JP2013174508A - インパルス応答波形の生成方法、生成装置、それを用いた試験装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】状態が変動する制御系におけるインパルス応答を簡易に計算する。
【解決手段】インパルスは、初期状態φ1である制御系に対して、時刻t1に与えられる。制御系は、時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、状態φ2、φ3、…φNに遷移する。インパルス応答波形生成装置50の波形取得部52は、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形h1(t)〜hN(t)を取得する。波形合成部54は、第1波形h1(t)を、対応するインパルスの前縁が時刻t1となるように、第2波形h2(t)、第3波形h3(t)、…第N波形h4(t)それぞれを、対応するインパルスの後縁のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトし、第1波形から第N波形それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせる。
【選択図】図6
【解決手段】インパルスは、初期状態φ1である制御系に対して、時刻t1に与えられる。制御系は、時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、状態φ2、φ3、…φNに遷移する。インパルス応答波形生成装置50の波形取得部52は、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形h1(t)〜hN(t)を取得する。波形合成部54は、第1波形h1(t)を、対応するインパルスの前縁が時刻t1となるように、第2波形h2(t)、第3波形h3(t)、…第N波形h4(t)それぞれを、対応するインパルスの後縁のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトし、第1波形から第N波形それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせる。
【選択図】図6
Description
本発明は、インパルス応答波形の生成技術に関する。
CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)テクノロジを用いたCPU(Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)、メモリなどの半導体集積回路(以下、DUTという)を試験する際、DUT内のフリップフロップやラッチは、クロックが供給される動作中は電流が流れ、クロックが停止すると回路が静的な状態となって電流が減少する。したがって、DUTの動作電流(負荷電流)の合計は、試験の内容などに応じて時々刻々と変動する。
DUTに電力を供給する電源回路はたとえばレギュレータを用いて構成され、理想的には負荷電流にかかわらず一定の電力を供給可能である。しかしながら実際の電源回路は、無視できない出力インピーダンスを有し、また電源回路とDUTの間にも無視できないインピーダンス成分が存在するため、負荷変動によって電源電圧が変動してしまう。
電源電圧の変動は、DUTの試験マージンに深刻な影響を及ぼす。また電源電圧の変動は、試験装置内のその他の回路ブロック、たとえばDUTに供給するパターンを生成するパターン発生器や、パターンの遷移タイミングを制御するためのタイミング発生器の動作に影響を及ぼし、試験精度を悪化させる。
特許文献2に記載の技術では、被試験デバイスに電源電圧を供給するメインの電源に加えて、ドライバの出力によってオン、オフが制御されるスイッチを含む補償回路が設けられる。補償回路は、スイッチ素子のオン状態において、メイン電源とは別の経路から被試験デバイスの電源端子にパルス状の補償電流を注入(ソース)し、および/または、パルス状の補償電流を被試験デバイスとは別の経路に引き込む(シンク)よう構成される。そして、被試験デバイスに供給されるテストパターンに応じて発生しうる電源電圧の変動をキャンセルするように、補償回路のスイッチ素子に対する補償用の制御パターンをテストパターンに対応付けて定義しておく。実試験時には、テストパターンを被試験デバイスに供給しつつ、補償回路のスイッチ素子を制御パターンに応じてスイッチングすることにより、電源電圧を一定に保つことができる。あるいはスイッチ素子に対する制御パターンを適切に定義しておくことにより、電源電圧を所望の波形とすることができる。
図1(a)、(b)は、メイン電源10、電源補償回路12およびDUT1を含む制御系を示す回路図である。たとえばメイン電源10は、デジタル制御回路とデジタル/アナログ変換器の組み合わせ、あるいは、リニアレギュレータ、スイッチングレギュレータである。メイン電源10は、フィードバック制御によって、制御量である電源電圧VDDが目標値VREFと一致するように、その出力(制御指令)VOUTを変化させる。Zpsはメイン電源10の出力インピーダンスおよび電源ラインのインピーダンスの合成インピーダンスを示す。
電源補償回路12は、パルス状の補償電流をソースし、あるいはシンクする。ソースパルス電流ISRCを注入することにより、メイン電源10の応答遅れが補償され、電源電圧VDDが目標値VREFに素早く収束する。
