７）］×（Ｒ５／Ｒ３５７）×Ｖ０
＝［（Ｒ２４６／Ｒ３５７）×（Ｒ５／Ｒ６）−（Ｒ５／Ｒ７）］×Ｖ０
なお、Ｒ２≒Ｒ３、Ｒ４≒Ｒ５、Ｒ６≒Ｒ７であるから、Ｒ２４６≒Ｒ３５７となり、本来はＫｄ≒０、Ｋ０≒０となるものである。

但し、微小負荷電流状態において差動増幅器１５１の出力電圧が負の値にならないように一部の抵抗は意図的に不一致にした設計が行われている。このように意図的な不平衡回路を構成するときには、例えば分圧抵抗１５４にその誤差比率に見合った微小な抵抗を直列接続しておけばよい。

次に、並列抵抗１６３の抵抗値Ｒ１６３と直列抵抗１６１の抵抗値Ｒ１６１により分圧される監視電圧の平均値Ｅｆを算出すると、期間τｏｎではＶ１＝Ｖｂであり、期間τｏｆｆではＶ１＝−Ｖｄとなるので次式で算出される。
Ｅｆ＝［∫Ｅ０ｄｔ／τ］×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］
＝［（Ｋｄ×Ｖｂ＋Ｋｉ×Ｉｍ＋Ｋ０）×τｏｎ／τ＋（−Ｋｄ×Ｖｄ＋Ｋｉ×Ｉ
ｍ＋Ｋ０）×τｏｆｆ／τ］×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］
∴Ｅｆ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃ ・・・・（９）
但し、Ａ＝Ｋｄ×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］
Ｂ＝Ｋｉ×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］
Ｃ＝Ｋ０×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］
この場合の誤差成分は、ΔＥｆ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ＋Ｃとなっている。

更に、分圧抵抗１９１ａ、１９２ａの抵抗値をＲ１９１、Ｒ１９２として監視平均電圧Ｖａを算出すると、期間τｏｎではＶ２≒Ｖｂであり、期間τｏｆｆではＶ２≒−Ｖｄとなるので次式で算出される。
Ｖａ＝［Ｖｂ×τｏｎ／τ−Ｖｄ×τｏｆｆ／τ］×Ｇ
＝［（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ−Ｖｄ］×Ｇ
≒（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ×Ｇ ・・・・（１０）
但し、Ｇ＝Ｒ１９２／（Ｒ１９１＋Ｒ１９２）
（９）式と（１０）式により、監視電圧Ｅｆは次式によっても表現することができる。
Ｅｆ＝Ｄ×Ｖａ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃ ・・・・（１１）
但し、Ｄ＝Ａ／Ｇ＝Ｋｄ×［Ｒ１６３／（Ｒ１６３＋Ｒ１６１）］×（Ｒ１９１＋Ｒ１９２）／Ｒ１９２

（９）式、（１１）式における校正定数ＡとＤは、監視電圧Ｅｆの誤差成分のうちの電圧比例係数となるもので、校正定数Ｂは電流比例係数、校正定数Ｃは誤差のオフセット成分となっている。この場合の誤差成分は、ΔＥｆ＝Ｄ×Ｖａ＋Ｃとなっている。

次に、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の動作について説明する。
図２は、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置における校正運転用の動作フローチャートである。なお、図２における工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂの詳細は図３に示され、工程ブロック２２０ａ、工程ブロック２２０ｂの詳細は図４に示され、工程ブロック２３０ａ、工程ブロック２３０ｂの詳細は図５に示されている。また、工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂの詳細は図６に示され、工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂの詳細は図７に示されている。

図２において、工程２００はマイクロプロセッサ１１１Ａの校正運転開始工程で、続く工程２０１は外部ツール９００から校正運転指令を受信したかどうかを判定し、校正指令を受信すればＹＥＳの判定を行って工程２０２へ移行し、校正指令を受信していなければＮＯの判定を行って動作終了工程２０９へ移行するステップである。動作終了工程２０９では他の制御動作を行い、所定時間以内には再度開始工程２００が活性化されるようになっている。

工程２００、工程２０１、工程２０９を循環しながら、やがて校正指令を受信すると工程２０２へ移行し、工程２０２では受信した校正指令が高温環境での校正運転指令であったときに、ＹＥＳの判定を行って工程ブロック２１０ａへ移行し、常温環境での校正運転指令であったときに、ＮＯの判定を行って工程ブロック２１０ｂへ移行するようになっている。

工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂの詳細を示す図３において、工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程２１０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程２１９に続いて図２の工程ブロック２２０ａ、工程ブロック２２０ｂへ移行するようになっている。

工程２１２は工程２１０に続いて実行され、外部ツール９００が発信した第１の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程２１３へ移行し、未受信であるときには工程２１２へ復帰して第１の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第１の校正指令を発生するに当たっては、工程２１１によって事前に電流制御装置１００Ａに所定の駆動電源１０１を接続し、校正用電流計９０１ｄ、校正用電圧計９０２ｄ、校正用温度計９０３ｄを接続しておくようになっている。

工程２１３では温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔを多チャンネルＡＤ変換器１１５を介して読取り記憶し、続く工程２１４では校正用温度計９０３ｄから外部ツール９００を介して入力された外部環境温度を読出し記憶する。

続く工程２１５ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭのパルスデューティα＝０にし、続く工程２１６ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である誤差電圧Ｅｆ０を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ１０に転送してから復帰工程２１９へ移行する。

続く工程ブロック２２０ａ、工程ブロック２２０ｂの詳細を示す図４において、工程ブロック２２０ａ、工程ブロック２２０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程２２０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程２２９に続いて図２の工程ブロック２３０ａ、工程ブロック２３０ｂへ移行するようになっている。

工程２２２は工程２２０に続いて実行され、外部ツール９００が発信した第２の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程２２３へ移行し、未受信であるときには工程２２２へ復帰して第２の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第２の校正指令を発生するに当たっては、工程２２１によって事前に電流制御装置１００Ａに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７への接続回路を開放し、校正用電圧計９０２ｄ、校正用温度計９０３ｄを接続しておくようになっている。

工程２２３ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭのパルスデューティα＝１００％にし、続く工程２２４ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である誤差電圧Ｅｆ１を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ２０に転送し、続く工程２２５ではこのときの監視平均電圧Ｖａの値をデータレジスタＤ２１に転送する。続く工程２２６では校正用デジタル電圧計９０２ｄから外部ツール９００を介して入力された駆動電源電圧Ｖｂの値をデータレジスタＤ２２に転送してから復帰工程２２９へ移行する。

続く工程ブロック２３０ａ、工程ブロック２３０ｂの詳細を示す図５において、工程ブロック２３０ａ、工程ブロック２３０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程２３０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程２３９に続いて図２の工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂへ移行するようになっている。

工程２３２は工程２３０に続いて実行され、外部ツール９００が発信した第３の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程２３３へ移行し、未受信であるときには工程２３２へ復帰して第３の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第３の校正指令を発生するに当たっては、工程２３１によって事前に電流制御装置１００Ａに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７を接続し、校正用電流計９０１ｄ、校正用電圧計９０２ｄ、校正用温度計９０３ｄを接続しておくようになっている。

工程２３３ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭのパルスデューティα＝１００％にし、続く工程２３４ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である測定電圧Ｅf２を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ３０に転送し、続く工程２３５では校正用デジタル電流計９０１ｄから外部ツール９００を介して入力された実負荷電流Ｉｍｍの値をデータレジスタＤ３３に転送してから復帰工程２３９へ移行する。

続く工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂの詳細を示す図６において、工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程２４０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程２４９に続いて図２の工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂへ移行するようになっている。

工程２４２は工程２４０に続いて実行され、外部ツール９００が発信した第４の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程２４３へ移行し、未受信であるときには工程２４２へ復帰して第４の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第４の校正指令を発生するに当たっては、工程２４１によって校正指令１から３の発生が完了しているかどうかの確認を行うようになっている。

工程２４３では工程２２５、工程２２６で転送記憶したデータレジスタの値によって平均電圧校正係数Ｋａを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４１に転送書込みする。
Ｋａ＝Ｖｂ／Ｖａ＝Ｄ２２／Ｄ２１→Ｄ４１

続く工程２４４では工程２１６で転送保存された誤差電圧Ｅｆ０の値をオフセット成分ＣとしてデータレジスタＤ４２に転送書込みする。

続く工程２４５では工程２２４、工程２１６、工程２２５で転送記憶したデータレジスタの値によって、監視電圧Ｅｆの誤差成分の電圧比例係数Ｄを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４３に転送書込みする。
Ｄ＝（Ｅｆ１−Ｅｆ０）／Ｖａ＝（Ｄ２０−Ｄ１０）／Ｄ２１→Ｄ４３

続く工程２４６では工程２３４、工程２２４、工程２３５で転送記憶したデータレジスタの値によって、監視電圧Ｅｆの電流比例係数Ｂを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４４に転送書込みしてから復帰工程２４９へ移行する。
Ｂ＝（Ｅｆ２−Ｅｆ１）／Ｉｍｍ＝（Ｄ３０−Ｄ２０）／Ｄ３３→Ｄ４４

なお、工程２４３は平均電圧校正手段、工程２４５は電圧比例係数演算手段、工程２４６は電流比例係数演算手段となっており、工程２４３から工程２４６を主体とする工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂは校正係数演算手段２４０Ａを構成している。

続く工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂの詳細を示す図７において、工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程２５０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程２５９に続いて図２の工程２０３ａ、工程２０３ｂへ移行するようになっている。

工程２５２は工程２５０に続いて実行され、外部ツール９００が発信した第５の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程２５３へ移行し、未受信であるときには工程２５２へ復帰して第５の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第５の校正指令を発生するに当たっては、工程２５１によって事前に電流制御装置１００Ａに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７を接続し、校正用電流計９０１ｄ、校正用電圧計９０２ｄ、校正用温度計９０３ｄを接続しておくようになっている。また、後述の工程２５３〜工程２５８では、目標負荷電流Ｉｓの最大値から最小値の間にかけて等比配分された複数の測定電流Ｉｓｉ（ｉ＝０、１、２、・・・ｎ）を設定し、各測定電流Ｉｓｉに対応した電流比例係数Ｂｉを算出するものである。なお、工程２５３〜工程２５６で構成された工程ブロック２５７は線形性校正手段となるものである。

工程２５３では測定番号ｉとして例えば初期値ｉ＝０を設定し、続く工程２５４では所定の目標電流Ｉｓｉを設定する。続く工程２５５では校正用電流計９０１ｄによる実負荷電流Ｉｍｍｉを読出し、続く工程２５６では電流比例係数の補正値Ｂｉとして、Ｂｉ＝Ｂ×Ｉｓｉ／Ｉｍｍｉを算出記憶する。なお、ここで適用される電流比例係数Ｂは工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂで算出された値である。

続く工程２５８では測定完了したかどうかを判定して、未完了であればＮＯの判定を行って工程２５３へ移行して測定番号ｉをｉ＋１に増加させ、測定完了であればＹＥＳの判定を行って復帰工程２５９へ移行する。

工程２０３ａ、工程２０３ｂは工程ブロック２５０ａ、工程２５０ｂに続いて実行され、工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂから工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂで算出された各校正定数を不揮発データメモリ１１４Ａへ転送保存し、図示しない転送確認照合を行ったうえで工程２０４ａ、工程２０４ｂへ移行する。なお、工程２０３ａ、工程２０３ｂによって構成された工程ブロック２０３Ａは転送保存手段となるものである。

工程２０４ａでは高温校正完了フラグをセットしてから工程２０５へ移行し、工程２０４ｂでは常温校正完了フラグをセットしてから工程２０５へ移行する。工程２０５では工程２０４ａ、工程２０４ｂによるフラグの状態を監視することにより、常温、高温での校正が完了しておればＹＥＳの判定を行って工程２０７へ移行し、両方の校正が完了していなければＮＯの判定を行って工程２０６へ移行するようになっている。

工程２０６では外部ツール９００に対する未完了メッセージ指令を発生して動作終了工程２０９へ移行する。

工程２０７では工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂ内の工程２１４で測定された外部環境温度を参照して内部環境温度を推定し、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔ対内部環境温度Ｔの特性を校正記憶する。なお、マイクロプロセッサ１１１Ａの不揮発プログラムメモリ１１３Ａには、校正用温度計９０３ｄで測定された外部環境温度に対応する内部環境温度Ｔの関係を予め実験測定して得られる変換データが格納されていて、この場合の内部環境温度は高精度な校正用の温度センサと温度計によって測定されたものである。従って、図３の工程２１４で測定された外部環境温度とプログラムメモリ１１３Ａに格納されている変換データにより内部環境温度Ｔが推定され、工程２１３で測定された温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔと内部環境温度Ｔとの対応が検出されることになる。

