JP2015115923A - 誘導性負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流による電流検出抵抗の損失を低減する。【解決手段】負荷２と電流検出抵抗１３との直列回路に対しダイオード７を並列に設け、電流検出抵抗１３と並列にＭＯＳトランジスタ６を設ける。検出回路１０は、電流検出抵抗１３の端子間電圧に応じた電圧を持つ検出信号Ｓｃを出力する。マイコン１１は、負荷電流の目標値と検出電流の平均値が一致するようにＭＯＳトランジスタ５をオンオフ駆動するとともに、その逓倍周波数でＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動する。マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動している期間に検出信号Ｓｃを入力し、当該検出信号Ｓｃに基づいて負荷電流を検出する。【選択図】図１

Description

本発明は、誘導性負荷と直列にスイッチング素子と電流検出抵抗を備えた誘導性負荷制御装置に関する。

ソレノイドなどの誘導性負荷に流れる電流を制御する制御装置は、誘導性負荷と直列にスイッチング素子と電流検出抵抗を備えている。スイッチング素子がオフしたときに負荷電流を還流させるため、誘導性負荷と電流検出抵抗との直列回路に対し並列にダイオードを備えている。このダイオードの接続形態を採用すると、スイッチング素子のオン期間のみならずオフ期間でも電流検出抵抗に負荷電流が流れる。

制御装置は、電流検出抵抗の端子間電圧を十分に平均化するフィルタ回路を備えている。マイコンは、スイッチング素子の駆動状態とは無関係に、一定周期で上記平均電圧をサンプルホールドおよびＡ／Ｄ変換することにより入力する。マイコンは、その入力電圧に基づいて負荷電流を求め、負荷電流が目標電流と一致するようにスイッチング素子に与える駆動信号のデューティ比を制御する。

特開２００２−１７６３４６号公報

上記従来構成では、電流検出抵抗に常に負荷電流が流れるので、負荷電流による電流検出抵抗の損失（＝負荷電流^２×電流検出抵抗の抵抗値）が大きくなる。近年、制御装置の小型化が進む一方で、制御装置に収容される素子数が増加しており、制御装置内で発生する総発熱量が増える傾向にある。このため、制御装置の熱設計が難しくなっている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、負荷電流による電流検出抵抗の損失を低減可能な誘導性負荷制御装置を提供することにある。

請求項１に記載した誘導性負荷制御装置は、スイッチング素子、検出回路、還流回路、バイパス回路および電流検出手段を備えている。スイッチング素子は、誘導性負荷への通電経路に当該誘導性負荷と直列に設けられている。通電経路には、誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗が設けられている。検出回路は、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する。還流回路は、誘導性負荷と電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられており、誘導性負荷に流れる電流を還流させる。

バイパス回路は、電流検出抵抗と並列に設けられており、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となる。電流検出手段は、バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、バイパス回路をオフ駆動している期間に検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて誘導性負荷に流れる電流を検出する。

この構成によれば、誘導性負荷に流れる負荷電流は、バイパス回路がオフ駆動されている期間では電流検出抵抗に流れ、バイパス回路がオン駆動されている期間ではバイパス回路に流れる。このため、電流検出抵抗に常に負荷電流が流れる従来構成と比べ、負荷電流による電流検出抵抗の損失を低減することができる。電流検出手段は、検出信号の入力を必要とする所望のタイミングに合わせてバイパス回路をオフ駆動することにより、支障なく負荷電流を検出することができる。

請求項２記載の手段によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間およびオフ駆動期間よりも短いオンオフ駆動周期でバイパス回路をオンオフ駆動する。この構成によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間とオフ駆動期間のそれぞれにおいて、少なくとも１回の検出信号を入力できる。従って、これら入力した検出信号に基づいて、スイッチング素子のオン駆動とオフ駆動に応じて増加と減少を繰り返す負荷電流を精度よく検出できる。

請求項３記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路のオンオフ駆動周波数を、スイッチング素子のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定する。この構成によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオンオフ駆動周期内の定まった位置で検出信号を入力できる。その結果、負荷電流の状態が不変であるにもかかわらず、スイッチング素子のオンオフ駆動周期ごとに負荷電流の検出値が変動することがなくなる。これにより、平均値の算出に用いる検出信号を入力するスイッチング素子のオンオフ駆動周期の数が少ない場合でも、その入力した少ない検出信号に基づいて負荷電流の平均値を精度よく演算できる。また、入力した検出信号を補間して精度のよい検出電流を得られる。