電源補償回路12に対する制御パターンSCNTを定義するためには、電源補償回路12がパルス状の補償電流をソースあるいはシンクしたときに、メイン電源および被試験デバイスの系に及ぼす応答、つまりインパルス応答波形が既知である必要がある。ここでのインパルス応答波形は、たとえば、ソースパルス電流ISRCを注入しないときの電源電圧波形VDD(t)と、注入したときの電源電圧波形VDD’(t)の差分、つまりソースパルス電流ISRCが引き起こす電源電圧変動として定義される。
特許文献2には、メイン電源にパルス電流を作用させて、インパルス応答波形を導出する技術が開示される。
図1(b)に示すように、電源補償回路12から、DUT1およびメイン電源10をみたインピーダンスは、ZpsとZloadの並列インピーダンスで与えられる。上述のように、DUT1のインピーダンスZloadは、DUT1に与えるテストパターンに応じて時々刻々と変動とする。
図2(a)、(b)は、図1(a)、(b)の系の動作波形図である。VDD(t)は、ソースパルス電流ISRCを注入しないときの電源電圧VDDの波形であり、VDD’(t)はソースパルス電流ISRCを時刻tiに注入したときの電源電圧VDDの波形である。
インピーダンスZloadの変動量が小さければ、並列インピーダンスZps//Zloadは一定とみなすことができる。図2(a)はこの仮定が成り立つときの波形図である。この場合、ソースパルス電流ISRCを注入したときの電源電圧VDDのインパルス応答波形VDD’(t)は、ソースパルス電流ISRCを注入する時刻tiによらず、同じ波形となり、注入時刻tiに応じて時間軸方向にシフトすればよい。また、並列インピーダンスZps//Zloadが一定であるため、系が線形となり、ソースパルス電流ISRCを注入したときに発生する電源電圧VDDの変動波形ΔVDD(t)は、VDD(t)とVDD’(t)の差分で求めることができる。つまり、あらかじめひとつの波形VDD’(t)が既知であれば、さまざまな注入時刻tiに対する電源変動のインパルス応答波形ΔVDD(t)を計算できる。
一方、インピーダンスZloadの変動量が大きいと、並列インピーダンスZps//Zloadも時々刻々と変化する。図2(b)は、並列インピーダンスが変動するときの波形図である。並列インピーダンスが時々刻々と変化する場合、制御系が非線形に振る舞うため、ソースパルス電流ISRCを注入したときの電源電圧VDDのインパルス応答波形VDD’(t)は、ソースパルス電流ISRCの注入時刻tiによって異なった波形となる。つまり電源電圧のインパルス応答波形VDD’(t)あるいは電源電圧変動のインパルス応答波形ΔVDD(t)を、注入時刻tiごとに用意する必要がある。
インパルス応答波形VDD’(t)を、注入時刻tiごとにあらかじめ計算しておき、メモリに格納しておくとなると、膨大なメモリが必要となる。反対に、インパルス応答VDD’(t)をその都度計算する場合、非線形制御系のインパルス応答を計算することになるため、シミュレータによる過渡解析が必要となり、膨大な計算時間がかかるため、リアルタイム処理は難しい。
ここで例示した電源装置のみでなく、さまざまな制御系において、インパルス応答を求めたい場合がある。ここでのインパルス応答とは、制御系の入出力間のインパルス応答のほか、系の途中の外乱と出力間に対するインパルス応答なども含む。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、状態、言い換えれば伝達関数がダイナミックに変動する制御系におけるインパルス応答を簡易に計算する技術の提供にある。
本発明のある態様は、状態が時間とともに変化する制御系のインパルス応答波形の生成装置に関する。インパルスは、初期状態φ1である制御系に対して、時刻t1に与えられ、制御系は、時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、状態φ2、φ3、…φNに遷移する。インパルス応答波形生成装置は、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形を取得する波形取得部と、第1波形を、対応するインパルスの前縁が時刻t1となるように、第2波形、第3波形、…第N波形それぞれを、対応するインパルスの後縁のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトし、第1波形から第N波形それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせることにより、目的とするインパルス応答波形を生成する波形合成部と、を備える。
この態様によると、インパルスに起因する過渡応答が終了する前に、状態が変化する制御系におけるインパルス応答を、簡易に計算することができる。
本発明の別の態様は、被試験デバイスを試験する試験装置に関する。試験装置は、被試験デバイスの電源端子に電源電圧を供給するメイン電源と、制御パターンに応じたパルス状の補償電流を、メイン電源とは別の経路から被試験デバイスの電源端子に注入し、および/または、制御パターンに応じたパルス状の補償電流を被試験デバイスとは別の経路に引き込む補償回路と、補償回路がパルス状の補償電流を注入し、および/または引き込んだときに発生する電源電圧変動もしくは電源電流変動の波形を生成する上述のインパルス応答波形生成装置と、を備える。時刻t1は、パルス状の補償電流を注入し、および/または引き込む時刻であり、制御系の状態は、被試験デバイスのインピーダンスに応じて変化し、時刻t2、t3、…tNは、被試験デバイスのインピーダンスが変化する時刻である。