温度検出回路１７０の検出温度校正手段となる工程２０７は、温度校正を常温環境のみで行うのか、常温環境と高温環境の２点で行うのかによって具体的な処理は異なったものとなる。
常温環境のみで温度校正を行う場合には、適用された温度検出回路１７０における所定の温度対測定電圧の特性データ、例えば標準的な温度対測定電圧の特性データが、近似算式、又はデータテーブルとして不揮発プログラムメモリ１１３Ａに予め格納されていて、校正された常温環境温度を基準として校正現品の測定電圧Ｖｔ１と標準的な特性データから算出される測定電圧Ｖｔ２との比率によって校正定数が算出されることになる。
校正運転が常温環境と高温環境の両方の温度環境において行なわれる場合には、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔのデジタル変換値と、既知の内部環境温度、又は外部設置された校正用温度計９０３ｄによる推定内部環境温度を対比して、実際の測定電圧Ｖｔから実使用環境温度Ｔを算出する補間演算算式、又はデータテーブルを算出することになる。

制御定数校正手段となる工程２０８は、工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂから工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂに至る校正運転の結果として、電流比例係数Ｂと誤差成分の電圧比例係数Ｄとオフセット成分Ｃについて、図８で後述するようなデータテーブルを作成してから動作終了工程２０９へ移行するようになっている。

次に、校正定数のデータテーブルの枠組みを示した図８（Ａ）〜図８（Ｃ）について説明する。
図８（Ａ）は、温度検出回路１７０の出力電圧Ｖｔａ〜Ｖｔｅに対応した内部環境温度Ｔａ〜Ｔｅを求めるデータテーブルで、このデータテーブルは、部品レベルで校正済の高精度な温度検出回路１７０の温度対測定電圧特性からそのまま抽出するか、又は比較的低精度な温度検出回路１７０が使用されているときには、例えば常温環境における内部環境温度Ｔｂにおいて実測された現品の測定電圧Ｖｔｂの値と、適用された温度検出回路１７０の標準的な温度対測定電圧特性を基にして他の内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅにおける測定電圧Ｖｔａ、Ｖｔｃ、Ｖｔｄ、Ｖｔｅを比例算出したものとなっている。より望ましくは、常温環境Ｔｂと高温環境Ｔｄにおける２点の内部環境温度において実測された測定電圧ＶｔｂとＶｔｄを基にして、内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅにおける測定電圧Ｖｔａ、Ｖｔｃ、Ｖｔｅを統計的に補間、延長して推定算出することである。

図８（Ｂ）は、誤差成分のオフセット成分Ｃに関するデータテーブルの枠組みを示しており、オフセット成分Ｃａ〜Ｃｅは複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅごとに異なるデータが適用されるようになっている。内部環境温度Ｔｂ、Ｔｄにおけるオフセット成分Ｃｂ、Ｃｄは、工程ブロック２１０ａ、工程ブロック２１０ｂで実測された値を基にして、工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂで算出された値であり、その他の内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅにおけるオフセット成分Ｃａ、Ｃｃ、Ｃｅは、実測されたオフセット成分Ｃｂ、Ｃｄから統計的に補間、延長して推定算出したものとなっている。

図８（Ｃ）は、誤差成分の電圧比例係数Ｄに関するデータテーブルの枠組みを示しており、電圧比例係数Ｄａ〜Ｄｅは複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅごとに異なるデータが適用されるようになっている。内部環境温度Ｔｂ、Ｔｄにおける電圧比例係数Ｄｂ、Ｄｄは、工程ブロック２２０ａ、工程ブロック２２０ｂで実測された値を基にして、工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂで算出された値であり、その他の内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅにおける電圧比例係数Ｄａ、Ｄｃ、Ｄｅは、実測された電圧比例係数Ｄｂ、Ｄｄから統計的に補間、延長して推定算出したものとなっている。

図８（Ｄ）は、電流比例係数Ｂに関するデータテーブルの枠組みを示しており、電流比例係数Ｂは、複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅと、設定電流帯域Ｉｓ０〜Ｉｓ５とに対応して異なるデータが適用されるようになっている。内部環境温度Ｔｂ、Ｔｄにおける電流比例係数Ｂｂｉ、Ｂｄｉは、工程ブロック２３０ａ、工程ブロック２３０ｂで実測された値を基にして、工程ブロック２４０ａ、工程ブロック２４０ｂで算出され、更に工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂによって測定された値が付加されたもので、その他の内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅにおける電流比例成分Ｂａｉ、Ｂｃｉ、Ｂｅｉは、実測された電流比例係数Ｂｂｉ、Ｂｄｉから統計的に補間、延長して推定算出したものとなっている。

なお、高精度温度検出回路１７０に関する温度対測定電圧特性、又は低精度温度検出回路１７０に関する標準的な温度対測定電圧特性については不揮発プログラムメモリ１１３Ａに予め格納しておくようになっており、電流制御装置１００Ａとしての校正運転によって算出される各種校正データは、不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、又は不揮発データメモリ１１４Ａに格納されるようになっている。

次に、図９のフローチャートにより、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置における通常制御ルーチンの動作について説明する。
図９において、工程３００はマイクロプロセッサ１１１Ａが実行する多数の制御フローの中の一つとして、目標負荷電流の設定値を出力するためのパルス幅変調制御に関する動作開始工程で、続く工程３０１は図示しない他の制御フローの中で決定された目標負荷電流Ｉｓの値を読出す工程である。また、続く工程３０２は以下の制御フローが運転開始後の初回動作であるかどうかを図示しないフラグの動作状態によって判定する工程で、工程３０２が初回動作の判定であったときには工程３０３へ移行し、初回動作ではない判定であったときには工程３１０へ移行するようになっている。

工程３０３では工程３０１で読出設定された目標負荷電流Ｉｓの値と、不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、又は不揮発データメモリ１１４Ａに予め格納されている固定定数としての規格基準抵抗Ｒｃ＝Ｒｍｉｎ〜Ｒｍａｘの値を用いて、前述の（３）式によって平均電圧Ｖａａ＝Ｉｓ×Ｒｃを算出する工程である。

続く工程３０４は目標負荷電流Ｉｓに対応した推定監視電圧Ｅｓを算出する工程で、この工程では前述の（１１）式における負荷電流Ｉｍに替わって、工程３０１で設定された目標負荷電流Ｉｓが流れたと仮定したときの監視電圧Ｅｆの値を推定監視電圧Ｅｓとして次式により算出するのであって、定数Ｄ、Ｂ、Ｃは校正定数として不揮発データメモリ１１４Ａに格納されているデータが読出し使用され、平均電圧Ｖａとしては工程３０３で算出された平均電圧Ｖａａの値が使用されるようになっている。
Ｅｓ＝Ｄ×Ｖａａ＋Ｂ×Ｉｓ＋Ｃ

続く工程３０５はパルス幅変調制御出力ＰＷＭの出力電圧が論理レベル「Ｈ」となって制御電源電圧Ｖｃｃとなっている期間とパルス周期との比率であるパルスデューティαとして、α＝Ｅｓ／Ｖｃｃを算出する工程で、ここで使用される推定監視電圧Ｅｓは工程３０４で算出されたもので、制御電源電圧Ｖｃｃの値は不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、又は不揮発データメモリ１１４Ａに予め格納されている固定定数を読出し使用するようになっている。

続く工程３０６は工程３０５で算出されたパルスデューティαの値に所定倍率Ｎをかけてその整数値分をＲＡＭメモリ１１２における特定のアドレスメモリであるデータレジスタＤ１に格納すると共に、Ｎ−Ｄ１の値をデータレジスタＤ２に格納する工程である。所定倍率Ｎとしては例えばＮ＝１０００である。

工程ブロック３０７は工程３０３から工程３０６によって構成された初期設定手段で、工程３０４は仮換算推定手段となっている。

工程３１０は工程３０２の判定が初回動作ではなかったとき、又は工程３０６に続いて実行され、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔを読み出して、図８（Ａ）のデータテーブルから内部環境温度Ｔを算出する。続く工程３１１では図８（Ｂ）、図８（Ｃ）のデータテーブルから現在の環境温度に対応したオフセット成分Ｃと電圧比例係数Ｄとを読出し、
続く工程３１２では図８（Ｄ）のデータテーブルから現在の環境温度と工程３０１で設定された目標負荷電流Ｉｓに対応した電流比例係数Ｂを算出する。なお、工程３１０、工程３１１、工程３１２によって構成された工程ブロック３１４によって校正定数確定手段が構成されている。

続く工程３１５はマイクロプロセッサ１１１Ａに入力されている監視平均電圧Ｖａの値を読出す工程となっている。

続く工程３１６は目標負荷電流Ｉｓに対応した推定監視電圧Ｅｓを算出する工程で、この工程では前述の（１１）式における負荷電流Ｉｍに替わって、工程３０１で設定された目標負荷電流Ｉｓが流れたと仮定したときの監視電圧Ｅｆの値を推定監視電圧Ｅｓとして次式により算出する。定数Ｄ、Ｂ、Ｃは工程ブロック３１４で算出された値が使用され、平均電圧Ｖａとしては工程３１５で読み出された実際の平均電圧Ｖａの値が使用されるようになっている。
Ｅｓ＝Ｄ×Ｖａ＋Ｂ×Ｉｓ＋Ｃ

続く工程３１７と工程３１８は工程３０５、工程３０６と同様にパルスデューティαの算出とデータレジスタＤ１、Ｄ２への書込みを行う工程である。ここで使用される推定監視電圧Ｅｓの値は工程３１５で読み出された平均電圧Ｖａの値によって変化するようになっている。

工程ブロック３１９は工程３１６、工程３１７、工程３１８で構成された換算設定手段となっていて、目標負荷電流Ｉｓに対応した監視電圧Ｅｆの推定値Ｅｓを目標電圧として設定し、目標電圧Ｅｓに対応したパルスデューティαのパルス幅変調制御出力ＰＷＭを発生するものとなっている。

続く工程３２０は負荷電流の最小値Ｉｍｉｎ＝Ｋａ×Ｖａ／Ｒｍａｘを算出する工程で、平均電圧校正係数Ｋａや電気負荷１０７の最大抵抗Ｒｍａｘは不揮発データメモリ１１４Ａ、又は不揮発プログラムメモリ１１３Ａに格納されている値が使用され、平均電圧Ｖａは工程３１５で読み出された平均電圧Ｖａの現在値となっていて、Ｋａ×Ｖａの値は電気負荷１０７に印加されている平均電圧そのもの値に相当している。

続く工程３２１は負荷電流の最小値Ｉｍａｘ＝Ｋａ×Ｖａ／Ｒｍｉｎを算出する工程で、平均電圧校正係数Ｋａや電気負荷１０７の最小抵抗Ｒｍｉｎは不揮発データメモリ１１４Ａ、又は不揮発プログラムメモリ１１３Ａに格納されている値が使用され、平均電圧Ｖａは工程３１５で読み出された平均電圧Ｖａの現在値となっていて、Ｋａ×Ｖａの値は電気負荷１０７に印加されている平均電圧そのもの値に相当している。

続く工程３２２は現在の監視電圧Ｅｆの値から前述の（１１）式に基づいて負荷電流Ｉｍを算出する工程である。

続く工程３２３は過大電流状態検出手段となる工程で、この工程３２３では工程３２２で算出た負荷電流Ｉｍが工程３２１で算出された最大電流Ｉｍａｘよりも大きいときにはＹＥＳの判定を行って過大電流状態であると判定して工程３２５へ移行し、工程３２２で算出た負荷電流Ｉｍが工程３２１算出された最大電流Ｉｍａｘよりも大きくないときにはＮＯの判定を行って過大電流状態ではないと判定して工程３２４へ移行するようになっている。

工程３２４は過小電流状態検出手段となる工程で、この工程では工程３２２で算出た負荷電流Ｉｍが工程３２０で算出された最小電流Ｉｍｉｎよりも小さいときにはＹＥＳの判定を行って過小電流状態であると判定して工程３２５へ移行し、工程３２２で算出た負荷電流Ｉｍが工程３２０算出された最小電流Ｉｍｉｎよりも小さくないときにはＮＯの判定を行って過小電流状態ではないと判定して動作終了工程３３０へ移行するようになっている。

工程３２５は工程３２３が過大電流状態を判定したとき、又は工程３２４が過小電流状態を判定したときに実行されて、パルスデューティαを決定するためのデータレジスタＤ１の値を０にして、マイクロプロセッサ１１１Ａのパルス幅変調制御出力ＰＷＭを停止すると共に、異常報知出力ＤＳＰを発生して警報・表示器１０９を作動させるようになっている。

工程３２４の判定が過小電流状態ではなかったとき、又は工程３２５に続いて移行する動作終了工程３３０は、待機工程となっていて、マイクロプロセッサ１１１Ａが他の制御フローの実行を行った後に再度動作開始工程３００が活性化されて、工程３００から工程３３０に至る制御フローが繰り返し実行されるようになっている。

以上のとおりに構成された制御フローについて全体概要を説明する。
まず、換算設定手段３１９で設定される目標電圧Ｅｓは、目標電流Ｉｓが実際に流れたとしたときの監視電圧Ｅｆに相当した値となっていて、本来は目標電流Ｉｓと実際に流れる負荷電流Ｉｍとは一致するように比較偏差積分回路１４０による負帰還制御がマイクロプロセッサ１１１Ａの外部で実行されている。しかし、監視電圧Ｅｆには負荷電流Ｉｍに比例した主成分のほかに、電気負荷１０７に印加される平均電圧Ｖａに比例した誤差成分が含まれている。

