JP2005065447A

JP2005065447A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの電流検出方法及び電流検出装置

Info

Publication number: JP2005065447A
Application number: JP2003294789A
Authority: JP
Inventors: Shusuke Kobayashi; 秀典小林
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-08-19
Filing date: 2003-08-19
Publication date: 2005-03-10
Anticipated expiration: 2023-08-19
Also published as: US7095218B2; JP4337469B2; US20050057229A1

Abstract

【課題】高精度かつ少ない回路規模で平均電流検出を行うようにしたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法及び電流検出装置を提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置は、直流入力電源Ｖｄｄの一方電極に接続されたハイサイド・スイッチＳ１と、他方電極に接続されたローサイド・スイッチＳ２とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタＬを介して負荷４に対して可変の直流電力を供給する際に、負荷４への電流変動を検出するものであって、各スイッチＳ１，Ｓ２とインダクタＬとの接続点Ｍから引き出された信号線に接続されるローパスフィルタ５と、ローパスフィルタ５の出力電圧ＶmaとＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏとの差電圧を演算することでＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流Ｉｏを検出する演算回路とを備えている。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に対して可変の直流電力を供給する際に、負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法及び電流検出装置に関する。

降圧型の同期整流型スイッチングコンバータなどにおいては、例えば負荷に対する過電流保護を行う場合、あるいは出力電流が小さい軽負荷への切り替えを判断し、軽負荷モードへ自動的に移行する機能を実現する場合など、実際に負荷に対して供給されている平均電流を所定のスイッチング期間毎に検出する必要があった。

従来のＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法では、出力電流経路に抵抗を挿入し、その抵抗両端の電位差を検出して、電流値に換算する方式が一般的であったが、抵抗挿入によりＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を悪化させてしまうという問題点があった。そこで、近年では出力段におけるトランジスタなどのスイッチング素子のオン抵抗を利用して、トランジスタがオンしている間のトランジスタ両端の電圧変化を検出することにより、電流変動を検出する方式が一般的となっている。

ところが、トランジスタのオン抵抗はプロセスのばらつきや、周囲温度の変動などに影響されやすいうえ、電力変換効率を重視したコンバータはオン抵抗の小さいトランジスタを使用しているために、微小な電圧変化を検出する必要があって、測定精度の面で問題があった。

そこで、オン抵抗と検出抵抗とをシリアルに接続して、電圧変化の測定精度を向上させる手法も提案されている。
特開２００２−１０６２７号公報（段落番号〔００１１〕〜〔００２６〕，第１図，第２図）

上述した特許文献１に記載された発明の場合、検出抵抗における電力損失は発生しているから、コンバータでの電力変換効率は悪化する。また、測定回路においてもトランジスタがオンしている間だけ測定しなければならず、特にスイッチングの周波数が高くなったとき、測定精度を確保するための検出回路の実現が難しくなるという問題があった。

この発明は上記問題を解決するものであって、少ない回路規模で高精度に平均電流検出を行うようにしたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法及び電流検出装置を提供することを目的とする。

この発明は、直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法であって、前記スイッチング期間毎に、前記第１，第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点の電圧と前記負荷への出力電圧とを比較することによって、前記負荷に供給される出力電流を検出することを特徴とする。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置は、直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するものであって、前記第１，第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点から引き出された信号線に接続されるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力電圧と前記負荷への出力電圧との差電圧を演算することで前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流を検出する演算回路と、を備えたことを特徴とする。

この発明の電流検出装置は、単純なローパスフィルタと演算回路だけで構成でき、出力インダクタの寄生抵抗を利用することにより簡単に電流検出を実行できる。また、半導体スイッチのオン抵抗に比べ、インダクタの寄生抵抗はプロセス依存や温度依存性が少ないために、より高精度に電流値を検出できる。とくに、大電流を検出する過電流保護などに適している。

ここでは、電流検出装置の実施の形態として、出力段を構成するスイッチング回路のＭＯＳトランジスタと制御回路とを内蔵したワンチップ型のスイッチング電源に適用したものについて説明する。