この態様によれば、被試験デバイスのインピーダンスがダイナミックに変動する制御系において、パルス状の補償電流に対するインパルス応答を簡易に計算できる。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、状態が時間とともに変化する制御系のインパルス応答波形を生成できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図3は、ある制御系のブロック図である。入力はA、出力はOUTであり、その伝達関数はH(s)である。伝達関数H(s)は時間とともにダイナミックに変化する。本実施の形態では、このような制御系のインパルス応答を簡易に求める技術が提供される。
制御系の伝達関数H(s)すなわち制御系の状態は、N個の状態φ1〜φNを取り得るものとする。図4は、図3の制御系のインパルス応答を示す波形図である。制御系が初期状態φ1であるときに、入力Aとして、時刻t1にインパルス信号δ(t−t1)が入力される。インパルス信号δ(t−t1)は、有限のパルス幅ΔTを有するものとする。デジタル制御系においては、パルス幅ΔTはたとえば1クロック周期である。
時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、制御系は、状態φ2、φ3、…φNに遷移する。つまりインパルス入力に起因する過渡応答が終了する前に、制御系の状態は変化していく。インパルスが入力される時刻t1は、時刻t2より前の任意の位置を取りうるものとし、時刻t1に応じてインパルス応答ΔOUTは異なる波形を有する。ここでは、任意の時刻t1に対するインパルス応答ΔOUTを求めたい。
図5(a)〜(d)は、実施の形態に係るインパルス応答波形の生成方法を示す波形図である。図5(a)には、インパルス入力δ(t)と、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1波形h1(t)〜第N波形hN(t)が示される。図5(b)には、制御系の状態遷移が示される。
この生成方法では、はじめに図5(a)に示す第1波形h1(t)、第2波形h2(t)、…第N波形hN(t)が取得される。続いて、第1波形h1(t)を、それと対応するインパルスδ(t)の前縁(ポジティブエッジ)PEが時刻t1となるように時間軸上でシフトする。また第2波形h2(t)、第3波形h3(t)、…第N波形hN(t)について、第i波形hi(t)を、それと対応するインパルスδ(t)の後縁(ネガティブエッジ)NEのタイミングが時刻tiと一致するように時間軸上でシフトする。図5(c)には、各波形が時間軸上でシフトされる様子が示される。ここではインパルスδ(t)が正のパルスである場合を考えているが、インパルスδ(t)が負のパルスである場合、前縁はパルスのネガティブエッジとなり、後縁はパルスのポジティブエッジとなる。
シフトされた波形h2(t−t2+ΔT)、h3(t−t3+ΔT)はそれぞれ、時刻t2、t3において直前の波形と連続となるように、係数K2、K3倍される。
そして、図5(d)に示すように、第1波形h1(t−t1)から第N波形hN(t−tN+ΔT)それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせることにより、目的とするインパルス応答波形h(t)を生成する。すなわち、インパルス応答波形h(t)は、期間t1〜t2において波形h1(t−t1)と一致し、期間t2〜t3において、波形K2×h2(t−t2+ΔT)と一致し、時刻t3以降において、波形K3×h3(t−t3+ΔT)と一致する。
そして、図5(d)に示すように、第1波形h1(t−t1)から第N波形hN(t−tN+ΔT)それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせることにより、目的とするインパルス応答波形h(t)を生成する。すなわち、インパルス応答波形h(t)は、期間t1〜t2において波形h1(t−t1)と一致し、期間t2〜t3において、波形K2×h2(t−t2+ΔT)と一致し、時刻t3以降において、波形K3×h3(t−t3+ΔT)と一致する。
図6は、実施の形態に係るインパルス応答波形の生成装置の構成を示すブロック図である。
インパルス応答波形生成装置50は、波形取得部52、波形合成部54、を備える。波形取得部52は、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形h1(t)、h2(t)、…hN(t)を取得する。
インパルス応答波形生成装置50は、波形取得部52、波形合成部54、を備える。波形取得部52は、制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形h1(t)、h2(t)、…hN(t)を取得する。
波形取得部52は、あらかじめ計算、あるいは測定された第1波形h1(t)〜第N波形hN(t)を格納するメモリを含んでもよい。
あるいは波形取得部52は、第1波形h1(t)〜第N波形hN(t)をリアルタイムで計算する波形演算部を含んでもよい。制御系の状態が不変であるときのインパルス応答の計算負荷をそれほど大きくないため、リアルタイムで演算することも可能であり、それによりメモり容量を低減できる。
あるいは波形取得部52は、第1波形h1(t)〜第N波形hN(t)をリアルタイムで計算する波形演算部を含んでもよい。制御系の状態が不変であるときのインパルス応答の計算負荷をそれほど大きくないため、リアルタイムで演算することも可能であり、それによりメモり容量を低減できる。
波形合成部54は、波形シフト部56、セレクタ58、乗算器60、係数生成部62、フリップフロップ64、コントローラ70を備える。