電気負荷１０７の抵抗値は環境温度や負荷自体の温度上昇によって変化するので、所定の負荷電流Ｉｍを得るための平均電圧Ｖａも変化し、従って監視電圧Ｅｆの誤差成分も変化することになる。

換算設定手段３１９は、電気負荷１０７の抵抗変動に伴って変化する平均電圧Ｖａの値をフィードバックして目標電圧Ｅｓの中に反映するようにしたものであって、比較偏差積分回路１４０による負帰還制御を一次帰還制御とすれば、換算設定手段３１９は二次帰還制御となっている。

初期設定手段３０７は、まだ平均電圧Ｖａが測定されていない運転開始時において、規格基準電流Ｉｒと目標負荷電流Ｉｓとを対比することによって平均電圧Ｖａａを推定したうえで仮の目標電圧Ｅｓを設定する手段となっている。

次に、過大電流状態検出手段３２３が過大電流状態の判定を行うときは、電気負荷１０７の正負の口出線間の短絡である負荷短絡、巻き線間の層間短絡、出力端子１０８に接続された正相配線と接地端子１０４Ｎに接続された接地線、又は車体や大地等に対するの地絡事故等が原因となるものであって、例えば負荷短絡によって電流検出抵抗１２６に過大電流が流れると、差動増幅器１５１の出力電圧Ｅ０は通常は０〜Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）の範囲にあるものが、突然に駆動電源電圧Ｖｂ（例えば１０〜１６Ｖ）まで増加する。しかし、監視電圧Ｅｆは制御電源電圧Ｖｃｃ以上の値にならないように、電圧制限ダイオード１６４によって制限されているので、負荷電流Ｉｍが過大になったことを検出することはできない。

しかしながら、負荷短絡によって平均電圧Ｖａが低下するので、工程３２１における最大電流Ｉｍａｘの値が急減し、工程３２３によって過大電流状態の判定がなされるようになっている。

一方、過小電流状態検出手段３２４が過小電流状態の判定を行うときは、電気負荷１０７や配線の断線事故の場合と、正相配線の天絡事故の場合とがある。特に、正相配線の天絡事故において、出力端子１０８と電源端子１０４Ｐが完全短絡した場合には電流検出抵抗１２６に流れる電流はゼロになるので、目標電流と実際の電流との間に乖離が発生して異常検出を簡単に行うことができる。

同様に、断線事故が発生したときにも電流検出抵抗１２６に流れる電流はゼロになるので、目標電流と実際の電流との間に乖離が発生して異常検出を簡単に行うことができる。しかし、出力端子１０８から電気負荷１０７に至る正相配線の遠隔位置と電源端子１０４Ｐから駆動電源１０１に至る電源配線の遠隔位置との間で天絡事故が発生した場合には、配線抵抗Ｒ０と電流検出抵抗１２６の抵抗値Ｒ１との並列回路が構成され、電流検出抵抗１２６に流れる電流がＲ０／（Ｒ０＋Ｒ１）の比率で減少することになる。

このような場合には、単に目標電流と実際の電流とを比較するだけでは異常状態を検出することができない状態が発生する。例えば、抵抗Ｒ０による天絡事故が発生している状態で、開閉素子１２１を完全導通させたときに電流検出抵抗１２６に分流する電流をＩｘとしたとき、目標電流がＩｘ以下の値であれば目標値と実測値とが合致するように帰還制御が可能であって、目標値と実測値との間で乖離が発生することはなく、従って異常検出は行えないことになる。

しかし、工程３２３や工程３２４における比較基準は電気負荷１０７に印加されている現在の平均電圧Ｖａを監視して、電気負荷１０７の最大抵抗、最小抵抗から算出される最小電流、最大電流を推定し、これが電流検出抵抗１２６に流れているかどうかを判定するようになっているので、高精度な異常判定を行うことができるものである。なお、工程３２３や工程３２４では負荷電流Ｉｍと最大負荷電流Ｉｍａｘ、最小負荷電流Ｉｍｉｎとを比較したが、工程３２１、工程３２０で算出された最大負荷電流Ｉｍａｘ、最小負荷電流Ｉｍｉｎを差動増幅回路部１５０の出力電圧に換算した最大監視電圧Ｅｍａｘ、最小監視電圧Ｅｍｉｎに変換し、監視電圧Ｅｆと最大監視電圧Ｅｍａｘ、最小監視電圧Ｅｍｉｎとを比較するようにしても良い。要は監視電圧Ｅｆと監視平均電圧Ｖａとの相対関係が異常に乖離していないことを判定すればよいものである。

次に、図１０のフローチャートにより、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置における割込制御ルーチンの動作について説明する。
図１０において、工程４００はマイクロプロセッサ１１１Ａの割込み動作開始工程で、この開始工程は略一定時間間隔で活性化されるようになっている。

工程４０１は開始工程４００に続いて実行され、図９の工程３２５による異常報知出力が発生しているかどうかを監視して、異常発生していなければＮＯの判定を行って工程４０２へ移行し、異常発生していればＹＥＳの判定を行って工程４０６へ移行するようになっている。

工程４０２はマイクロプロセッサ１１１Ａの運転開始後の初回動作であるかどうかを判定し、初回動作であれば工程４０３へ移行し、初回動作でなければ工程４０７へ移行するようになっている。工程４０３ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭの論理レベルを「Ｌ」にし、続く工程４０４では割込み回数計数用減算カウンタの現在値レジスタＤ０の内容を１に設定し、続く工程４０５では出力フラグＦ０をＯＮにセットし、続いて工程４０７へ移行するようになっている。

出力停止・報知手段となる工程４０６ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭの論理を「Ｌ」にし、出力フラグＦ０をリセットすると共に、異常報知出力ＤＳＰを発生して警報・表示器１０９を作動させ、続いて工程４０８へ移行して、工程４０８では割込み開始した時点における元の制御工程へ復帰するようになっている。

工程４０７では工程４０５、又は後述の工程４２３で出力フラグＦ０がセットされているかどうかを判定し、セットされていれば工程４１０へ移行し、セットされていなければ工程４２０へ移行するようになっている。

工程４１０は割込み回数を計数する減算カウンタの現在値から１カウント分の減算を行う工程で、続く工程４１１では現在値レジスタＤ０の値が依然としてゼロを超過しているかどうかを判定し、ゼロを超過しているときには工程４０８へ移行し、現在値がゼロになると工程４１２へ移行するようになっている。

工程４１２では図９の工程３０６、又は工程３１８で設定されたデータレジスタＤ２の値を現在値レジスタＤ０に転送し、続く工程４１３では工程４０５、又は後述の工程４２３でセットされていた出力フラグＦ０をリセットし、続く工程４１４ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭの論理レベルを「Ｌ」にし、工程４０８へ移行するようになっている。

工程４２０は割込み回数を計数する減算カウンタの現在値から１カウント分の減算を行う工程で、続く工程４２１では現在値レジスタＤ０の値が依然としてゼロを超過しているかどうかを判定し、ゼロを超過しているときには工程４０８へ移行し、現在値がゼロになると工程４２２へ移行するようになっている。

工程４２２では図９の工程３０６、又は工程３１８で設定されたデータレジスタＤ１の値を現在値レジスタＤ０に転送し、続く工程４２３では工程４１３でリセットされていた出力フラグＦ０をセットし、続く工程４２４ではパルス幅変調制御出力ＰＷＭの論理レベルを「Ｈ」にし、工程４０８へ移行するようになっている。

工程４１０から工程４１４によって構成された工程ブロック４１５は、工程４２３によって出力フラグＦ０がセットされてから工程４１３によってリセットされるまでの動作工程であって、その期間は工程４２２で設定されたデータレジスタＤ１の値に依存しており、これは制御出力ＰＷＭの論理レベルが「Ｈ」となっている期間に相当している。

また、工程４２０から工程４２４によって構成された工程ブロック４２５は、工程４１３によって出力フラグＦ０がリセットされてから工程４２３によってセットされるまでの動作工程である。その期間は工程４１２で設定されたデータレジスタＤ２の値に依存しており、これは制御出力ＰＷＭの論理レベルが「Ｌ」となっている期間に相当している。

以上詳説したように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、駆動電源１０１からから給電され、開閉素子１２１と電流検出抵抗１２６と電気負荷１０７とが直列接続された給電回路部と、電気負荷１０７に対する目標負荷電流Ｉｓと電流検出抵抗１２６による検出負荷電流Ｉｍとが一致する関係に開閉素子１２１のＯＮ／ＯＦＦ比率を制御する制御回路部とを備えた電気負荷の電流制御装置１００Ａであって、前記制御回路部は更に、不揮発プログラムメモリ１１３Ａと不揮発データメモリ１１４Ａと演算処理用ＲＡＭメモリ１１２と多チャンネルＡＤ変換器１１５とを備えたマイクロプロセッサ１１１Ａと、増幅回路部１５０と、温度検出回路１７０と、比較偏差積分回路１４０とを備え、不揮発プログラムメモリ１１３Ａは更に、制御定数校正手段２０８と、換算設定手段３１９となる制御プログラムを包含している。

増幅回路部１５０は、電気負荷１０７に直列接続された電流検出抵抗１２６の両端電圧を増幅し、電気負荷１０７に対する負荷電流Ｉｍに比例した電流比例成分を主体として、誤差成分ΔＥｆを包含した監視電圧Ｅｆを発生し、校正監視情報としてマイクロプロセッサ１１１Ａに入力する。また、温度検出回路１７０は、電流制御装置１００Ａの内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）に対応した測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔａ〜Ｖｔｅ）を発生して、当該測定電圧Ｖｔは多チャンネルＡＤ変換器１１５を介してマイクロプロセッサ１１１Ａに入力される。

制御定数校正手段２０８は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境湿度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において、外部設置された校正用電流計９０１ｄによる実負荷電流Ｉｍｍに基づいて監視電圧Ｅｆの電流比例成分に関する電流比例係数Ｂ（＝Ｂｂ、Ｂｄ）と誤差成分ΔＥｆ（＝ΔＥｆｂ、ΔＥｆｄ）とを算出して、温度検出回路１７０によって検出された実使用内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）と、可変の目標負荷電流Ｉｓｉ（ｉ＝０、１、・・・ｎ）に対応した電流比例係数Ｂｉ（＝Ｂａｉ〜Ｂｅｉ）と誤差成分ΔＥｆ（＝ΔＥｆａ〜ΔＥｆｅ）を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを不揮発データメモリ１１４Ａに保存する。

換算設定手段３１９は、マイクロプロセッサ１１１Ａによって決定される目標負荷電流Ｉｓと同じ電流が電気負荷１０７に流れたと仮定した場合に、実使用内部環境温度Ｔに対応した前記電流比例係数と誤差成分に基づいて推定監視電圧Ｅｓを算出する。

比較偏差積分回路１４０は、目標負荷電流Ｉｓに対応した推定監視電圧Ｅｓを制御目標値とし、監視電圧Ｅｆを帰還値として開閉素子１２１の通電を制御する。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、目標負荷電流に比例した設定信号を出力するマイクロプロセッサ１１１Ａの外部に、負帰還制御用の比較偏差積分回路１４０と電流検出抵抗１２６を備えたものであって、製品の出荷段階で外部設置された校正用電流計を用いて電流制御特性の固体バラツキ変動、及び温度変動を補正する校正運転が行われ、当該校正運転は常温環境と高温環境の少なくとも一方において実施されて、制御要素の固体バラツキ変動と温度による特性変動、及び自己発熱による電流検出抵抗１２６の抵抗値の変動による誤差要因に基づいた校正定数を得る。従って、検出誤差の校正は検出誤差の発生要因別に行われ、しかも温度変動要因を加味して校正されているので、様々な運転環境における電流制御装置の運転中において校正定数を的確に活用して、高精度な電流制御が行えると共に、簡易な外部校正設備によって手軽に校正運転が行える特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の不揮発プログラムメモリ１１３Ａは更に、検出温度校正手段２０７となる制御プログラムを包含している。検出温度校正手段２０７は、常温環境と高温環境の少なくとも一方の温度環境において、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔｂ、又はＶｔｄ）のデジタル変換値と、既知の内部環境温度、又は外部設置された校正用温度計９０３ｄによる推定内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、又はＴｄ）を対比し、適用された温度検出回路１７０の標準的な温度対測定電圧特性に基づいて、実際の測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔａ〜Ｖｔｅ）から実使用内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）を推定する演算算式、又はデータテーブルを不揮発データメモリ１１４Ａに保存する。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、温度検出回路１７０の固体バラツキ変動のうち、少なくとも特定温度における測定電圧が正確に補足され、適用された温度検出回路１７０による標準的な測定電圧対温度特性を補正して、実際の測定電圧に対応した環境温度を推定することができる。従って、温度検出回路１７０の固体バラツキ変動のうち、少なくとも特定温度における測定電圧が正確に補足され、全体としての温度検出精度が向上する特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の不揮発プログラムメモリ１１３Ａは更に、検出温度校正手段２０７となる制御プログラムを包含している。検出温度校正手段２０７は、常温環境と高温環境の両方の温度環境において、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔｂ、Ｖｔｄ）のデジタル変換値と、既知の内部環境温度、又は外部設置された校正用温度計９０３ｄによる推定内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）を対比して、実際の測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔａ〜Ｖｔｅ）から実使用内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）を推定する補間演算算式、又はデータテーブルを不揮発データメモリ１１４Ａに保存する。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、温度検出回路１７０の常温、高温環境における固体バラツキ変動が正確に補足され、実際の測定電圧に対応した環境温度を正確に推定することができる。従って、温度検出回路１７０の固体バラツキ変動が補正されて、幅広い温度帯域において温度検出精度が向上する特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の制御回路部は更に、校正操作用外部ツール９００とマイクロプロセッサ１１１Ａとの間を接続するシリアル通信用インタフェース回路１１６を備え、制御定数校正手段２０８、又は検出温度校正手段２０７における校正指令と、外部設置された校正用の電流計９０１ｄ、又は温度計９０３ｄの測定値は、外部ツール９００から入力されてＲＡＭメモリ１１２に転送書込みされるものである。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、校正操作用の外部ツール９００を備え、当該外部ツール９００は、測定信号をマイクロプロセッサ１１１Ａに転送するために使用されている。従って、高精度な校正用測定器による測定値をデジタルデータとしてそのまま電流制御装置内のＲＡＭメモリ１１２に転送することができる特徴がある。また、校正演算は電流制御装置側のマイクロプロセッサ１１１Ａによって行なわれているので、外部設置される校正設備が簡単で、各種仕様の電流制御装置に対して標準適用することができる特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の増幅回路部１５０は、開閉素子１２１と電気負荷１０７との間に接続された電流検出抵抗１２６の両端電圧の差分電圧を差動増幅器１５１によって増幅すると共に、給電回路部は転流ダイオード１２７を備え、増幅回路部１５０はバイアス補正回路１５８を備えている。