請求項４記載の手段によれば、電流検出手段は、スイッチング素子のオン駆動期間にバイパス回路をオンオフ駆動し、スイッチング素子のオフ駆動期間にバイパス回路をオフ駆動する。この構成によれば、誘導性負荷とスイッチング素子との間に電流検出抵抗を設ける場合、バイパス回路の駆動用電源（例えばゲート駆動用電源）の電圧を、スイッチング素子の駆動用電源（例えばゲート駆動用電源）の電圧と同程度の電圧値に抑えることができる。その結果、昇圧回路等を新たに設ける必要がなくなる。

請求項５記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、バイパス回路のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定する。バイパス回路のオフ駆動期間は、安定した検出信号を入力できる時間幅があれば十分である。本構成によれば、安定した検出信号を入力するのに必要なオフ駆動期間を確保しつつ、負荷電流による電流検出抵抗の損失を一層低減することができる。

請求項６記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、バイパス回路をオフ駆動からオン駆動に切り替える時またはその直前に検出回路が出力する検出信号を入力する。この構成によれば、切り替えに伴うノイズや過渡的な変動のない安定した検出信号を入力することができる。

請求項７記載の手段によれば、電流検出手段は、バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、検出回路が出力する検出信号を入力すると直ちにバイパス回路をオン駆動する。この構成によれば、検出信号を入力した後のバイパス回路のオフ駆動期間がなくなるので、負荷電流による電流検出抵抗の損失を一層低減することができる。

第１の実施形態を示す負荷制御装置の構成図 駆動信号、負荷電流および検出信号の波形図 第２の実施形態を示す図２相当図

（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。負荷制御装置１は、例えば車両のＥＣＵ（Electronic Control Unit）に搭載されており、誘導性負荷２（以下、負荷２と称す）に流れる電流を制御する。負荷２は、例えば自動変速機や油圧コントロールバルブのアクチュエータとして用いられるリニアソレノイドなどである。負荷２は、バッテリ（図示せず）に繋がる電源線３と負荷制御装置１の出力端子４との間に接続されている。

負荷制御装置１は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ５、６、還流用のダイオード７、ゲート抵抗８、９、検出回路１０およびマイクロコンピュータ１１（以下、マイコン１１と称す）を備えている。負荷制御装置１は、バッテリ電圧ＶＢと、図示しない電源回路により生成される制御用電源電圧ＶDDにより動作する。

電源線３から出力端子４を介してグランドに至る負荷２への通電経路１２において、出力端子４とグランドとの間に電流検出抵抗１３とＭＯＳトランジスタ５とが直列に接続されている。電源線３とＭＯＳトランジスタ５のドレインとの間には、負荷２と電流検出抵抗１３との直列回路に対し並列となるように還流用のダイオード７が接続されている。電流検出抵抗１３には、バイパス回路として動作するＭＯＳトランジスタ６が並列に接続されている。マイコン１１の出力ポートとＭＯＳトランジスタ５、６の各ゲートとの間には、それぞれゲート抵抗８、９が設けられている。

検出回路１０は、電流検出抵抗１３と差動増幅回路１４とから構成されている。差動増幅回路１４は、オペアンプ１５と抵抗１６〜１９から構成されており、マイコン１１に対し電流検出抵抗１３の端子間電圧に応じた電圧を持つ検出信号Ｓｃを出力する。マイコン１１は、Ａ／Ｄコンバータ２０を内蔵しており、検出信号Ｓｃをサンプルホールドした後Ａ／Ｄ変換して取り込む。マイコン１１は、本発明でいう電流検出手段として機能する。

次に、本実施形態の作用について図２を参照しながら説明する。図２に示す波形図は、上から順に、マイコン１１からＭＯＳトランジスタ５のゲートに与える駆動信号Ｇ１、マイコン１１からＭＯＳトランジスタ６のゲートに与える駆動信号Ｇ２、負荷２に流れる電流（負荷電流）、検出回路１０が出力する検出信号Ｓｃを表している。検出信号Ｓｃに示したドットは、マイコン１１が検出信号Ｓｃをサンプリングする位置である。