波形シフト部56は、第1波形h1(t)を、それと対応するインパルスδ(t)の前縁(ポジティブエッジ)が時刻t1となるように時間軸上でシフトする。また波形シフト部56は、第2波形h2(t)、第3波形h3(t)、…第N波形hN(t)それぞれを、それぞれと対応するインパルスδ(t)の後縁(ネガティブエッジ)のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトする。
波形シフト部56は、第1波形h1(t)を、それと対応するインパルスδ(t)の前縁(ポジティブエッジ)が時刻t1となるように時間軸上でシフトする。また波形シフト部56は、第2波形h2(t)、第3波形h3(t)、…第N波形hN(t)それぞれを、それぞれと対応するインパルスδ(t)の後縁(ネガティブエッジ)のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトする。
波形シフト部56は、波形h1(t)〜hN(t)ごとに設けられた可変遅延回路D1〜DN(あるいはシフトレジスタ)を含む。コントローラ70は、各可変遅延回路Diの遅延量(シフト量)を、対応する時刻tiに応じて設定する。シフト量は上述した通りである。
セレクタ58には、シフトされた波形h1(t−t1)、h2(t−t2+ΔT)〜hN(t−tN+ΔT)が入力される。コントローラ70は、期間ti〜ti+1(1≦i≦N)おいて、i番目の波形hi(t)を選択する。たとえばN=3のとき、期間t1〜t2において第1波形h1(t−t1)を選択し、続く期間t2〜t3において第2波形h2(t−t2+ΔT)を選択し、続く時刻t3以降の期間において第3波形h3(t−t3+ΔT)を選択する。
乗算器60は、セレクタ58によって選択された各波形hi(t)に、それと対応する係数Kiを乗ずる。乗算器60の出力は、目的とするインパルス応答波形h(t)となる。係数生成部62は、第i波形hi(t)と第i+1波形hi+1(t)をつなぎ合わせるときに、時刻ti+1における第i+1波形hi+1(t)の値が、時刻ti+1における第i波形hi(t)の値と一致するように、係数Ki+1を計算する。フリップフロップ64には、最新のインパルス応答波形h(t)の値が格納される。係数生成部62は、時刻ti+1にセレクタ58から出力される波形hi+1(t)が、フリップフロップ64の値h(ti+1)と一致するように、式(1)にしたがって係数Ki+1を計算する。
Ki+1=h(ti+1)/hi+1(ΔT) …(1)
Ki+1=h(ti+1)/hi+1(ΔT) …(1)
以上がインパルス応答波形生成装置50の構成である。
このインパルス応答波形生成装置50によれば、簡易な演算によってインパルス応答h(t)を計算することができる。実施の形態に係るインパルス応答の生成方法は、必ずしも数学的に裏付けられたものではない。しかしながら本発明者が検討したところ、制御系の状態が変化する場合に、その状態が不変であるとの仮定のもと計算されたインパルス応答に比べて、実施の形態に係る生成方法により得られるインパルス応答は、1桁近く高い精度を有することが確認された。
このインパルス応答波形生成装置50によれば、簡易な演算によってインパルス応答h(t)を計算することができる。実施の形態に係るインパルス応答の生成方法は、必ずしも数学的に裏付けられたものではない。しかしながら本発明者が検討したところ、制御系の状態が変化する場合に、その状態が不変であるとの仮定のもと計算されたインパルス応答に比べて、実施の形態に係る生成方法により得られるインパルス応答は、1桁近く高い精度を有することが確認された。
図7は、変形例に係るインパルス応答波形生成装置50aの構成を示すブロック図である。
図7の波形合成部54aは、図6の係数生成部62、フリップフロップ64に代えて、メモリ66を備える。上述のようにインパルスの入力時刻t1は任意である。この変形例では、時刻t1ごとの係数K2〜KNがあらかじめ計算されている。たとえば時刻t1が0〜Mを取り得るとき、時刻t1ごとの係数のテーブル68_0〜68_Mが、メモリ66に格納されている。コントローラ70は、時刻t1に応じたテーブルを選択し、そのテーブルに格納された係数K2〜KNを乗算器60に出力する。
図7の波形合成部54aは、図6の係数生成部62、フリップフロップ64に代えて、メモリ66を備える。上述のようにインパルスの入力時刻t1は任意である。この変形例では、時刻t1ごとの係数K2〜KNがあらかじめ計算されている。たとえば時刻t1が0〜Mを取り得るとき、時刻t1ごとの係数のテーブル68_0〜68_Mが、メモリ66に格納されている。コントローラ70は、時刻t1に応じたテーブルを選択し、そのテーブルに格納された係数K2〜KNを乗算器60に出力する。
図6、図7ではセレクタ58によって波形をつなぎ合わせる処理を行ったが、それに代えて、つなぎ合わせる波形をメモリに連続的に書き込むことによって波形をつなぎ合わせてもよく、波形をつなぎ合わせる手段は特に限定されない。
続いて、実施の形態に係るインパルス応答波形生成装置50の好適な用途を説明する。
図8は、実施の形態に係る試験装置2の構成を示す回路図である。図8には、試験装置2に加えて、試験対象の半導体デバイス(以下、DUTと称す)1が示される。
DUT1は、複数のピンを備え、その中の少なくともひとつが電源電圧VDDを受けるための電源端子P1であり、別の少なくともひとつが接地端子P2である。複数の入出力(I/O)端子P3は、外部からのデータを受け、あるいは外部にデータを出力するために設けられており、試験時においては、試験装置2から出力される試験信号(テストパターン)STESTを受け、あるいは試験信号STESTに応じたデータを試験装置2に対して出力する。図8には、試験装置2の構成のうち、DUT1に対して試験信号を与える構成が示されており、DUT1からの信号を評価するための構成は省略されている。