転流ダイオード１２７は、電気負荷１０７と開閉素子１２１との間に接続された電流検出抵抗１２６と電気負荷１０７との直列回路に対して並列接続されるか、又は電流検出抵抗１２６を含まないで電気負荷１０７に対して直接的に並列接続されたダイオードであって、開閉素子１２１が開路したときに電気負荷１０７のインダクタンスによる持続減衰電流が還流する極性に接続されている。

バイアス補正回路１５８は、差動増幅器１５１の第１の入力Ｅ１、第２の入力Ｅ２に対して略均等な正のバイアス電圧を印加して、開閉素子１２１が開路しているときに転流ダイオード１２７の電圧降下によって印加される負電圧を相殺し、差動増幅器１５１に負電圧入力が印加されないようにしている。

制御定数校正手段２０８は更に、前記常温環境と高温環境の少なくとも２種類の内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において、監視電圧Ｅｆの電流比例係数Ｂ（＝Ｂｂ、Ｂｄ）に加えて誤差成分ΔＥｆの電圧比例係数Ｄ（＝Ｄｂ、Ｄｄ）とオフセット成分Ｃ（＝Ｃｂ、Ｃｄ）の少なくとも一方が算出され、実使用内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）における電圧比例係数Ｄ（＝Ｄａ〜Ｄｄ）、又はオフセット成分Ｃ（＝Ｃａ〜Ｃｄ）を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを不揮発データメモリ１１４Ａに保存する。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、給電回路部が転流ダイオード１２７を備え、増幅回路部１５０がバイアス補正回路１５８を備えている。従って、電流検出抵抗１２６がグランド側に設けられていないことに伴って発生する負電圧入力を相殺して、差動増幅器１５１や多チャンネルＡＤ変換器１１５が正負の電圧を扱う必要がないようにすることができる特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の制御回路部は更に、分圧抵抗１９１ａ、１９２ａからなる平均電圧測定回路を備えると共に、不揮発プログラムメモリ１１３Ａは更に、校正係数演算手段２４０Ａと転送保存手段２０３Ａとなる制御プログラムを包含している。

平均電圧測定回路は、電気負荷１０７の両端電圧を分圧してマイクロプロセッサ１１１Ａに入力し、監視平均電圧Ｖａを得る。

校正係数演算手段２４０Ａは、増幅回路部１５０による監視電圧の平均値Ｅｆと監視平均電圧Ｖａと負荷電流Ｉｍとの関係が、Ｅｆ＝Ｄ×Ｖａ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃであるとし、この算式における誤差成分となるオフセット成分Ｃと電圧比例係数Ｄ、及び電流比例係数Ｂは校正運転による測定データから算出する。

転送保存手段２０３Ａは、校正係数演算手段２４０Ａによる演算結果である電圧比例係数Ｄと電流比例係数Ｂとオフセット成分Ｃの値を校正定数として不揮発データメモリ１１４Ａに転送保存し、前記校正定数は常温環境と高温環境の少なくとも２種類の環境温度において算出され、２種類の内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）と電圧比例係数Ｄ（＝Ｄｂ、Ｄｄ）と電流比例係数Ｂ（＝Ｂｂ、Ｂｄ）とオフセット成分Ｃ（＝Ｃｂ、Ｃｄ）が転送保存される。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、分圧抵抗１９１ａ、１９２ａからなる平均電圧測定回路と、校正係数演算手段２４０Ａと、転送保存手段２０３Ａとを備えている。従って、要因別の校正定数を手順良く効率的に算出、保存することができるので、量産製品に対する生産ラインの中で手軽な自動化設備を付加することによって校正操作が行える特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の校正係数演算手段２４０Ａは更に、平均電圧校正手段２４３を包含している。

平均電圧校正手段２４３は、前記校正運転において、外部設置された校正用電圧計９０２ｄで測定された駆動電源の電圧Ｖｂを入力してＲＡＭメモリ１１２に書込み記憶すると共に、開閉素子１２１が完全導通しているときの監視平均電圧Ｖａと駆動電源電圧Ｖｂとの間の平均電圧校正係数Ｋａ＝Ｖｂ／Ｖａを算出して不揮発データメモリ１１４Ａに格納するか、又は電気負荷１０７の両端電圧に対する分圧比率の逆数として予め定められた固定定数を適用するようになっている。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、平均電圧校正手段２４３を備えている。従って、開閉素子１２１が完全導通している状態において、監視平均電圧Ｖａの値から駆動電源電圧Ｖｂを正確に算出することができ、算出電圧を他の目的に利用することができる特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置の不揮発プログラムメモリ１１３Ａは更に、線形性校正手段２５７となる制御プログラムを備えている。

線形性校正手段２５７は、複数の目標負荷電流Ｉｓｉ（ｉ＝０〜ｎ）による校正運転において、外部設置された校正用電流計９０１ｄによって測定された実負荷電流Ｉｍｍｉに基づいて、監視電圧Ｅｆの中の電流比例成分の電流比例係数Ｂｉ＝Ｂ×（Ｉｓｉ／Ｉｍｍｉ）を算出して、近似算式、又はデータテーブルとして不揮発データメモリに保存する。線形性校正手段２５７による電流比例係数の算出は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において実行され、実用内部環境Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）における電流比例係数Ｂａｉ〜Ｂｅｉの値が近似算式、又はデータテーブルとして不揮発データメモリ１１４Ａに保存される。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、線形性校正手段２５７を備え、目標電流に比例した負荷電流が得られるように電流比例計数の補正を行うようになっている。従って、温度検出回路１７０は単に電流制御装置内部の環境温度を測定しているものであって、電流検出抵抗１２６そのものの温度を直接検出するものではないのに対し、電流検出抵抗１２６の温度が負荷電流の二乗に比例して変化し、これに伴って電流検出抵抗１２６の抵抗値が変化することによって電流制御の非線形誤差が発生するのを防止することができる特徴がある。

また、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置１００Ａは、自動車用自動変速機における複数のリニアソレノイドに対する電流制御装置であって、密閉筐体に収納され、温度検出回路１７０はマイクロプロセッサ１１１Ａの近傍温度、又はマイクロプロセッサ１１１Ａと多チャンネルＡＤ変換器１１５に給電する定電圧電源回路１１０の近傍温度を測定することによって前記密閉筐体内の平均環境温度を推定するものである。

前記常温環境における校正運転は、電流制御装置１００Ａの組立検査工程において実施されるようになっており、前記高温環境における校正運転は、前記組立検査工程に続く高温試験工程において実施されるようになっている。

以上のように、第１実施形態による電気負荷の電流制御装置は、電流制御装置１００Ａの校正運転は、電流制御装置１００Ａの組立検査工程と高温出荷検査工程において行なわれるようになっている。従って、不揮発データメモリ１１４Ａに一時保存された組立検査工程における常温環境での測定データと、高温試験工程における高温環境での測定データとを合成して校正定数が演算され、当該校正定数を不揮発データメモリ１１４Ａに格納保存することによって校正運転のための専用の作業工程を必要としない特徴がある。

実施の形態２．
次に、この発明の第２実施形態による電気負荷の電流制御装置について説明する。図１１は、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置を示す全体回路図である。この第２実施形態においては、図１に示す第１実施形態との相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は同一又は相当部分を示しており、図１に示す第１実施形態においては、マイクロプロセッサ１１１Ａの外部に帰還制御回路を構成する比較偏差積分回路１４０を備えた外部負帰還制御方式のものであるのに対し、図１１に示す第２実施形態においては、マイクロプロセッサ１１１Ｂが比較偏差積分出力に応動してパルス幅変調信号を発生する内部負帰還方式のものとなっている。

図１１において、電流制御装置１００Ｂは、制御電源ユニット１１０から給電されるマイクロプロセッサ１１１Ｂを中心として、開閉回路部１２０、増幅回路部１５０、平滑回路１６０、温度検出回路１７０などの回路部によって構成され、図示しない密閉筐体に収納されている。

電流制御装置１００Ｂに接続される外部機器としては第１実施形態と同様であって、駆動電源１０１、ヒューズ１０２、電源スイッチ１０３によって構成された駆動電源回路が電源端子１０４Ｐと接地端子１０４Ｎ間に接続されている。また、アナログ入力群１０５ａ、スイッチ入力群１０５ｄ、電気負荷群１０６、リニアソレノイド等の電流制御を必要とする電気負荷１０７、警報・表示器１０９も同様に接続されている。

なお、製品出荷前の校正運転に当たっては、外部ツール９９０がシリアルインタフェース回路１１６を介してマイクロプロセッサ１１１Ｂと接続され、電気負荷１０７に直列接続された校正用デジタル電流計９９１ｄの出力信号と、電源端子１０４Ｐに印加された駆動電源１０１の駆動電源電圧Ｖｂを測定する校正用デジタル電圧計９９２ｄの出力信号と、電流制御装置１００Ｂの内部の温度を推定する校正用デジタル温度計９９３ｄが外部ツール９９０を介してマイクロプロセッサ１１１Ｂに供給され、後述のＲＡＭメモリ１１２に転送されるようになっている。

電流制御装置１００Ｂの内部の構成として、制御電源ユニット１１０は、例えばＤＣ１０〜１６Ｖである駆動電源電圧Ｖｂから、例えばＤＣ５Ｖの安定化制御電源電圧Ｖｃｃを発生して電流制御装置１００Ｂ内部の各部に給電するようになっている。

マイクロプロセッサ１１１Ｂは、演算処理用のＲＡＭメモリ１１２と、例えば電気的に一括消去して書込み・読出しが行える不揮発フラッシュメモリ等によるプログラムメモリ１１３Ｂと、１バイト単位で電気的に書込み・読出しが行える不揮発ＥＥＰＲＯＭメモリ等によるデータメモリ１１４Ｂと、多チャンネルＡＤ変換器１１５と、シリアル通信用インタフェース回路１１６とで協働するように構成されている。

開閉回路部１２０は、例えばＰＮＰ接合形トランジスタである開閉素子１２１と、開閉素子１２１のベース回路に接続された駆動抵抗１２２とＮＰＮ形のトランジスタ１２３との直列回路と、開閉素子１２１のベース・エミッタ端子間に接続された第１の安定抵抗１２４と、トランジスタ１２３のベース・エミッタ端子間に接続された第２の安定抵抗１２５で構成されていて、開閉素子１２１の一端は電源端子１０４Ｐに接続され、他端は抵抗値がＲ１である電流検出抵抗１２６を介して出力端子１０８に接続されて電気負荷１０７に給電するようになっている。

転流ダイオード１２７は、電流検出抵抗１２６と誘導性負荷である電気負荷１０７との直列回路に対して並列接続されていて、開閉素子１２１が開路したときに電気負荷１０７の減衰電流が還流する極性に接続されている。

トランジスタ１２３は、マイクロプロセッサ１１１Ｂの帰還制御出力ＰＷＭから駆動抵抗１２８を介して駆動され、帰還制御出力ＰＷＭが論理レベル「Ｈ」であるときにトランジスタ１２３と開閉素子１２１が導通するようになっている。

増幅回路部１５０は、駆動電源電圧Ｖｂを電源電圧として動作する差動増幅器１５１を主体として、第１実施形態と同様に構成されていて、平滑回路１６０と温度検出回路１７０も第１実施形態と同様に構成されている。