図１は、この発明の実施例１を示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置である。図中、制御回路１はスイッチング回路２と接続され、直流入力電源Ｖｄｄの電源電圧を降圧して所定の直流電圧に制御するものであって、出力段を構成するスイッチング回路２は、一端から直流入力電源Ｖｄｄが供給されるハイサイド・スイッチＳ１（第１のスイッチング素子）の他端と、他端が接地されたローサイド・スイッチＳ２（第２のスイッチング素子）の一端とを接続して構成されている。スイッチング回路２には、インダクタＬと出力コンデンサＣｏからなる平滑回路３を介して負荷４が接続され、制御回路１により一対のスイッチＳ１，Ｓ２が所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御されることによって、負荷４に所定の大きさの出力電圧Ｖｏを供給する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータが構成されている。また、５はスイッチング回路２と平滑回路３との接続点Ｍから信号線を介して引き出された検出端子６との間に設けられたローパスフィルタであって、このローパスフィルタ５は、接続点Ｍに一端が接続され他端が検出端子６と接続されたフィルタレジスタＲ_LPと、このフィルタレジスタＲ_LPの他端側に接続され、一端が接地されたフィルタコンデンサＣ_LPとから構成されている。

図１のスイッチング回路２では、一対のスイッチＳ１，Ｓ２がそれぞれＭＯＳＦＥＴなどの寄生抵抗成分を含むスイッチングトランジスタにより構成され、図１では各スイッチＳ１，Ｓ２のオン抵抗成分をＲhi，Ｒlowとして明示している。また、スイッチＳ１，Ｓ２には並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。なお、これらのダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチングトランジスタにＭＯＳトランジスタを使用した場合に生じる寄生ダイオードを使用できる。また、平滑回路３のインダクタＬについても、その寄生抵抗成分をＲindとして明示しているが、実際の回路ではこれらの抵抗成分Ｒhi，ＲlowやＲindとして、抵抗器を意図的に設けているわけではない。

ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法における検出動作の原理を説明するにあたって、最初に、負荷４に対して過電流保護を行う場合など、負荷４への出力電流Ｉｏとして定格電流に近いかそれ以上の電流が生成しており、出力側（負荷４側）からスイッチング回路２側への電流（いわゆる逆流電流）が発生していない場合について説明をする。

図２は、インダクタＬの接続点Ｍ側の電圧Ｖｍ、及びインダクタＬに流れる電流Ｉindの変化を示す図である。
スイッチング回路２のスイッチング期間をＴとして、最初のオン期間ｔhiではハイサイド・スイッチＳ１だけがオンしている。つぎに、短いデッドタイムｔdtを挟んで、オン期間ｔlowではローサイド・スイッチＳ２だけがオンしている。最後に再び短いデッドタイムｔdtとなって１周期が終了し、つぎのスイッチング期間が始まる。ここで、デッドタイムｔdtはどちらのスイッチＳ１，Ｓ２もオフしている期間であって、通常は数ｎｓｅｃから数十ｎｓｅｃの極めて短い期間が設定される。ここでは、図示する都合上、誇張して描いてあるが、実際にはスイッチＳ１，Ｓ２のオン期間ｔhiやｔlowと比べて、非常に短い。このデッドタイムｔdtの間には、インダクタＬの作用によりローサイド・スイッチＳ２に並列に接続してあるダイオードＤ２がオンして、大地（ＧＮＤ）から出力側に電流が流れる。

まず、負荷４への出力電圧Ｖｏを求める。ここでは、出力電流Ｉｏの大きさ（インダクタ電流の平均値）をＩo、インダクタＬの寄生抵抗成分の抵抗値をＲind、そのインダクタンスをＬ、各スイッチＳ１，Ｓ２を構成するトランジスタのオン抵抗成分の抵抗値をそれぞれＲhi，Ｒlow、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧をＶｆ、直流入力電源Ｖｄｄの電源電圧をＶddとする。

ハイサイド・スイッチＳ１のオン期間ｔhiには、
｛（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）−（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）｝・（１／Ｌ）・ｔhi
の電流増加分が生じる。

続くデッドタイムｔdt、ローサイド・スイッチＳ２のオン期間ｔlow、及びデッドタイムｔdtでは電流が減少するが、その減少分の大きさは、
｛（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）−（−Ｖｆ）｝・（１／Ｌ）・２ｔdt
と、
｛（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）−（−Ｉo・Ｒlow）｝・（１／Ｌ）・ｔlow
との和である。定常状態では、出力電流の大きさがインダクタ電流の平均値Ｉoに等しいと仮定して、１周期内での電流増加と電流減少が等しいことから、スイッチング期間Ｔを１に規格化して、出力電圧Ｖｏを計算すると、次の（１）式のように求まる。

Ｖｏ＝ｔhi（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）
−ｔlow・Ｉo・Ｒlow−２ｔdt・Ｖｆ−Ｉo・Ｒind…（１）
さて、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置には、インダクタＬの入力側に抵抗と容量等によって構成されたローパスフィルタ５が接続されている。このローパスフィルタ５の出力電圧Ｖmaは、検出端子６から取り出すことができるが、前述した出力電圧Ｖｏの計算と同様に、スイッチング期間Ｔを１に規格化することにより、以下のように計算できる。