試験装置2は、電源装置8、パターン発生器PG、複数のタイミング発生器TGおよび波形整形器FC、複数のドライバDRを備える。
試験装置2は複数n個のチャンネルCH1〜CHnを備えており、その中のいくつか(CH1〜CH4)がDUT1の複数のI/O端子P3に割り当てられる。図8では、n=6の場合が示されるが、実際の試験装置2のチャンネル数は、数百〜数千のオーダーである。
電源装置8は、メイン電源10および電源補償回路12を含む。
メイン電源10は、DUT1の電源端子P1に供給すべき電源電圧VDDを生成する。たとえばメイン電源10は、リニアレギュレータやスイッチングレギュレータなどで構成され、電源端子P1に供給される電源電圧VDDを、目標値と一致するようにフィードバック制御する。キャパシタCsは、電源電圧VDDを平滑化するために設けられる。メイン電源10は、DUT1に対する電源電圧の他、試験装置2内部のその他のブロックに対する電源電圧も生成する。メイン電源10からDUT1の電源端子P1への出力電流を、電源電流IDDと称する。
メイン電源10は、DUT1の電源端子P1に供給すべき電源電圧VDDを生成する。たとえばメイン電源10は、リニアレギュレータやスイッチングレギュレータなどで構成され、電源端子P1に供給される電源電圧VDDを、目標値と一致するようにフィードバック制御する。キャパシタCsは、電源電圧VDDを平滑化するために設けられる。メイン電源10は、DUT1に対する電源電圧の他、試験装置2内部のその他のブロックに対する電源電圧も生成する。メイン電源10からDUT1の電源端子P1への出力電流を、電源電流IDDと称する。
メイン電源10は、有限の応答速度を有する電圧・電流源であるため、その負荷電流、つまりDUT1の動作電流IOPの急峻な変化に追従できない場合がある。たとえば動作電流IOPがステップ状に変化するとき、電源電圧VDDはオーバーシュート、あるいはアンダーシュートしたり、その後のリンギングをともなったりする。電源電圧VDDの変動は、DUT1の正確な試験を妨げる。なぜならDUT1にエラーが検出されたとき、それがDUT1の製造不良によるものなのか、電源電圧VDDの変動によるものなのかを区別することができないからである。
電源補償回路12は、メイン電源10の応答速度を補うために設けられる。DUT1の設計者は、ある既知の試験信号STEST(テストパターンSPTN)が供給された状態において、DUT1の内部回路の動作率などの時間推移を推定可能であるから、DUT1の動作電流IOPの時間波形を正確に予測することができる。ここでの予測とは、コンピュータシミュレーションを用いた計算や、同じ構成を有するデバイスを対象とした実測などが含まれ、特にその手法は限定されない。
一方、メイン電源10の応答速度(利得、フィードバック帯域)が既知であれば、予測される動作電流IOPに応答してメイン電源10が生成する電源電流IDD、あるいは電源電圧VDDもまた予測することができる。そうすると、予測される動作電流IOPと電源電流IDDの差分を、電源補償回路12によって補うことにより、電源電圧VDDを安定化することができる。
なお電源電圧VDD’と電源電流IDDの間には微分、もしくは積分関係が成り立つ。具体的には、メイン電源10ならびにメイン電源10から電源端子P1までの経路のインピーダンスが、容量性、誘導性、抵抗性のいずれが支配的であるかによって、電圧と電流の微分、積分の関係が定まる。
なお電源電圧VDD’と電源電流IDDの間には微分、もしくは積分関係が成り立つ。具体的には、メイン電源10ならびにメイン電源10から電源端子P1までの経路のインピーダンスが、容量性、誘導性、抵抗性のいずれが支配的であるかによって、電圧と電流の微分、積分の関係が定まる。
電源補償回路12は、ソース電流源12b、シンク電流源12cを備える。ソース電流源12b、シンク電流源12cはそれぞれ、たとえばMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を利用したスイッチを含み、それぞれが制御信号SCNT1、SCNT2に応じて制御される。
ソース電流源12bが制御信号SCNT1に応じてオンすると、補償パルス電流(ソースパルス電流ともいう)ISRCが生成される。電源補償回路12は、ソースパルス電流ISRCをメイン電源10とは別経路から電源端子P1に注入する。シンク電流源12cは、別の固定電圧端子(たとえば接地端子)とDUT1の電源端子P1の間に設けられる。シンク電流源12cが制御信号SCNT2に応じてオンすると、補償パルス電流ISINK(シンクパルス電流ともいう)が生成される。電源補償回路12は、電源端子P1に流れ込む電源電流IDDから、シンクパルス電流ISINKを、DUT1とは別経路に引きこむ。
DUT1の電源端子P1に流れ込む動作電流IOP、メイン電源10が出力する電源電流IDD、および電源補償回路12が出力する補償電流ICMPの間には、電流保存則から、式(1)、(2)が成り立つ。
IOP=IDD+ICMP …(1)
ICMP=ISRC−ISINK …(2)
つまり、補償電流ICMPの正の成分が、ソースパルス電流ISRCとしてソース電流源12bから供給され、補償電流ICMPの負の成分が、シンクパルス電流ISINKとしてシンク電流源12cから供給される。
IOP=IDD+ICMP …(1)
ICMP=ISRC−ISINK …(2)
つまり、補償電流ICMPの正の成分が、ソースパルス電流ISRCとしてソース電流源12bから供給され、補償電流ICMPの負の成分が、シンクパルス電流ISINKとしてシンク電流源12cから供給される。