電源電圧測定回路を構成する分圧抵抗１９１ｂ、１９２ｂは互いに直列接続されて開閉素子１２１の入力端子に接続されていて、分圧抵抗１９２ｂの両端電圧が電源監視電圧Ｖｆとしてマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力されている。また、図中、点線で示された平均電圧測定回路を構成する分圧抵抗１９１ａ、１９２ａは、互いに直列接続されて電気負荷１０７に対して並列接続されていて、分圧抵抗１９２ａの両端電圧が監視平均電圧Ｖａとして直列抵抗１９３を介してマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力されている。マイクロプロセッサ１１１Ｂの入力端子には平滑用コンデンサ１９４が接続されている。

以上のように構成された第２実施形態において、増幅回路部１５０に基づいて測定される監視電圧Ｅｆの値は、第１実施形態で説明した（９）式、（１１）式に示すとおりとなる。また第１実施形態で説明した（１）式〜（１１）式は、第２実施形態の場合でも同様に成立する。

次に、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置の動作について説明する。
図１２は、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置における校正運転用の動作フローチャートである。なお、図１２の構成は図２に示す第１実施形態の場合と同一構成となっていて、２００番台の工程符号を１２００番台に変更したものとなっている。但し、工程ブロック１２１０ａ、１２１０ｂ、工程ブロック１２２０ａ、１２２０ｂ、工程ブロック１２３０ａ、１２３０ｂ、工程ブロック１２４０ａ、１２４０ｂの夫々の詳細を示す図１３〜図１６の内容が一部変更されている。

変更の要点は、図２に示す第１実施形態の場合は前述の(１１)式に基づく校正運転が行われているのに対し、図１２に示す第２実施形態の場合は前述の(９)式に基づく校正運転が行われているためである。

工程ブロック１２１０ａ、工程ブロック１２１０ｂの詳細を示す図１３において、工程ブロック１２１０ａ、工程ブロック１２１０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程１２１０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程１２１９に続いて図１２の工程ブロック１２２０ａ、工程ブロック１２２０ｂへ移行するようになっている。

工程１２１２は工程１２１０に続いて実行され、外部ツール９９０が発信した第１の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程１２１３へ移行し、未受信であるときには工程１２１２へ復帰して第１の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第１の校正指令を発生するに当たっては、工程１２１１によって事前に電流制御装置１００Ｂに所定の駆動電源１０１を接続し、校正用電流計９９１ｄ、校正用電圧計９９２ｄ、校正用温度計９９３ｄを接続しておくようになっている。

工程１２１３ではＡＤ変換器１１５を介して温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔを読取り記憶し、続く工程１２１４では校正用温度計９９３ｄから外部ツール９９０を介して入力された外部環境温度を読出し記憶する。

続く工程１２１５では帰還制御出力ＰＷＭの通電デューティγ＝０にし、続く工程１２１６ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である誤差電圧Ｅｆ０を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ１０に転送してから復帰工程１２１９へ移行する。

工程ブロック１２２０ａ、工程ブロック１２２０ｂの詳細を示す図１４において、工程ブロック１２２０ａ、工程ブロック１２２０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程１２２０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程１２２９に続いて図１２の工程ブロック１２３０ａ、工程ブロック１２３０ｂへ移行するようになっている。

工程１２２２は工程１２２０に続いて実行され、外部ツール９９０が発信した第２の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程１２２３へ移行し、未受信であるときには工程１２２２へ復帰して第２の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第２の校正指令を発生するに当たっては、工程１２２１によって事前に電流制御装置１００Ｂに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７への接続回路を開放し、校正用電圧計９９２ｄ、校正用温度計９９３ｄを接続しておくようになっている。

工程１２２３では帰還制御出力ＰＷＭの通電デューティγ＝１００％にし、続く工程１２２４ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である誤差電圧Ｅｆ１を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ２０に転送し、続く工程１２２５ではこのときの電源監視電圧Ｖｆの値をデータレジスタＤ２１に転送する。そして、続く工程１２２６では外部ツール９９０を介して校正用デジタル電圧計９９２ｄから入力された駆動電源電圧Ｖｂの値をデータレジスタＤ２２に転送してから復帰工程１２２９へ移行する。

工程ブロック１２３０ａ、工程ブロック１２３０ｂの詳細を示す図１５において、工程ブロック１２３０ａ、工程ブロック１２３０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程１２３０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程１２３９に続いて図１２の工程ブロック１２４０ａ、工程ブロック１２４０ｂへ移行するようになっている。

工程１２３２は工程１２３０に続いて実行され、外部ツール９９０が発信した第３の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程１２３３へ移行し、未受信であるときには工程１２３２へ復帰して第３の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第３の校正指令を発生するに当たっては、工程１２３１によって事前に電流制御装置１００Ｂに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７を接続し、校正用電流計９９１ｄ、校正用電圧計９９２ｄ、校正用温度計９９３ｄを接続しておくようになっている。

工程１２３３では帰還制御出力ＰＷＭの通電デューティγ＝１００％にし、続く工程１２３４ではこのときの監視電圧Ｅｆの値である測定電圧Ｅｆ２を、例えばＲＡＭメモリ１１２内の所定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ３０に転送し、続く工程１２３５では外部ツール９９０を介して校正用デジタル電流計９９１ｄから入力された実負荷電流Ｉｍｍの値をデータレジスタＤ３３に転送してから復帰工程１２３９へ移行する。

工程ブロック１２４０ａ、工程ブロック１２４０ｂの詳細を示す図１６において、工程ブロック１２４０ａ、工程ブロック１２４０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程１２４０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程１２４９に続いて図１２の工程ブロック１２５０ａ、工程ブロック１２５０ｂへ移行するようになっている。

工程１２４２は工程１２４０に続いて実行され、外部ツール９９０が発信した第４の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程１２４３へ移行し、未受信であるときには工程１２４２へ復帰して第４の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第４の校正指令を発生するに当たっては、工程１２４１によって校正指令１から３の発生が完了しているかどうかの確認を行うようになっている。

工程１２４３では工程１２２５、工程１２２６で転送記憶したデータレジスタの値によって電源電圧校正係数Ｋｖを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４１に転送書込みする。
Ｋv＝Ｖｂ／Ｖｆ＝Ｄ２２／Ｄ２１→Ｄ４１
なお、この電源電圧校正係数Ｋｖの値は分圧抵抗１９１ｂ、分圧抵抗１９２ｂの合計値を分圧抵抗１９２ｂの値で割って得られる逆分圧比に相当しており、設計理論値を使用しても精度に与える影響は大きくはないものである。

続く工程１２４４では、工程１２１６で転送保存された誤差電圧Ｅｆ０の値をオフセット成分ＣとしてデータレジスタＤ４２に転送書込みする。

続く工程１２４５では、工程１２２４、工程１２１６、工程１２２６で転送記憶したデータレジスタの値によって、監視電圧Ｅｆの誤差成分の電圧比例係数Ａを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４３に転送書込みする。
Ａ＝（Ｅｆ１−Ｅｆ０）／（Ｖｂ＋Ｖｄ）＝（Ｄ２０−Ｄ１０）／（Ｄ２２＋１）→Ｄ４３

続く工程１２４６では、工程１２３４、工程１２２４、工程１２３５で転送記憶したデータレジスタの値によって、監視電圧Ｅｆの電流比例係数Ｂを次式によって算出し、これをデータレジスタＤ４４に転送書込みしてから復帰工程１２４９へ移行する。
Ｂ＝（Ｅｆ２−Ｅｆ１）／Ｉｍｍ＝（Ｄ３０−Ｄ２０）／Ｄ３３→Ｄ４４

なお、工程１２４３は電源電圧校正手段、工程１２４５は電圧比例係数演算手段、工程１２４６は電流比例係数演算手段となっており、工程１２４３から工程１２４６を主体とする工程ブロック１２４０ａ、工程ブロック１２４０ｂは校正係数演算手段１２４０Ｂを構成している。

工程ブロック１２５０ａ、工程ブロック１２５０ｂの詳細を示す図１７において、工程ブロック１２５０ａ、工程ブロック１２５０ｂの実行開始に伴ってサブルーチン開始工程１２５０が活性化され、後述のサブルーチン復帰工程１２５９に続いて図１２の工程１２０３ａ、工程１２０３ｂへ移行するようになっている。

工程１２５２は工程１２５０に続いて実行され、外部ツール９９０が発信した第５の校正指令を受信したかどうかを判定する。そして、判定結果がＹＥＳであって受信したときには工程１２５３へ移行し、未受信であるときには工程１２５２へ復帰して第５の校正指令を受信するまで待機するようになっている。なお、第５の校正指令を発生するに当たっては、工程１２５１によって事前に電流制御装置１００Ｂに所定の駆動電源１０１を接続した状態で電気負荷１０７を接続し、校正用電流計９９１ｄ、校正用電圧計９９２ｄ、校正用温度計９９３ｄを接続しておくようになっている。

また、後述の工程１２５３〜工程１２５８は、目標負荷電流Ｉｓの最大値から最小値の間にかけて等比配分された複数の測定電流Ｉｓｉ（ｉ＝０、１、２、・・・ｎ）を設定し、各測定電流Ｉｓｉに対応した電流比例係数Ｂｉを算出するもので、工程１２５３〜工程１２５６で構成された工程ブロック１２５７は線形性校正手段となる。なお、工程ブロック１２５０ａ、工程ブロック１２５０ｂの作用動作は図２に示す第１実施形態の場合の工程ブロック２５０ａ、工程ブロック２５０ｂと同じものとなっている。

次に、図１８に示されている校正定数のデータテーブルと電流検出の特性線図について説明する。図１８（Ａ）は、第１実施形態で説明した図８（Ａ）の場合と同様の、温度検出回路１７０の出力電圧Ｖｔａ〜Ｖｔｅに対応した内部環境温度Ｔａ〜Ｔｅを求めるためのデータテーブルを示したものである。図１８（Ｂ）は、第１実施形態で説明した図８（Ｂ）の場合と同様の、誤差成分のオフセット成分Ｃに関するデータテーブルの枠組みを示しており、オフセット成分Ｃａ〜Ｃｅは複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅごとに異なるデータが適用されるようになっている。

また、図１８（Ｃ）は、第１実施形態で説明した図８（Ｃ）の電圧比例係数Ｄの場合と同様に、電圧比例係数Ａに関するデータテーブルの枠組みを示しており、電圧比例係数Ａａ〜Ａｅは複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅごとに異なるデータが適用されるようになっている。図１８（Ｄ）は、図１５の工程１２３５で測定され、図１６の工程１２４６で算出された時点の電流比例係数Ｂに関するデータテーブルの枠組みを示しており、電流比例係数Ｂは複数分割された実用環境温度帯域Ｔａ〜Ｔｅに対応して異なるデータが適用されるようになっている。

内部環境温度Ｔｂ、Ｔｄにおける電流比例係数Ｂｂ、Ｂｄは工程ブロック１２３０ａ、工程ブロック１２３０ｂで実測された値を基にして、工程ブロック１２４０ａ、工程ブロック１２４０ｂで算出された値で、その他の内部環境温度Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅにおける電流比例成分Ｂａ、Ｂｃ、Ｂｅは、実測された電流比例係数Ｂｂ、Ｂｄから統計的に補間、延長して推定算出したものとなっている。

図１８（Ｅ）は、横軸を負荷電流Ｉｍ、縦軸を監視電圧Ｅｆとした場合の特性線図で、理想特性８０は、電流検出抵抗１２６の温度係数がゼロであって、負荷電流Ｉｍの増加に伴って電流検出抵抗１２６の発熱が増大しても抵抗値に変化がない場合の直線特性となっている。但し、負荷電流Ｉｍ＝０の場合であっても誤差成分として前述の（９）式から算出されるΔＥｆ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ＋Ｃが含まれている。

図１８（Ｅ）の曲線８１〜８５は、正の温度係数を有する電流検出抵抗１２６が使用されていて、内部環境温度がＴａ〜Ｔｅの場合の監視電圧特性となっている。なお、温度検出回路１７０によって測定される内部環境温度は、マイクロプロセッサ１１１Ｂ、又は制御電源ユニット１１０の近傍温度であって、電流検出抵抗１２６の近傍温度ではない。

また、電流検出抵抗１２６は、負荷電流Ｉｍの二乗に比例する自己発熱によって内部環境温度よりも高い温度になっていて、負荷電流Ｉｍの増加に伴って抵抗値が増加する。従って、目標負荷電流をＩｓｉとしたとき、内部環境温度Ｔａ〜Ｔｅに対応した電流比例係数Ｂａｉ〜Ｂｅｉは、次に示す（１２）式による近似算式が適用される。
Ｂａｉ〜Ｂｅｉ＝（Ｂａ〜Ｂｅ）／［Ｋ１＋Ｋ２×Ｔ＋Ｋ３×Ｉｓｉ２］
・・・・（１２）
この近似算式における定数Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、工程ブロック１２５０ａ、工程ブロック１２５０ｂによって測定された設定電流対実負荷電流のデータから統計的に算出され、不揮発プログラムメモリ１１３Ｂ、又は不揮発データメモリ１１４Ｂに格納されるようになっている。