マイコン１１は、負荷電流の目標値と検出した負荷電流（検出電流）の平均値が一致するようにフィードバック制御を行う。すなわち、マイコン１１は、目標値から後述する手段により得られた検出電流の平均値を減算して電流偏差を求め、その電流偏差を例えばＰＩ制御器に入力してデューティ比を得る。マイコン１１は、一定のオンオフ駆動周波数（ＰＷＭ周波数）でＰＷＭ制御を行い、上記算出したデューティ比を持つ駆動信号Ｇ１を生成する。図２に示す波形例では、オンオフ駆動周波数が３００Ｈｚ、デューティ比が５０％の場合を示している。

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６についてオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行う。このときのＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定されている。図２に示す波形例では６逓倍とされており、そのオンオフ駆動周波数は１．８ｋＨｚである。オンオフ駆動しているときの駆動信号Ｇ２のデューティ比は５０％よりも大きく設定されており、図２に示す波形例では８０％とされている。駆動信号Ｇ１、Ｇ２は、ＬレベルからＨレベルへの立ち上がりタイミングが一致するように同期している。

駆動信号Ｇ１がＨレベル（オン駆動状態）になると、ＭＯＳトランジスタ５がオン（通電状態）となり、電源線３から負荷２、電流検出抵抗１３またはＭＯＳトランジスタ６、ＭＯＳトランジスタ５を通してグランドに至る通電経路１２に流れる負荷電流が増加する。このとき、駆動信号Ｇ１がＨレベルになってからの経過時間をｔ、負荷２や電流検出抵抗１３などの通電経路１２上のインピーダンスで決まる時定数をτ１とすると、負荷電流は１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）の波形に従って増加する。

一方、駆動信号Ｇ１がＬレベル（オフ駆動状態）になると、ＭＯＳトランジスタ５がオフ（断電状態）となり、電源線３から負荷２、電流検出抵抗１３またはＭＯＳトランジスタ６、ダイオード７を通して負荷電流が還流しながら減少する。このとき、駆動信号Ｇ１がＬレベルになってからの経過時間をｔ、負荷２、電流検出抵抗１３、ダイオード７などの還流経路上のインピーダンスで決まる時定数をτ２とすると、負荷電流はｅｘｐ（−ｔ／τ２）の波形に従って減少する。

ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間では、負荷電流は電流検出抵抗１３を通して流れるので、検出信号Ｓｃは負荷電流に応じた電圧を持つ。このとき、電流検出抵抗１３で損失が発生して発熱する。これに対し、ＭＯＳトランジスタ６がオン駆動されている期間では、負荷電流は電流検出抵抗１３をバイパスしてＭＯＳトランジスタ６を通して流れるので、検出信号Ｓｃはほぼ０Ｖとなる。このとき、電流検出抵抗１３での損失はほぼゼロとなる。

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間に検出信号Ｓｃをサンプルホールドし、Ａ／Ｄ変換を実行して負荷電流を検出する。図２に示す波形例では、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間ごとに、各期間の中央位置において検出信号Ｓｃをサンプリングしている。マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周期（ＰＷＭ周期）のｍ周期分（ｍ＝１、２、…）である６ｍ個のＡ／Ｄ変換値から平均値を算出して負荷電流の平均値を求める。

本実施形態によれば、負荷電流は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動されている期間に電流検出抵抗１３に流れ、ＭＯＳトランジスタ６がオン駆動されている期間には電流検出抵抗１３に流れない。このため、電流検出抵抗１３に常に負荷電流が流れる従来構成と比べ、負荷電流による電流検出抵抗１３における損失（発熱）を低減することができる。その結果、小型化や集積化が進むＥＣＵに負荷制御装置１を搭載すれば、ＥＣＵ内での発熱量を抑制することができ、ＥＣＵの熱設計を容易に行えるようになる。本実施形態ではＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定したので、負荷電流による電流検出抵抗１３の損失が一層低減される。