ドライバDR1〜DR6のうち、ドライバDR6は、ソース電流源12bに割り当てられ、ドライバDR5はシンク電流源12cに割り当てられる。別の少なくともひとつのドライバDR1〜DR4は、それぞれ、DUT1の少なくともひとつのI/O端子P3に割り当てられる。
波形整形器FCおよびタイミング発生器TGをインタフェース回路4と総称する。複数の41〜46は、チャンネルCH1〜CH6ごと、言い換えればドライバDR1〜DR6ごとに設けられる。i番目(1≦i≦6)のインタフェース回路4iは、入力されたパターン信号SPTNiをドライバDRに適した信号形式に整形し、対応するドライバDRiへと出力する。
パターン発生器PGは、テストプログラムにもとづき、インタフェース回路41〜46に対するパターン信号SPTNを生成する。具体的にパターン発生器PGは、DUT1のI/O端子P3に割り当てられたドライバDR1〜DR4に対しては、各ドライバDRiが生成すべき試験信号STESTiを記述するテストパターンSPTNiを、そのドライバDRiに対応するインタフェース回路4iに対して出力する。テストパターンSPTNiは、試験信号STESTiの各サイクル(ユニットインターバル)におけるレベルを示すデータと、信号レベルが遷移するタイミングを記述するデータを含む。
またパターン発生器PGは、必要な補償電流ICMPに応じて定められた補償用の制御パターンSPTN_CMPを生成する。制御パターンSPTN_CMPは、ソース電流源12bに割り当てられたドライバDR6が生成すべき制御信号SCNT1を記述する制御パターンSPTN_CMP1と、シンク電流源12cに割り当てられたドライバDR5が生成すべき制御信号SCNT2を記述する制御パターンSPTN_CMP2を含む。制御パターンSPTN_CMP1、SPTN_CMP2はそれぞれ、各サイクルにおけるソース電流源12b、シンク電流源12cのオン、オフ状態を指定するデータと、オンオフを切りかえるタイミングを記述するデータを含む。
パターン発生器PGは、テストパターンSPTN1〜SPTN4にもとづいて、つまりDUT1の動作電流の変動に応じて、それを補償しうる制御パターンSPTN_CMP1、SPTN_CMP2を生成し、対応するインタフェース回路46、45に出力する。
上述のように、テストパターンSPTN1〜SPTN4が既知であれば、DUT1の動作電流IOPの時間波形が予測でき、電源電圧VDDを一定に保つために発生すべき補償電流ICMP、すなわちISRC、ISINKの時間波形を計算することができる。
予測される動作電流IOPが電源電流IDDより大きい場合、電源補償回路12はソース補償電流ISRCを発生して不足する電流を補う。ソース補償電流ISRCに必要な電流波形は予測可能であるから、それが適切に得られるようにソース電流源12bを制御する。たとえばソース電流源12bを、パルス幅変調によって制御してもよい。あるいはパルス振幅変調、ΔΣ変調、パルス密度変調、パルス周波数変調などを利用してもよい。
予測される動作電流IOPが電源電流IDDより大きい場合、電源補償回路12はソース補償電流ISRCを発生して不足する電流を補う。ソース補償電流ISRCに必要な電流波形は予測可能であるから、それが適切に得られるようにソース電流源12bを制御する。たとえばソース電流源12bを、パルス幅変調によって制御してもよい。あるいはパルス振幅変調、ΔΣ変調、パルス密度変調、パルス周波数変調などを利用してもよい。
図9は、制御パターンを計算する方法の一例を示すフローチャートである。DUT1に入力されるテストパターンや回路情報にもとづいて、DUT1の動作電流IOPが推定される(S100)。またメイン電源10に負荷としてDUT1が接続された状態において、DUT1にそのイベントが発生したときに、メイン電源10から出力される電源電流IDDを計算する(S102)。そして、理想電源を実現したい場合には、推定される動作電流IOPと電源電流IDDの差分を、電源補償回路12によって生成すべき補償電流ICMPとする(S104)。
そして、生成すべき補償電流ICMPの波形に、ΔΣ変調、PWM(パルス幅変調)、PDM(パルス密度変調)、PAM(パルス振幅変調)、PFM(パルス周波数変調)などを施すことにより、ビットストリームの制御パターンSPTN_CMPを生成する(S106)。たとえば、補償電流ICMPをテストサイクルごとにサンプリングし、サンプリングされた補償電流ICMPをパルス変調してもよい。
図10は、動作電流IOP、電源電流IDD、補償電流ICMPおよびソースパルス電流ISRCの一例を示す波形図である。ある試験信号STESTが供給されたDUT1の動作電流IOPがステップ状に増加したとする。これに応答して、メイン電源10から電源電流IDDが供給されるが、それは応答速度の制限から、理想的なステップ波形とはならず、DUT1に供給すべき電流が不足する。その結果、補償電流ISRCを供給しなければ、電源電圧VDDは破線で示すように低下する。
電源補償回路12は、動作電流IOPと電源電流IDDの差分に対応するソース補償電流ICMPを生成する。ソース補償電流ICMPは、制御信号SCNT1に応じて生成されるソースパルス電流ISRCで与えられる。ソース補償電流ICMPは、動作電流IOPの変化直後に最大量必要であり、その後、徐々に低下させる必要がある。そこで、たとえばPWM(パルス幅変調)を用いてソース電流源12bのオン時間(デューティ比)を、時間とともに低下させることにより、必要なソース補償電流ICMPを生成できる。