ハイサイド・スイッチＳ１のオン期間ｔhiには、
｛（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）−Ｖma｝・（１／Ｒ_LP）・ｔhi
の電荷の増加が生じる。

続くデッドタイムｔdt、ローサイド・スイッチＳ２のオン期間ｔlow、及びデッドタイムｔdtでは電流が減少するが、そのときの電荷の減少分は、
｛Ｖma−（−Ｖｆ）｝・（１／Ｒ_LP）・２ｔdt
と、
｛Ｖma−（−Ｉo・Ｒlow）｝・（１／Ｒ_LP）・ｔlow
との和である。また、１周期内に流入する電荷と減少する電荷の量が等しいとして、出力電圧Ｖmaを計算すると、次の（２）式のように求まる。

Ｖma＝ｔhi（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）
−ｔlow・Ｉo・Ｒlow−２ｔdt・Ｖｆ…（２）
ここで、ＶｏとＶmaの電位差を計算すると、（１）（２）式より、
Ｖｏ−Ｖma＝Ｉo・Ｒind…（３）
となる。したがって、出力電流Ｉｏの大きさはインダクタＬの寄生抵抗成分Ｒindを利用して、負荷４への出力電圧Ｖｏと検出端子６から取り出した出力電圧Ｖmaとの差電圧とから簡単に演算できることがわかる。なお、この演算は制御回路１において行わせることが可能である。

実施例１では、インダクタＬの寄生抵抗成分Ｒindを利用して、非常に単純なローパスフィルタ５と演算回路のみで電流検出装置を構成することができ、とくに、過電流保護などにおける大きな電流を検出する電流検出方法としても、簡単に実現できるものである。また、半導体スイッチのオン抵抗に比べて、インダクタＬの寄生抵抗はプロセス依存性や温度依存性が少ないから、電流値を高精度に検出できる利点もある。

つぎに、図３に示す実施例２の電流検出装置について説明する。ここでも、実施例１の説明と同様に、出力側（負荷４側）からスイッチング回路２側への電流（いわゆる逆流電流）が発生していない場合について述べる。

実施例２の電流検出装置では、メインの出力段を構成するスイッチング回路２とは別に、第３，第４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４からなるダミーのスイッチング回路を設けて、それぞれ第１，第２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と同期して交互にオンオフ制御することを特徴としている。図１と対応する部分には、同一符号を付けてそれらの説明を省略する。なお、ダミーのスイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は、メインの出力段と同じサイズで構成する必要はなく、消費電力やコストの面を考慮すれば、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４はともにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と同じ構成、同じ比率であれば、できる限り小さく構成することが望ましい。

この実施例２では、ローパスフィルタ５をダミーのスイッチング回路に対して接続しており、ローパスフィルタ５の出力電圧Ｖmbとコンバータの出力電圧Ｖｏとを比較すれば、前述した実施例１と同様の原理から、高精度に電流値を検出できる。しかも、実施例２では、実施例１とは違って、ダミーのスイッチング回路にはインダクタが接続されておらず、定常的には出力電流が流れないから、デッドタイム期間のダイオードによる電圧降下や、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン抵抗による電圧降下が発生しない。また、デッドタイム期間はダミーのスイッチング回路における寄生容量により、ローパスフィルタ５への入力電圧Ｖｍが直前の電圧値を保持することができるから、ローパスフィルタ５の出力電圧Ｖmbは以下のように計算できる。

ハイサイド・スイッチＳ１のオン期間ｔhiとそれに続くデッドタイムｔdtに、ローパスフィルタ５のフィルタコンデンサＣ_LPに電流が流れ込むため、
（Ｖdd−Ｖmb）・（１／Ｒ_LP）・（ｔhi＋ｔdt）
だけ電荷の増加が生じる。また、ローサイド・スイッチＳ２のオン期間ｔlowとそれに続くデッドタイムｔdtには、ローパスフィルタ５のフィルタコンデンサＣ_LPからは電流が流れ出す。そのときの電荷の減少分は、
（Ｖmb／Ｒ_LP）・（ｔlow＋ｔdt）
となり、１周期内に流入する電荷と減少する電荷の量が等しいとして、出力電圧Ｖmbを計算すると、次の（４）式のように求まる。