次に、図１９のフローチャートにより、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置における通常制御ルーチンの動作について説明する。
図９において、工程１３００は、マイクロプロセッサ１１１Ｂが実行する多数の制御フローの中の一つとして、帰還制御出力を発生するためのパルス幅変調制御に関する動作開始工程で、続く工程１３０１は、図示しない他の制御フローの中で決定された目標負荷電流Ｉｓの値を読出設定する工程である。また、続く工程１３０２は、電源監視電圧Ｖｆの現在値を読み出しする工程である。

続く工程１３０３は、以下の制御フローが運転開始後の初回動作であるかどうかを、図示しないフラグの動作状態によって判定する工程で、工程１３０３が初回動作の判定であったときには工程１３０４へ移行し、初回動作ではない判定であったときには工程１３１０へ移行するようになっている。

続く工程１３０４は、工程１３０１で読出設定された目標負荷電流Ｉｓの値と、不揮発プログラムメモリ１１３Ｂ、又は不揮発データメモリ１１４Ｂに予め格納されている固定定数としての規格基準抵抗Ｒｃ＝Ｒｍｉｎ〜Ｒｍａｘの値を用いて、第１実施形態で説明した（２）式によって推定通電デューティγ０を算出する工程である。但し、この（２）式における駆動電源電圧Ｖｂの値は、工程１３０２で読み出された電源監視電圧Ｖｆの値と校正定数である電源電圧校正係数Ｋｖの値によって、Ｖｂ＝Ｋｖ×Ｖｆによって算出されるものであって、結果的には推定通電デューティγ０は次式で算出される。
γ０＝（Ｉｓ／Ｉｒ）×（Ｖｍｉｎ／Ｖｂ）＝Ｉｓ×Ｒｃ／（Ｋｖ×Ｖｆ）
但し、Ｉｒ＝Ｖｍｉｎ／Ｒｃ、Ｒｃ＝Ｒｍｉｎ〜Ｒｍａｘ、
Ｖｂ＝Ｋｖ×Ｖｆ＝Ｖｍｉｎ〜Ｖｍａｘ

工程１３０４に続く工程１３０５は、工程１３０４で算出された通電デューティγ０の値に所定倍率Ｎをかけてその整数値分をＲＡＭメモリ１１２の特定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ１に格納すると共に、Ｎ−Ｄ１の値をデータレジスタＤ２に格納する工程で、所定倍率Ｎとしては例えばＮ＝１０００である。なお、工程１３０４と工程１３０５によって構成された工程ブロック１３０６は初期設定手段となるもので、工程１３０４は推定通電デューティ算出手段となっている。

工程１３１０は工程１３０３の判定が初回動作ではなかったとき、又は工程１３０５に続いて実行される。そして、温度検出回路１７０の測定電圧Ｖｔを読み出して図１８（Ａ）のデータテーブルから内部環境温度Ｔを読出す工程である。続く工程１３１１では図１８（Ｂ）、図１８（Ｃ）のデータテーブルから現在の環境温度に対応したオフセット成分Ｃと電圧比例係数Ａとを読み出す。そして、続く工程１３１２では図８（Ｄ）のデータテーブルと、前述の近似算式の（１２）式から現在の環境温度と工程１３０１で設定された目標負荷電流Ｉｓに対応した電流比例係数Ｂを算出する。なお、工程１３１０、工程１３１１、工程１３１２によって構成された工程ブロック１３１４によって校正定数確定手段を構成している。

続く工程１３１５はマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力されている監視電圧Ｅｆの値を読出す工程となっていて、続く工程１３１６は工程１３１５で読み出された監視電圧Ｅｆの値を前述の（９）式に代入することによって、次式により負荷電流Ｉｍを換算推定する工程である。
Ｉｍ＝［Ｅｆ−Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ−Ｃ］／Ｂ、Ｖｂ＝Ｋｖ×Ｖｆ
なお、上式における通電デューティγの値は初回動作では工程１３０４で算出された通電デューティγ０が使用されるが、やがて後述の工程１３２４によって通電デューティγの補正が行われるので、工程１３１６おいて使用される通電デューティγはその時点における最新の値が使用されるものである。また、校正定数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｋｖの値は不揮発データメモリ１１４Ｂに格納されているデータが読出し使用され、電源監視電圧Ｖｆの値は工程１３０２で読み出された値が使用される。

工程１３１６に続いて実行される工程１３１７は、平均電圧推定手段となるもので、この工程１３１７では次式によって電気負荷１０７に印加されている平均電圧Ｖａを算出する。
Ｖａ＝∫Ｖ２ ｄｔ／τ＝Ｖｂ×τｏｎ/τ−Ｖｄ×τｏｆｆ／τ
＝（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ−Ｖｄ （Ｖｄ≒１Ｖ）
≒Ｋｖ×Ｖｆ×γ
上式において、通電周期τ＝ＯＮ期間τｏｎ＋ＯＦＦ期間τｏｆｆである。また、駆動電源電圧Ｖｂの値や通電デューティγの値は工程１３１１で使用された値と同じである。但し、図１１の点線で示したように監視平均電圧Ｖａがマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力されている場合には、この入力信号電圧を読み出せばよい。

続く工程１３１８と工程１３１９では、工程１３１７で算出された平均電圧Ｖａの値と、固定定数として不揮発プログラムメモリ１１３Ｂ、又は不揮発データメモリ１１４Ｂに格納されている電気負荷１０７の最小抵抗Ｒｍｉｎと最大抵抗Ｒｍａｘの値を読み出して、最大電流Ｉｍａｘと最小電流Ｉｍｉｎを算出する。なお、ここでいう最大抵抗、最小抵抗は、一つの電気負荷に関してその固体バラツキ変動分と環境温度の変化と電気負荷自体の温度上昇を考慮した電気抵抗の上下限値のことである。

続く工程１３２０は過大電流状態検出手段となる工程で、この工程１３２０では、工程１３１６で算出た負荷電流Ｉｍが工程１３１８で算出された最大電流Ｉｍａｘよりも大きいときにはＹＥＳの判定を行って過大電流状態であると判定して工程１３２２へ移行し、工程１３１６で算出た負荷電流Ｉｍが工程１３１８算出された最大電流Ｉｍａｘよりも大きくないときにはＮＯの判定を行って過大電流状態ではないと判定して工程１３２１へ移行するようになっている。

工程１３２１は過小電流状態検出手段となる工程で、この工程１３２１では工程１３１６で算出た負荷電流Ｉｍが工程１３１９で算出された最小電流Ｉｍｉｎよりも小さいときにはＹＥＳの判定を行って過小電流状態であると判定して工程１３２２へ移行し、工程１３１６で算出た負荷電流Ｉｍが工程１３１９算出された最小電流Ｉｍｉｎよりも小さくないときにはＮＯの判定を行って過小電流状態ではないと判定して工程１３２３へ移行するようになっている。

工程１３２２は工程１３２０が過大電流状態を判定したとき、又は工程１３２１が過小電流状態を判定したときに実行される。そして、通電デューティγを決定するためのデータレジスタＤ１の値をゼロにして、マイクロプロセッサ１１１Ｂの帰還制御出力であるパルス幅変調制御出力ＰＷＭを停止すると共に、異常報知出力ＤＳＰを発生して警報・表示器１０９を作動させるようになっている。

工程１３２１の判定が過小電流状態ではなかったときに実行される工程１３２３では、工程１３０１で設定された目標電流Ｉｓと工程１３１６で算出された負荷電流Ｉｍの大小比較判定を行い、比較誤差が所定値以上であるときには工程１３２４へ移行し、比較誤差が微小であれば動作終了工程１３３０へ移行するようになっている。

工程１３２４は、工程１３２３による比較偏差の大小、正負に応じて、現在の通電デューティγに対して補正値Δγを増減補正して、補正結果に所定倍率Ｎをかけてその整数値分をＲＡＭメモリ１１２の特定アドレスのメモリであるデータレジスタＤ１に格納すると共に、Ｎ−Ｄ１の値をデータレジスタＤ２に格納する工程で、所定倍率Ｎとしては例えばＮ＝１０００である。

工程１３２３の判定が比較偏差微小であったとき、又は工程１３２２、工程１３２４に続いて移行する動作終了工程１３３０は待機工程となっていて、マイクロプロセッサ１１１Ｂが他の制御フローの実行を行った後に再度動作開始工程１３００が活性化されて、工程１３００から工程１３３０に至る制御フローが繰り返し実行されるようになっている。なお、工程１３２３と工程１３２４による工程ブロック１３２５は開閉制御出力発生手段となるもので、パルス幅変調制御による帰還制御出力を発生する帰還制御手段となっている。

以上のとおりに構成された制御フローについて全体概要を説明する。
まず、初期設定手段１３０６では、帰還制御による適正な通電デューティγがまだ決定されていない段階で、基準負荷電流Ｉｒと目標負荷電流Ｉｓとを対比し、現在の駆動電源電圧Ｖｂにおける推定通電デューティγ０を決定するようになっている。

換算推定手段１３１６では、測定された監視電圧Ｅｆの値と校正定数に基づいて負荷電流Ｉｍが算出され、電流検出抵抗１２６の固体バラツキや増幅回路部１５０の電流検出誤差を排除した正確な負荷電流Ｉｍが得られるようになっている。その結果、帰還制御手段１３２５によって目標電流Ｉｓと負荷電流Ｉｍに偏差があれば、通電率γを増減補正して両者が一致するように制御している。なお、マイクロプロセッサ１１１Ｂによるパルス幅変調制御は、第１実施形態で説明した図１０と同様に実行され、データレジスタＤ１の内容によってＰＷＭ出力信号のＯＮ幅が決定され、データレジスタＤ２の内容によってＯＦＦ幅が決定されるようになっている。

次に、過大電流状態検出手段１３２０が過大電流状態の判定を行うときは、電気負荷１０７の正負の口出線間の短絡である負荷短絡、巻き線間の層間短絡、出力端子１０８に接続された正相配線と接地端子１０４Ｎに接続された接地線、又は車体や大地等に対するの地絡事故等が原因となるものである。

一方、過小電流状態検出手段１３２１が過小電流状態の判定を行うときは、電気負荷１０７や配線の断線事故の場合と、正相配線の天絡事故の場合とがある。特に、正相配線の天絡事故において、出力端子１０８と電源端子１０４Ｐが完全短絡した場合には電流検出抵抗１２６に流れる電流はゼロになるので、目標電流と実際の電流との間に乖離が発生して異常検出を簡単に行うことができる。同様に、断線事故が発生したときにも電流検出抵抗１２６に流れる電流はゼロになるので、目標電流と実際の電流との間に乖離が発生して異常検出を簡単に行うことができる。

しかし、出力端子１０８から電気負荷１０７に至る正相配線の遠隔位置と、電源端子１０４Ｐから駆動電源１０１に至る電源配線の遠隔位置との間で天絡事故が発生した場合には、配線抵抗Ｒ０と電流検出抵抗１２６の抵抗値Ｒ１との並列回路が構成され、電流検出抵抗１２６に流れる電流がＲ０／（Ｒ０＋Ｒ１）の比率で減少することになる。このような場合には、単に目標電流と実際の電流とを比較するだけでは異常状態を検出することができない状態が発生する。

例えば、抵抗Ｒ０による天絡事故が発生している状態で、開閉素子１２１を完全導通させたときに電流検出抵抗１２６に分流する電流をＩｘとしたとき、目標電流がＩｘ以下の値であれば目標値と実測値とが合致するように帰還制御が可能であって、目標値と実測値との間で乖離が発生することはなく、従って異常検出は行えないことになる。しかし、工程１３２０や工程１３２１における比較基準は、電気負荷１０７に印加されている現在の平均電圧Ｖａを推定して電気負荷１０７の最大抵抗、最小抵抗から算出される最小電流、最大電流を算出し、これが電流検出抵抗１２６に流れているかどうかを判定するようになっているので、高精度な異常判定を行うことができるものである。

なお、工程１３２０や工程１３２１では、負荷電流Ｉｍと最大負荷電流Ｉｍａｘ、最小負荷電流Ｉｍｉｎとを比較したが、工程１３１８、工程１３１９で算出された最大負荷電流Ｉｍａｘ、最小負荷電流Ｉｍｉｎを増幅回路部１５０の出力電圧に換算した最大監視電圧Ｅｍａｘ、最小監視電圧Ｅｍｉｎに変換し、監視電圧Ｅｆと最大監視電圧Ｅｍａｘ、最小監視電圧Ｅｍｉｎとを比較するようにしても良い。要は監視電圧Ｅｆと推定平均電圧Ｖａとの相対関係が異常に乖離していないことを判定すればよいものである。

以上の説明では、電流検出抵抗１２６が電気負荷１０７の上流側に接続されている場合について取り上げたが、電流検出抵抗１２６が電気負荷の下流位置に接続されるようにした回路形式のものであってもよく、この場合には増幅回路部１５０の誤差成分には電圧比例成分は含まれず、オフセット成分だけとなる。