試験装置2のすべてのチャンネルがテストレートに応じて同期動作する場合、制御信号SCNT1の周期は、DUT1に供給されるデータの周期(ユニットインターバル)、もしくはその整数倍、あるいは整数分の1に相当する。たとえばユニットインターバルが4nsのシステムにおいて、制御信号SCNT1の周期が4nsであれば、制御信号SCNT1に含まれる各パルスのオン期間TONが、0〜4nsの間で調節されうる。メイン電源10の応答速度は数百ns〜数μsのオーダーであるため、補償電流ICMPの波形は、制御信号SCNT1に含まれる数百個のパルスによって制御できる。ソース補償電流ISRCの波形から、それを生成するために必要な制御信号SCNT1を導出する方法については後述する。
反対に動作電流IOPが電源電流IDDより小さい場合、電源補償回路12はシンク補償電流ICMPが得られるように、シンクパルス電流ISINKを発生して、過剰な電流を引き抜く。
電源補償回路12を設けることにより、メイン電源10の応答速度の不足を補い、図9に実線で示すように、電源電圧VDDを一定に保つことができる。
以上が試験装置2の基本的な構成である。続いて、制御パターンSPTN_CMPを計算する技術について説明する。
図11は、図8の試験装置のインパルス応答を示す波形図である。たとえばDUT1のインピーダンスは、初期状態においてZ1であり、時刻t2、t3にZ2、Z3に遷移する。ソースパルス電流ISRCは時刻t1に発生する。VDD(t)は、ソースパルス電流ISRCが発生しないときの電源電圧VDDの波形であり、VDD’(t)は、ソースパルス電流ISRCが発生したときの電源電圧VDDの波形である。インパルス応答h(t)は、VDD’(t)とVDD(t)の差分波形ΔVDD(t)となる。
図12は、図8の電源装置8の簡略化されたブロック図である。出力OUTは、電源電圧VDDに対応し、入力REFは、電源電圧VDDの目標値である。また入力Aは、電源補償回路12が生成されるパルス電流ISRC、ISINKに対応する。伝達関数G1(s)は、主としてメイン電源10および電源ラインに対応し、伝達関数G2(s)は、DUT1に対応する。制御パターンSPTN_CMPを計算するためには、入力Aから出力OUTに対するインパルス応答を知る必要がある。
図13は、パターン発生器PGの構成を示すブロック図である。図13には、制御パターンSPTN_CMPの生成に関連するブロックのみが示される。
パターン発生器PGは、テストパターン生成部80、DUT動作予測部82、上述のインパルス応答波形生成装置50、制御パターン生成部84を備える。
テストパターン生成部80は、DUT1のI/O端子P3に与えるテストパターンSPTN1〜SPTN4を生成する。DUT動作予測部82は、テストパターンSPTN1〜SPTN4が与えられたときにDUT1に生ずるであろう状態遷移を予測する。具体的には、DUT動作予測部82は、DUT1のインピーダンスZ(もしくは動作電流IDD)がどのように状態遷移するかを計算する。
パターン発生器PGは、テストパターン生成部80、DUT動作予測部82、上述のインパルス応答波形生成装置50、制御パターン生成部84を備える。
テストパターン生成部80は、DUT1のI/O端子P3に与えるテストパターンSPTN1〜SPTN4を生成する。DUT動作予測部82は、テストパターンSPTN1〜SPTN4が与えられたときにDUT1に生ずるであろう状態遷移を予測する。具体的には、DUT動作予測部82は、DUT1のインピーダンスZ(もしくは動作電流IDD)がどのように状態遷移するかを計算する。
テストパターンに応じて、DUT1のインピーダンスZが、時刻T1、T2、…TMにおいて順にZ1、Z2、…ZMをとるものとする。インピーダンスZは、上述のインパルス応答波形生成装置50の説明における状態φに対応するものであり、時刻Tは、インパルス応答波形生成装置50における時刻tに対応する。
制御パターン生成部84にも、DUT1の状態遷移の情報が与えられる。制御パターン生成部84は、パルス電流ISRC(ISINK)を入力する時刻t1を示すデータを、インパルス応答波形生成装置50に入力する。
インパルス応答波形生成装置50は、インピーダンスZ1〜ZMそれぞれについて、インパルス応答波形h1(t)〜hM(t)を取得する。そしてインパルス応答波形生成装置50は、時刻t1と時刻T1〜TMにもとづいて、インパルス応答h(t)を生成する。
以上が試験装置2の構成である。続いてその動作を説明する。
図14は、図13のパターン発生器PGの動作波形図である。インパルス応答波形生成装置50は、時刻t1が、Tj<t1<Tj+1であるとき、時刻Tj+1をt2、Tj+2をt3、…として、またインピーダンスZjを初期状態φ1、Zj+1をφ2、…として、上述の方法によってインパルス応答h(t)を生成する。
図14は、図13のパターン発生器PGの動作波形図である。インパルス応答波形生成装置50は、時刻t1が、Tj<t1<Tj+1であるとき、時刻Tj+1をt2、Tj+2をt3、…として、またインピーダンスZjを初期状態φ1、Zj+1をφ2、…として、上述の方法によってインパルス応答h(t)を生成する。
このようにして、インパルス応答波形生成装置50は、パルス電流をソース、あるいはシンクしたときに発生する電源電圧VDDあるいは電源電流IDDの変動であるインパルス応答波形h(t)を生成する。制御パターン生成部84は、DUT動作予測部82の出力にもとづいて電源補償回路12が生成すべき補償電流ICMPの波形を計算する。そして各時刻におけるインパルス応答波形h(t)を利用して、補償電流ICMPが得られるように電源補償回路12を制御する制御パターンSPTN_CMP1、SPTN_CMP2を生成する。