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６のオン駆動とオフ駆動を繰り返し行うので、ＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動している期間に検出信号Ｓｃを入力することにより、負荷電流を継続的に検出することができる。ＭＯＳトランジスタ６をオン駆動からオフ駆動に切り替えた時、検出信号Ｓｃにノイズやリンギングが重畳する場合も考えられる。そこで、マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６がオフ駆動された時点から検出信号Ｓｃが安定する時間を待って検出信号Ｓｃを入力することが好ましい。

具体的には、図２に示すようにオフ駆動期間が比較的長い場合には、オフ駆動期間の中央位置付近またはそれ以降に検出信号Ｓｃを入力すればよい。オフ駆動期間が比較的短い場合には、ＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動からオン駆動に切り替える時、すなわち駆動信号Ｇ２をＬレベルからＨレベルに変化させた時、またはその直前に検出信号Ｓｃを入力すればよい。駆動信号Ｇ２がＬレベルからＨレベルに変化しても、ＭＯＳトランジスタ６が実際にターンオン動作を開始するまでの間、電流検出抵抗１３に負荷電流が流れ続けるからである。その結果、スイッチングノイズやリンギング等の変動がない安定した検出信号Ｓｃを入力することができる。

ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数（ＰＷＭ周波数）のｎ逓倍に設定されているので、マイコン１１は、ＰＷＭ周期内の定まった位置で検出信号Ｓｃを入力できる。これにより、駆動信号Ｇ１のデューティ比が一定に制御されて負荷電流の状態も変化していない場合、ＰＷＭ周期ごとに負荷電流の検出値が変動することがなくなる。従って、平均値の算出に用いる検出信号Ｓｃを入力するＰＷＭ周期数が少ない場合、すなわち平均値の算出に用いる検出信号Ｓｃのサンプル数が少ない場合でも、負荷電流の平均値を精度よく演算できる。また、入力した検出信号Ｓｃを補間して検出電流を得る場合でも、ＰＷＭ周期ごとの変動がない精度のよい補間処理を行うことができる。

負荷電流は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間に増加し、オフ駆動期間に減少する。このため、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間とオフ駆動期間よりも短いことが好ましい。例えば、マイコン１１は、駆動信号Ｇ１のデューティ比を算出するとともに、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期を、駆動信号Ｇ１のＨレベル期間とＬレベル期間のうち短い方の期間よりも短く設定する。或いは、駆動信号Ｇ１のＨレベル期間とＬレベル期間の最小期間を予め予測し、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期をその最小期間よりも短く設定すればよい。この設定により、マイコン１１は、負荷電流の増加期間と減少期間のそれぞれにおいて少なくとも１つの検出信号Ｓｃを入力できる。従って、この入力した検出信号Ｓｃに基づいて、負荷電流の平均値または補間値を高精度に得ることができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図３を参照しながら説明する。本実施形態の回路構成は、図１に示した負荷制御装置１と同じである。マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動し、ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動状態に維持する。図３は、ＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数が３００Ｈｚ、デューティ比が５０％、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数が１．８ｋＨｚ、デューティ比が８０％の場合を示している。

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間では、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間の中央位置において検出信号Ｓｃをサンプリングする。ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間でも、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間でのサンプリング時点を基点として、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期（０．５５ｍｓｅｃ）ごとに検出信号Ｓｃをサンプリングする。

ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間では、負荷電流がダイオード７を通して還流するため、ＭＯＳトランジスタ６のソース電位はＶＢ＋Ｖｆ（Ｖｆ：ダイオードの順方向電圧）まで上昇する。この期間にＭＯＳトランジスタ６をオン駆動するには、上昇したソース電位よりも更にＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖth以上高い駆動信号Ｇ２が必要となる。このため、チャージポンプ回路などの昇圧回路が必要となる。また、ＭＯＳトランジスタ６に、当該昇圧電圧以上のゲート耐圧が必要となる。

本実施形態の負荷制御装置は、ＭＯＳトランジスタ５のオフ駆動期間にＭＯＳトランジスタ６をオフ駆動し、ＭＯＳトランジスタ５のオン駆動期間に限りＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動する。従って、昇圧回路を新たに設ける必要がなくなる。また、ＭＯＳトランジスタ６に必要なゲート耐圧を、ＭＯＳトランジスタ５のゲート耐圧と同程度に下げることができ、素子選定の自由度が高まる。その他、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第１の実施形態で説明した検出信号Ｓｃの入力タイミング、ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数（オンオフ駆動周期）についても同様に適用できる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