Ｖmb＝（ｔhi＋ｔdt）・Ｖdd…（４）
ここで、ＶmbとＶｏの電位差を計算すると、（１）式と（４）式とから
Ｖmb−Ｖｏ＝ｔhi・Ｉo・Ｒhi
＋ｔlow・Ｉo・Ｒlow＋２ｔdt・Ｖｆ＋ｔdt・Ｖdd＋Ｉo・Ｒind…（５）
となる。（５）式はさらに、Ｉoを含む項と含まない項とに整理して、（６）式のように書き直すことができる。

Ｖmb−Ｖｏ＝（ｔhi・Ｒhi＋ｔlow・Ｒlow＋Ｒind）・Ｉo
＋ｔdt（２Ｖｆ＋Ｖdd）…（６）
ここで、Ｉoにかかる係数（ｔhi・Ｒhi＋ｔlow・Ｒlow＋Ｒind）には、各スイッチＳ１，Ｓ２を構成するトランジスタのオン抵抗、及びインダクタＬの寄生抵抗どちらも含まれている。したがって、ＶmbとＶｏの電位差を検出するとき、実施例１の（３）式のようにインダクタＬの寄生抵抗成分（Ｒind）のみを含む場合や、トランジスタのオン抵抗のみの場合などに比べて検出電圧が大きくなるから、より高精度な電流検出が可能になる。

また、ここではデッドタイムｔdtに起因して、測定する電圧と電流にはオフセットがかかるが、通常、デッドタイムｔdtはｔhi，ｔlowに比べて、無視できる程度に十分小さいから問題にはならない。また、たとえ電圧と電流のオフセット値が無視できない大きさであっても、デッドタイムｔdtが固定であれば、単なるオフセットとして除去することもできる。

つぎに、出力電流Ｉｏが小さい（軽負荷）ことを判断し、軽負荷モードへ自動的に移行する機能を実現するために使用する電流検出装置と、その検出動作の原理について説明する。出力電流Ｉｏが小さい場合には、出力側（負荷４側）から入力側（直流入力電源Ｖｄｄ側）、もしくは接地（ＧＮＤ）側に電流が流れる、いわゆる逆流電流が発生する可能性がある。

図４は、逆流電流が発生した場合に、インダクタＬの接続点Ｍ側の電圧Ｖｍ、及びインダクタＬに流れる電流Ｉindの変化を示す図である。コンバータの出力電流が小さく逆流電流が発生している場合、インダクタＬに流れる電流が負になるため、インダクタＬのスイッチング回路２との接続点Ｍの電圧Ｖｍも図２の場合と異なってくる。

すなわち、ハイサイド・スイッチＳ１のオン期間ｔhiには、実施例１の場合と同じで、
｛（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）−（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）｝・（１／Ｌ）・ｔhi
の電流増加分が生じる。

続くデッドタイムｔdt、及びローサイド・スイッチＳ２のオン期間ｔlowでは電流が減少して、その減少分の大きさは、
｛（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）−（−Ｖｆ）｝・（１／Ｌ）・ｔdt
と、
｛（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）−（−Ｉo・Ｒlow）｝・（１／Ｌ）・ｔlow
との和である。しかし、ローサイド・スイッチＳ２のオン期間ｔlowの後半には、インダクタＬに流れる電流Ｉindが出力側から入力側へ逆流する。よって、ローサイド・スイッチＳ２がオフした場合には、ハイサイド・スイッチＳ１と並列に接続されたダイオードＤ１（ＭＯＳトランジスタの場合は寄生ダイオードでもよい）により直流入力電源の電源電圧Ｖdd側に電流が流れ、その間に接続点Ｍの電圧Ｖｍは（Ｖdd＋Ｖｆ）となるから、
｛（Ｖdd＋Ｖｆ）−（Ｖｏ＋Ｉo・Ｒind）｝・（１／Ｌ）・ｔdt
だけ増加することになり、１周期内に流入する電荷と減少する電荷の量が等しいとして、出力電圧Ｖｏを計算すると、次の（７）式のように求まる。

Ｖｏ＝ｔhi（Ｖdd−Ｉo・Ｒhi）
＋ｔdt（Ｖdd＋Ｖｆ）−ｔlow・Ｉo・Ｒlow−ｔdt・Ｖｆ−Ｉo・Ｒind…（７）
図１のＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置においては、逆流電流が発生した場合でもＶｏとＶmaの電位差は（３）式で表される。したがって、ここでは、図３の電流検出装置におけるＶｏと出力電圧Ｖmbについて、逆流電流が発生した場合の変化を説明する。ローパスフィルタ５の出力電圧Ｖmbは実施例２で説明した（４）式と同じであって、変化はない。したがって、（４）式と（７）式とからＶmbとＶｏの電圧差を求めると、
Ｖmb−Ｖｏ＝（ｔhi・Ｒhi＋ｔlow・Ｒlow＋Ｒind）・Ｉo…（８）
となる。