また、第１実施形態を示す図１、第２実施形態を示す図１１において、転流ダイオード１２７は電流検出抵抗１２６と電気負荷１０７の直列回路に対して並列接続されているが、電流検出抵抗１２６を転流ダイオード１２７の外部に接続するようにしてもよい。この場合、開閉素子１２１が開路している時に、増幅回路部１５０に入力される負電圧が軽減される特徴があるが、検出電流の脈動変動が増大するので平滑回路１６０の平滑時定数を大きくしておく必要がある。

更に、第１実施形態を示す図１、第２実施形態を示す図１１において、校正用の電流計、電圧計、温度計はデジタル出力を発生し、外部ツール９００、９９０を介してマイクロプロセッサ１１１Ａ、１１１Ｂに入力するようにしたが、アナログメータを使用した場合にはアナログ入力群１０５ａの一部としてアナログ入力ポートＡＩＮからマイクロプロセッサ１１１Ａ、１１１Ｂに入力することも可能である。

また、不揮発データメモリ１１４Ａ、１１４Ｂは、不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、１１３Ｂの一部領域を使用することも可能であって、この場合には前述した「不揮発データメモリ１１４Ａ、１１４Ｂに対するデータの読出し・書込み」は、「不揮発プログラムメモリ１１３Ａ、１１３Ｂのデータメモリ領域に対するデータの読出し・書込み」と読み替えて表現する必要がある。

なお、以上の説明では目標負荷電流Ｉｓが可変一定の値であって、高頻度な変化がなく、電流検出抵抗１２６の熱時定数が例えば数秒程度のものである場合に有効であり、もしも電気負荷１０７に対する通電電流が高頻度に変化する高速駆動用の過励磁電流と動作保持用の低定電流である場合には、高頻度に変化する大小の電流の二乗平均値を用いて現在の電流検出抵抗１２６の温度上昇を推定するようにすればよい。いずれの場合も、複数の電気負荷と当該各電気負荷と直列接続された複数の電流検出抵抗と、内部環境温度を測定する一つの温度検出素子とを有する電気負荷の電流制御装置において、個々の電流検出抵抗の温度を推定して、電流検出抵抗の抵抗値がその温度によって変化することに伴う電流制御精度の低下と線形性誤差の発生を防止することができるものである。

また、図８（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）と図１８（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）で示されたデータテーブルにおいては、常温環境と高温環境における内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において校正運転が行なわれ、他の内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅ）においては統計的手法によって補間・延長して算出するようになっている。しかし、多数の実験サンプルに基づいて、電流比例係数Ｂと誤差成分の電圧比例係数（Ａ又はＤ）とオフセット成分Ｃに関する温度変動特性が測定され、標準的な温度変動特性が予め捕捉されている場合にあっては、出荷現品に関する校正運転は常温環境、又は高温環境のいずれか一方において行って、他の温度環境においては上記標準的な温度変動特性を参照して各校正定数を推定することが可能となるものである。

以上詳説したように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、駆動電源１０１からから給電され、開閉素子１２１と電流検出抵抗１２６と電気負荷１０７とが直列接続された給電回路部と、電気負荷１０７に対する目標負荷電流Ｉｓと電流検出抵抗１２６による検出負荷電流Ｉｍとが一致する関係に開閉素子１２１のＯＮ／ＯＦＦ比率を制御する制御回路部とを備えた電気負荷の電流制御装置１００Ｂであって、前記制御回路部は更に、不揮発プログラムメモリ１１３Ｂと不揮発データメモリ１１４Ｂと演算処理用ＲＡＭメモリ１１２と多チャンネルＡＤ変換器１１５とを備えたマイクロプロセッサ１１１Ｂと、電流検出用増幅回路部１５０と、温度検出回路１７０とを備え、不揮発プログラムメモリ１１３Ｂは更に、制御定数校正手段１２０８と、換算推定手段１３１６と、帰還制御手段１３２５となる制御プログラムを包含している。

増幅回路部１５０は、電気負荷１０７に直列接続された電流検出抵抗１２６の両端電圧を増幅し、電気負荷１０７に対する負荷電流Ｉｍに比例した電流比例成分を主体とし、誤差成分ΔＥｆを包含した監視電圧Ｅｆを発生して、負帰還制御情報及び校正情報として前記マイクロプロセッサ１１１Ｂに入力する。また、温度検出回路１７０は、電流制御装置１００Ｂの内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）に対応した測定電圧Ｖｔ（＝Ｖｔａ〜Ｖｔｅ）を発生して、当該測定電圧Ｖｔは多チャンネルＡＤ変換器１１５を介してマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力される。

制御定数校正手段１２０８は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境湿度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において、外部設置された校正用電流計９９１ｄによる実負荷電流Ｉｍｍに基づいて監視電圧Ｅｆの電流比例成分に関する電流比例係数Ｂ（＝Ｂｂ、Ｂｄ）と誤差成分ΔＥｆ（＝ΔＥｆｂ、ΔＥｆｄ）とを算出して、温度検出回路１７０によって検出された実使用内部環境温度Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）と、可変の目標負荷電流Ｉｓｉ（ｉ＝０、１、・・ｎ）に対応した電流比例係数Ｂｉ（＝Ｂａｉ〜Ｂｅｉ）と誤差成分ΔＥｆ（＝ΔＥｆａ〜ΔＥｆｅ）を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを不揮発データメモリ１１４Ｂに保存する。

換算推定手段１３１６は、監視電圧Ｅｆと実使用内部環境温度Ｔに対応した電流比例係数に基づいて推定負荷電流Ｉｍを算出するか、又はマイクロプロセッサ１１１Ｂによって決定される目標負荷電流Ｉｓと同じ電流が電気負荷１０７に流れたと仮定した場合に、実使用内部環境温度Ｔに対応した推定監視電圧Ｅｓを算出する。

帰還制御手段１３２５は、目標負荷電流Ｉｓを制御目標値とし、推定負荷電流Ｉｍを帰還値として開閉素子１２１の閉路期間／開閉周期である通電デューティγを制御するか、又は推定監視電圧Ｅｓを制御目標値とし、監視電圧Ｅｆを帰還値として開閉素子１２１の閉路期間／開閉周期である通電デューティγを制御する。

以上のように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、目標電流を設定し、負荷電流に比例した検出信号が入力されて、偏差信号電圧に応動したデューティのパルス出力を発生するマイクロプロセッサ１１１Ｂを備えたものであって、製品の出荷段階で外部設置された校正用電流計を用いて電流制御特性の固体バラツキ変動、及び温度変動を補正する校正運転が行われ、当該校正運転は常温環境と高温環境の少なくとも一方において実施されて、制御要素の固体バラツキ変動と温度による特性変動、及び自己発熱による電流検出抵抗１２６の抵抗値の変動による誤差要因に基づいた校正定数を得るようになっている。従って、検出誤差の校正は検出誤差の発生要因別に行われ、しかも温度変動要因を加味して校正されているので、様々な運転環境における電流制御装置の運転中において校正定数を的確に活用して、高精度な電流制御が行えると共に、簡易な外部校正設備によって手軽に校正運転が行える特徴がある。

また、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置の前記制御回路部は更に、分圧抵抗１９１ｂ、１９２ｂからなる電源電圧測定回路を備えると共に、不揮発プログラムメモリ１１３Ｂは更に、校正係数演算手段１２４０Ｂと転送保存手段１２０３Ｂとなる制御プログラムを包含している。

前記電源電圧測定回路は、駆動電源１０１の駆動電源電圧Ｖｂを分圧回路を介してマイクロプロセッサ１１１Ｂに入力し、電源監視電圧Ｖｆを得る回路である。また、校正係数演算手段１２４０Ｂは、開閉素子１２１の通電デューティをγとし、転流ダイオード１２７の電圧降下をＶｄ≒１Ｖとしたときに、電流検出用増幅回路部１５０による監視電圧の平均値Ｅｆと駆動電源電圧Ｖｂと負荷電流Ｉｍとの関係が、
Ｅｆ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃ
であるとし、この式における誤差成分となるオフセット成分Ｃと電圧比例係数Ａ、及び電流比例係数Ｂは校正運転による測定データから算出する。

転送保存手段１２０３Ｂは、校正係数演算手段１２４０Ｂによる演算結果である電圧比例係数Ａと電流比例係数Ｂとオフセット成分Ｃの値を校正定数として不揮発データメモリ１１４Ｂに転送保存する。前記校正定数は常温環境と高温環境の少なくとも２種類の環境温度において算出され、２種類の内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）と、電圧比例係数Ａ（＝Ａｂ、Ａｄ）と、電流比例係数Ｂ（＝Ｂｂ、Ｂｄ）、及びオフセット成分Ｃ（＝Ｃｂ、Ｃｄ）が転送保存される。

以上のように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、分圧抵抗１９１ｂ、１９２ｂで構成される電源電圧測定回路と、校正係数演算手段１２４０Ｂと、転送保存手段１２０３Ｂとを備えている。従って、要因別の校正定数を手順良く効率的に算出、保存することができるので、量産製品に対する生産ラインの中で手軽な自動化設備を付加することによって校正操作が行える特徴がある。

また、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置の校正係数演算手段１２４０Ｂは更に、電源電圧校正手段１２４３を包含している。

電源電圧校正手段１２４３は、前記校正運転において、電源監視電圧ＶｆをＲＡＭメモリ１１２に書込み記憶して、外部設置された校正用電圧計９９２ｄによって測定された駆動電源電圧Ｖｂと対比して電源電圧校正係数Ｋｖ＝Ｖｂ／Ｖｆを算出し、不揮発データメモリ１１４Ｂに格納するか、又は駆動電源電圧Ｖｂに対する分圧比率の逆数として予め定められた固定定数を適用するようになっている。

以上のように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、電源電圧校正手段１２４３を備えている。従って、駆動電源電圧Ｖｂを正確に算出することができると共に、算出電圧を他の目的に利用することができる特徴がある。

また、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置の不揮発プログラムメモリ１１３Ｂは更に、線形性校正手段１２５７となる制御プログラムを備えている。

線形性校正手段１２５７は、複数の目標負荷電流Ｉｓｉ（ｉ＝０〜ｎ）による校正運転において、外部設置された校正用電流計９９１ｄによって測定された実負荷電流Ｉｍｍｉに基づいて、監視電圧Ｅｆの中の電流比例成分の電流比例係数Ｂｉ＝Ｂ×（Ｉｓｉ／Ｉｍｍｉ）を算出する。線形性校正手段１２５７による電流比例係数Ｂｉの算出は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度Ｔ（＝Ｔｂ、Ｔｄ）において実行され、実用内部環境Ｔ（＝Ｔａ〜Ｔｅ）における電流比例係数Ｂａｉ〜Ｂｅｉの値が近似算式、又はデータテーブルとして不揮発データメモリ１１４Ｂに保存される。

以上のように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、線形性校正手段１２５７を備え、目標電流に比例した負荷電流が得られるように電流比例計数Ｂｉの補正を行うようになっている。従って、温度検出回路１７０は単に電流制御装置内部の環境温度を測定しているものであって、電流検出抵抗１２６そのものの温度を直接検出するものではないのに対し、電流検出抵抗１２６の温度が負荷電流の二乗に比例して変化し、これに伴って電流検出抵抗１２６の抵抗値が変化することによって電流制御の非線形誤差が発生するのを防止することができる特徴がある。

また、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置の線形性校正手段１２５７により算出される電流比例係数Ｂｉは、温度検出回路１７０による検出温度をＴとし、目標負荷電流をＩｓｉとしたときに近似算式として、Ｂｉ＝Ｂ／［Ｋ１＋Ｋ２×Ｔ＋Ｋ３×Ｉｓｉ^２］の算式が適用される。線形性校正手段１２５７は、常温環境と高温環境の少なくとも一方において複数の目標負荷電流Ｉｓｉに対応した電流比例係数Ｂｉを算出し、上記算式によって算式定数Ｂ、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３を算出して、当該算式定数を不揮発データメモリ１１４Ｂに書込み保存するようになっている。

以上のように、第２実施形態による電気負荷の電流制御装置は、電流比例係数Ｂｉを算出する線形性校正手段１２５７を備え、電流比例係数Ｂｉは目標電流の二乗に反比例して補正されるようになっている。従って、簡易な近似算式により電流比例係数Ｂｉの補正を行うことができる特徴がある。