電源線３とグランドとの間にＭＯＳトランジスタ５、負荷２および電流検出抵抗１３が順に直列接続された構成、または電源線３とグランドとの間にＭＯＳトランジスタ５、電流検出抵抗１３および負荷２が順に直列接続された構成としてもよい。これらの構成でも、負荷２と電流検出抵抗１３との直列回路に対しダイオード７が並列に設けられる。この場合、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ５を用いてもよい。スイッチング素子およびバイパス回路はＭＯＳトランジスタに限られない。

ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周期に下限を設けてもよい。これにより、ＭＯＳトランジスタ６のスイッチング損失の増大を抑えることができる。
ＭＯＳトランジスタ６のオンオフ駆動周波数は、必ずしもＭＯＳトランジスタ５のオンオフ駆動周波数と逓倍関係になくてもよい。

ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも長く設定してもよい。ただし、ＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間を短く設定するほど、電流検出抵抗１３での損失低減効果が大きくなる。

マイコン１１は、ＭＯＳトランジスタ６をオンオフ駆動しているとき、検出信号Ｓｃを入力すると直ちにＭＯＳトランジスタ６をオン駆動する構成としてもよい。この構成によれば、検出信号Ｓｃを入力した後のＭＯＳトランジスタ６のオフ駆動期間がなくなるので、負荷電流による電流検出抵抗１３の損失を一層低減することができる。

マイコン１１による検出信号Ｓｃのサンプリングタイミングにおける信号電圧に影響を及ぼさない限りにおいて、検出回路とマイコン１１との間にフィルタ回路を備えてもよい。これにより、スイッチングに伴い生じるサージ電圧を除去することができる。

図面中、１は負荷制御装置（誘導性負荷制御装置）、２は誘導性負荷、５はＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、６はＭＯＳトランジスタ（バイパス回路）、７はダイオード（還流回路）、１０は検出回路、１１はマイクロコンピュータ（電流検出手段）、１２は通電経路、１３は電流検出抵抗である。

Claims (7)

1. 誘導性負荷（２）への通電経路（１２）に当該誘導性負荷と直列に設けられたスイッチング素子（５）と、
   前記通電経路に前記誘導性負荷と隣接して直列に電流検出抵抗（１３）を有し、当該電流検出抵抗の電圧に応じた検出信号を出力する検出回路（１０）と、
   前記誘導性負荷と前記電流検出抵抗との直列回路に対し並列に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を還流させる還流回路（７）と、
   前記電流検出抵抗と並列に設けられ、オン駆動により通電状態となり、オフ駆動により断電状態となるバイパス回路（６）と、
   前記バイパス回路のオン駆動とオフ駆動を繰り返すオンオフ駆動を行い、前記バイパス回路をオフ駆動している期間に前記検出回路が出力する検出信号を入力し、当該入力した検出信号に基づいて前記誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出手段（１１）とを備えていることを特徴とする誘導性負荷制御装置。
2. 前記電流検出手段は、前記スイッチング素子のオン駆動期間およびオフ駆動期間よりも短いオンオフ駆動周期で前記バイパス回路をオンオフ駆動することを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷制御装置。
3. 前記電流検出手段は、前記バイパス回路のオンオフ駆動周波数を、前記スイッチング素子のオンオフ駆動周波数のｎ逓倍（ｎは２以上の整数）の値に設定することを特徴とする請求項１または２記載の誘導性負荷制御装置。
4. 前記電流検出手段は、前記スイッチング素子のオン駆動期間に前記バイパス回路をオンオフ駆動し、前記スイッチング素子のオフ駆動期間に前記バイパス回路をオフ駆動することを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の誘導性負荷制御装置。
5. 前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記バイパス回路のオフ駆動期間をオン駆動期間よりも短く設定することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の誘導性負荷制御装置。
6. 前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記バイパス回路をオフ駆動からオン駆動に切り替える時またはその直前に前記検出回路が出力する検出信号を入力することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の誘導性負荷制御装置。
7. 前記電流検出手段は、前記バイパス回路をオンオフ駆動しているとき、前記検出回路が出力する検出信号を入力すると直ちに前記バイパス回路をオン駆動することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の誘導性負荷制御装置。

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