ここでは、式（５）の場合とは異なり、デッドタイムｔdtに起因したオフセットの項が発生しない。図５は、出力電流を横軸に、差電圧（Ｖmb−Ｖｏ）を縦軸にとってグラフを描いたものである。この図５に示すように、逆流電流が発生する領域では（８）式となり、発生しない領域では式（５）となるため、これらの領域の境目付近ではｔdt（２Ｖｆ＋Ｖdd）分の不連続な部分が発生する。

このグラフが不連続性を有するということは、電流変動に基づいて負荷４が軽負荷であると判断するような場合にはかえって都合がよい。なぜなら、コンバータの電力変換効率が悪くなる軽負荷のポイントは、通常、逆流電流が流れ始める時点だからである。すなわち、こうした不連続な境界部分が存在することで、かえって確実に逆流電流が流れる軽負荷時と、逆流電流が流れない通常負荷時とを容易に判別することができることになる。また、こうした不連続性を考慮しない場合でも、出力電流Ｉｏにかかる係数項（ｔhi・Ｒhi＋ｔlow・Ｒlow＋Ｒind）には、ハイサイド・スイッチＳ１やローサイド・スイッチＳ２を構成するトランジスタのオン抵抗とインダクタＬの寄生抵抗とのいずれもが含まれているので、図５に示す差電圧（Ｖmb−Ｖｏ）の傾きはトランジスタのオン抵抗のみで検出する場合よりも急峻なものとなる。したがって、高精度に電流値を検出することが可能であるという特徴を備えている。

また、負荷４への出力電圧Ｖｏとローパスフィルタ５の出力電圧Ｖma，Ｖmbとを比較する場合、通常オペアンプのような演算器を用いているが、ここでは意図的に遅い演算器を用いたり、或いは設計したりすることによって、電流検出装置における演算回路自体がローパスフィルタ５の役目を兼ねることができる。したがって、図ｌ，図２の電流検出装置に示されているローパスフィルタ５の性能はそれほど高い必要がないだけでなく、場合によっては省略することも可能である。

ワンチップ型のスイッチング電源に適用して、簡単に電流検出を実行できる。

この発明の実施例１を示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置である。インダクタＬの接続点Ｍ側の電圧Ｖｍ、及びインダクタＬに流れる電流Ｉindの変化を示す図である。この発明の実施例２を示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置である。逆流電流が発生した場合に、インダクタＬの接続点Ｍ側の電圧Ｖｍ、及びインダクタＬに流れる電流Ｉindの変化を示す図である。差電圧（Ｖmb−Ｖｏ）と出力電流Ｉｏとの関係を示すグラフである。

符号の説明

１制御回路
２スイッチング回路
Ｓ１ハイサイド・スイッチ（第１のスイッチング素子）
Ｓ２ローサイド・スイッチ（第２のスイッチング素子）
Ｓ３，Ｓ４スイッチング素子（第３、第４のスイッチング素子）
３平滑回路
４負荷
５ローパスフィルタ
６検出端子
Ｒ_LP フィルタレジスタ
Ｃ_LP フィルタコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ダイオード
Ｃｏ出力コンデンサ
Ｉｏ出力電流

Claims

直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に対して可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記スイッチング期間毎に、前記第１，第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点の電圧と前記負荷への出力電圧とを比較することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流を検出することを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法。
直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に対して可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記スイッチング期間毎に、前記第１，第２のスイッチング素子と同期して交互にオンオフ制御される第３，第４のスイッチング素子の接続点における電圧と、前記負荷への出力電圧とを比較することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流を検出することを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法。
直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に対して可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置において、
前記第１，第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点から引き出された信号線に接続されるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力電圧と前記負荷への出力電圧との差電圧を演算することで前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流を検出する演算回路と、
を備えたことを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置。
直流入力電源の一方電極に接続された第１のスイッチング素子と、他方電極に接続された第２のスイッチング素子とを、所定のスイッチング期間内で交互にオンオフ制御する同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータから、インダクタを介して負荷に対して可変の直流電力を供給する際に、前記負荷への電流変動を検出するＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置において、
前記スイッチング期間毎に、それぞれ前記第１，第２のスイッチング素子と同期して交互にオンオフ制御される第３，第４のスイッチング素子と、
前記第３，第４のスイッチング素子の接続点から引き出された信号線に接続されるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力電圧と前記負荷への出力電圧との差電圧を演算することで前記ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流を検出する演算回路と、
を備えたことを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出装置。