１００Ａ、１００Ｂ 電流制御装置
１０１ 駆動電源
１０７ 電気負荷
１１１Ａ、１１１Ｂ マイクロプロセッサ
１１２ ＲＡＭメモリ
１１３Ａ、１１３Ｂ プログラムメモリ
１１４Ａ、１１４Ｂ データメモリ
１１５ ＡＤ変換器
１１６ シリアルインタフェース
１２１ 開閉素子
１２６ 電流検出抵抗
１２７ 転流ダイオード
１３０ 目標電流設定回路
１４０ 比較偏差積分回路（帰還制御回路）
１５０ 増幅回路部
１５１ 差動増幅器
１７０ 温度検出回路
９００、９９０ 外部ツール
９０１ｄ、９９１ｄ 校正用電流計
９０２ｄ、９９２ｄ 校正用電圧計
９０３ｄ、９９３ｄ 校正用温度計
２０３Ａ、１２０３Ｂ 転送保存手段
２４０Ａ、１２４０Ｂ 校正係数演算手段
２０７、１２０７ 検出温度校正手段
２０８、１２０８ 制御定数校正手段
２４３ 平均電圧校正手段
１２４３ 電源電圧校正手段
２５７、１２５７ 線形性校正手段
３１９ 換算設定手段
１３１６ 換算推定手段
１３２５ 帰還制御手段（開閉制御出力発生手段）
Ｅｆ 監視電圧
Ｅｓ 目標電圧（推定監視電圧）
ＰＷＭ 制御出力
Ｖｂ 駆動電源電圧
Ｖｃｃ 制御電源電圧
Ｖａ 監視平均電圧
Ｖｆ 電源監視電圧
Ｖｔ 測定電圧
Iｓ 目標負荷電流
Ｉｍ 負荷電流（推定負荷電流、検出負荷電流）
Ｉｍｍ 実負荷電流

Claims (13)

1. 駆動電源から給電されると共に、開閉素子と電流検出抵抗と電気負荷とが直列接続された給電回路部と、前記電気負荷に対する目標負荷電流と前記電流検出抵抗による検出負荷電流とが一致する関係に前記開閉素子を制御する制御回路部と、
   を備えた電気負荷の電流制御装置であって、
   前記制御回路部は更に、
   制御定数校正手段、及び換算設定手段となる制御プログラムを包含する不揮発プログラムメモリと、不揮発データメモリとを備えたマイクロプロセッサと、
   前記電流検出抵抗の両端電圧を増幅すると共に、前記電気負荷に対する負荷電流に比例した電流比例成分を主体とし、誤差成分を包含して発生する監視電圧を前記マイクロプロセッサに入力する増幅回路部と、
   前記電流制御装置の内部環境温度に対応した測定電圧を発生し、当該測定電圧を前記マイクロプロセッサに入力する温度検出回路と、
   目標負荷電流に対応した推定監視電圧を制御目標値とし、前記監視電圧を帰還値として前記開閉素子の通電を制御する帰還制御回路と、を備え、
   前記制御定数校正手段は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度において、外部設置された校正用電流計による実負荷電流に基づいて前記監視電圧の電流比例成分に関する電流比例係数と誤差成分とを分離算出して、前記温度検出回路によって検出された実使用内部環境温度と、可変の目標負荷電流に対応した電流比例係数と誤差成分を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存し、
   前記換算設定手段は、前記マイクロプロセッサによって決定される目標負荷電流と同じ電流が前記電気負荷に流れたと仮定した場合に、前記実使用内部環境温度に対応した前記電流比例係数と誤差成分に基づいて前記推定監視電圧を算出することを特徴とする電気負荷の電流制御装置。
2. 駆動電源から給電されると共に、開閉素子と電流検出抵抗と電気負荷とが直列接続された給電回路部と、前記電気負荷に対する目標負荷電流と前記電流検出抵抗による検出負荷電流とが一致する関係に前記開閉素子を制御する制御回路部と、
   を備えた電気負荷の電流制御装置であって、
   前記制御回路部は更に、
   制御定数校正手段、換算推定手段、及び帰還制御手段となる制御プログラムを包含する不揮発プログラムメモリと、不揮発データメモリとを備えたマイクロプロセッサと、
   前記電流検出抵抗の両端電圧を増幅すると共に、前記電気負荷に対する負荷電流に比例した電流比例成分を主体とし、誤差成分を包含して発生する監視電圧を前記マイクロプロセッサに入力する増幅回路部と、
   前記電流制御装置の内部環境温度に対応した測定電圧を発生し、当該測定電圧を前記マイクロプロセッサに入力する温度検出回路と、
   を備え、
   前記制御定数校正手段は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度において、外部設置された校正用電流計による実負荷電流に基づいて前記監視電圧の電流比例成分に関する電流比例係数と誤差成分とを分離算出して、前記温度検出回路によって検出された実使用内部環境温度と、可変の目標負荷電流に対応した電流比例係数と誤差成分を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存し、
   前記換算推定手段は、前記監視電圧と前記実使用内部環境温度に対応した電流比例係数に基づいて推定負荷電流を算出するか、又は前記マイクロプロセッサによって決定される目標負荷電流と同じ電流が前記電気負荷に流れたと仮定した場合に、前記実使用内部環境温度に対応した推定監視電圧を算出し、
   前記帰還制御手段は、前記目標負荷電流を制御目標値とし、前記推定負荷電流を帰還値として前記開閉素子の通電デューティを制御するか、又は前記推定監視電圧を制御目標値として前記監視電圧を帰還値として前記開閉素子の通電デューティを制御することを特徴とする電気負荷の電流制御装置。
3. 前記不揮発プログラムメモリは更に、検出温度校正手段となる制御プログラムを包含し、前記検出温度校正手段は、常温環境と高温環境の少なくとも一方の温度環境において、前記温度検出回路の測定電圧のデジタル変換値と、既知の内部環境温度、又は外部設置された校正用温度計による推定内部環境温度を対比し、適用された温度検出回路における所定の温度対測定電圧特性に基づいて、実際の測定電圧から実使用内部環境温度を算出する演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。
4. 前記不揮発プログラムメモリは更に、検出温度校正手段となる制御プログラムを包含し、前記検出温度校正手段は、常温環境と高温環境の両方の温度環境において、前記温度検出回路の測定電圧のデジタル変換値と、既知の内部環境温度、又は外部設置された校正用温度計による推定内部環境温度を対比し、実際の測定電圧から実使用環境温度を算出する補間演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。
5. 前記制御回路部は更に、外部ツールと前記マイクロプロセッサとの間を接続するシリアル通信用インタフェース回路を備え、
   前記制御定数校正手段、又は前記検出温度校正手段における校正指令と、外部設置された校正用の電流計、又は温度計の測定値は、前記外部ツールから入力されて前記マイクロプロセッサのＲＡＭメモリに転送書込みされるものであることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電気負荷の電流制御装置。
6. 前記給電回路部は、前記電流検出抵抗と前記電気負荷との直列回路に対して並列接続されるか、又は前記電気負荷に対して直接的に並列接続され、前記開閉素子が開路したときに前記電気負荷のインダクタンスによる持続減衰電流が還流する極性に接続される転流ダイオードを備えると共に、
   前記増幅回路部は、前記電流検出抵抗の両端電圧の差分電圧を増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の入力に対して略均等な正のバイアス電圧を印加して、前記開閉素子が開路しているときに前記転流ダイオードの電圧降下によって印加される負電圧を相殺し、前記差動増幅器に負電圧入力が印加されないようにするバイアス補正回路を備え、
   前記制御定数校正手段は更に、前記常温環境と高温環境の少なくとも２種類の内部環境温度において、前記監視電圧の電流比例係数に加えて誤差成分の電圧比例係数とオフセット成分の少なくとも一方が算出され、実使用内部環境温度における電圧比例係数又はオフセット成分を補間算出する演算算式、又はデータテーブルを前記不揮発データメモリに保存することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。
7. 前記制御回路部は更に、前記電気負荷の両端電圧を分圧回路を介して前記マイクロプロセッサに入力することにより監視平均電圧を得る平均電圧測定回路を備えると共に、前記不揮発プログラムメモリは更に、校正係数演算手段と転送保存手段となる制御プログラムを包含するものであって、
   前記校正係数演算手段は、前記増幅回路部による監視電圧の平均値をＥｆ、前記監視平均電圧をＶａ、負荷電流をＩｍ、誤差成分となるオフセット成分をＣ、電圧比例係数をＤ、及び電流比例係数をＢとしたとき、前記監視電圧の平均値Ｅｆと前記監視平均電圧Ｖａと負荷電流Ｉｍとの関係算式が、Ｅｆ＝Ｄ×Ｖａ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃで示される算式で、前記オフセット成分Ｃと前記電圧比例係数Ｄ、及び前記電流比例係数Ｂを校正運転による測定データから算出し、
   前記転送保存手段は、前記校正係数演算手段による演算結果である前記電圧比例係数と前記電流比例係数と前記オフセット成分の値を校正定数として前記不揮発データメモリに転送保存し、前記転送保存される校正定数は、常温環境と高温環境の少なくとも２種類の環境温度において算出されるものであることを特徴とする請求項１に記載の電気負荷の電流制御装置。
8. 前記校正係数演算手段は更に、平均電圧校正手段を包含し、
   前記平均電圧校正手段は、前記校正運転において、外部設置された校正用電圧計で測定された前記駆動電源の電圧を入力して前記マイクロプロセッサのＲＡＭメモリに書込み記憶すると共に、前記開閉素子が導通しているときの監視平均電圧をＶａ、前記駆動電源の電圧をＶｂ、前記監視平均電圧Ｖａと前記駆動電源の電圧Ｖｂとの間の平均電圧校正係数をＫａとしたとき、Ｋａ＝Ｖｂ／Ｖａを算出して前記不揮発データメモリに格納するか、又は前記電気負荷の両端電圧に対する分圧比率の逆数として予め定められた固定定数を適用することを特徴とする請求項７に記載の電気負荷の電流制御装置。
9. 前記給電回路部は、前記電流検出抵抗と前記電気負荷との直列回路に対して並列接続されるか、又は前記電気負荷に対して直接的に並列接続され、前記開閉素子が開路したときに前記電気負荷のインダクタンスによる持続減衰電流が還流する極性に接続される転流ダイオードを備え、
   前記制御回路部は更に、前記駆動電源の電圧を分圧回路を介して前記マイクロプロセッサに入力し、電源監視電圧を得る電源電圧測定回路を備えると共に、前記不揮発プログラムメモリは更に、校正係数演算手段と転送保存手段となる制御プログラムを包含し、
   前記校正係数演算手段は、前記開閉素子の通電デューティをγ、前記転流ダイオードの電圧降下をＶｄ≒１Ｖ、前記増幅回路部による監視電圧の平均値をＥｆ、前記駆動電源の電圧をＶｂ、前記負荷電流をＩｍ、誤差成分となるオフセット成分をＣ、電圧比例係数をＡ、及び電流比例係数をＢとしたとき、前記監視電圧の平均値Ｅｆと、前記駆動電源の電圧Ｖｂと、前記負荷電流Ｉｍとの関係算式が、Ｅｆ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）×γ＋Ｂ×Ｉｍ＋Ｃであるとし、前記算式のオフセット成分Ｃと電圧比例係数Ａ、及び電流比例係数Ｂを校正運転による測定データから算出し、
   前記転送保存手段は、前記校正係数演算手段による演算結果である前記電圧比例係数と前記電流比例係数と前記オフセット成分の値を校正定数として前記不揮発データメモリに転送保存し、前記転送保存される前記校正定数は、常温環境と高温環境の少なくとも２種類の環境温度において算出されるものであることを特徴とする請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。
10. 前記校正係数演算手段は更に、電源電圧校正手段を包含し、
    前記電源電圧校正手段は、前記校正運転において、前記電源監視電圧を前記マイクロプロセッサのＲＡＭメモリに書込み記憶して、外部設置された校正用電圧計によって測定された前記駆動電源の電圧と対比して電源電圧校正係数を算出し、前記不揮発データメモリに格納するか、又は前記駆動電源の電圧に対する分圧比率の逆数として予め定められた固定定数を適用することを特徴とする請求項９に記載の電気負荷の電流制御装置。
11. 前記不揮発プログラムメモリは更に、線形性校正手段となる制御プログラムを備え、
    前記線形性校正手段は、複数の目標負荷電流による校正運転において、外部設置された校正用電流計によって測定された実負荷電流に基づいて、前記監視電圧の中の電流比例成分の電流比例係数を算出し、前記算出は、常温環境と高温環境の一方、又は両方の内部環境温度において実行され、実用内部環境における電流比例係数の値が近似算式、又はデータテーブルとして前記不揮発データメモリに保存されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。
12. 前記電流比例係数Ｂｉは、前記温度検出回路による検出温度をＴ、目標負荷電流をＩｓｉ、算式定数をＢ、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３としたときに近似算式として次の算式が適用され、
    Ｂｉ＝Ｂ／［Ｋ1＋Ｋ２×Ｔ＋Ｋ３×Ｉｓｉ^２］
    前記線形性校正手段は、常温環境と高温環境の少なくとも一方において複数の目標負荷電流に対応した電流比例係数を算出すると共に前記算式定数を算出し、当該算式定数を前記不揮発データメモリに書込み保存することを特徴とする請求項１１に記載の電気負荷の電流制御装置。
13. 前記電流制御装置は、自動車用自動変速機における複数のリニアソレノイドに対する電流制御装置であって密閉筐体に収納され、
    前記温度検出回路は、前記マイクロプロセッサの近傍温度、又は当該マイクロプロセッサと多チャンネルＡＤ変換器に給電する定電圧電源回路の近傍温度を測定することによって前記密閉筐体内の平均環境温度を推定し、
    前記常温環境における校正運転は、前記電流制御装置の組立検査工程で実施され、前記高温環境における校正運転は、前記組立検査工程に続く高温試験工程で実施されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電気負荷の電流制御装置。

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