以上が試験装置2の構成である。
試験装置2においては、ソースパルス電流ISRC、シンクパルス電流ISINKが発生してから、電源電圧VDDの過渡応答が終了する前に、DUT1のインピーダンスが変化する場合がある。このような場合には、非線形な系の応答を計算する必要があり、電源電圧変動ΔVDDのインパルス応答波形の厳密解を求めるためには、膨大な計算が必要となり、リアルタイム処理は困難である。この試験装置2によれば、インパルス応答波形生成装置50を用いることにより、高速にインパルス応答を生成できる。
試験装置2にインパルス応答波形生成装置50を用いることにより、負荷インピーダンスZloadとメイン電源10の出力インピーダンスZpsの合成インピーダンスが一定との前提で生成されたインパルス応答に比べて一桁以上高い精度で、インパルス応答波形を生成することができる。
実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
実施の形態では、電源補償回路12がソース電流源12bとシンク電流源12cを含む場合を説明したが本発明はそれには限定されず、いずれか一方のみの構成としてもよい。ソース電流源12bのみ設ける場合、ソース電流源12bに定常的な電流IDCを発生させる。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、ソース電流源12bが発生する電流ISRCを、定常的な電流IDCから相対的に増加させる。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、ソース電流源12bが発生する電流ISRCを、定常的な電流IDCから相対的に減少させる。
シンク電流源12cのみ設ける場合、シンク電流源12cに定常的な電流IDCを発生させる。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、シンク電流源12cが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に減少させる。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、シンク電流源12cが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に増加させる。
これにより、試験装置全体の消費電流は、定常的な電流IDC分増加するが、それと引きかえに、単一のスイッチのみで、補償電流ISRC、ISINKを発生させることができる。
シンク電流源12cのみ設ける場合、シンク電流源12cに定常的な電流IDCを発生させる。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、シンク電流源12cが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に減少させる。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、シンク電流源12cが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に増加させる。
これにより、試験装置全体の消費電流は、定常的な電流IDC分増加するが、それと引きかえに、単一のスイッチのみで、補償電流ISRC、ISINKを発生させることができる。
実施の形態では、インパルス応答波形生成装置50の用途として試験装置2の電源装置8を例示したが、本発明はそれに限定されない。たとえば試験装置のハンドラの位置決めの制御系におけるインパルス応答を生成する用途にも利用可能である。また試験装置2以外においても、電圧制御、電流制御、電力制御、モータやアクチュエータの位置決め、回線数制御などさまざまな制御系に適用可能である。
1…DUT、2…試験装置、PG…パターン発生器、TG…タイミング発生器、FC…波形整形器、4…インタフェース回路、DR…ドライバ、8…電源装置、10…メイン電源、12…電源補償回路、20…電圧測定部、22…制御パターン生成部、12b…ソース電流源、12c…シンク電流源、P1…電源端子、P2…接地端子、P3…I/O端子、50…インパルス応答波形生成装置、52…波形取得部、54…波形合成部、56…波形シフト部、58…セレクタ、60…乗算器、62…係数生成部、64…フリップフロップ、66…メモリ、70…コントローラ、80…テストパターン生成部、82…DUT動作予測部、84…制御パターン生成部。
Claims (9)
- 状態が時間とともに変化する制御系のインパルス応答波形の生成方法であって、
インパルスは、初期状態φ1である前記制御系に対して時刻t1に与えられ、
前記制御系は、時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、状態φ2、φ3、…φNに遷移するものであり、
前記生成方法は、
前記制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形を取得するステップと、
前記第1波形を、対応するインパルスの前縁が時刻t1となるように時間軸上でシフトし、前記第2波形、第3波形、…第N波形それぞれを、対応するインパルスの後縁のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトするステップと、
前記第1波形から前記第N波形それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせることにより、目的とする前記インパルス応答波形を生成するステップと、
を備えることを特徴とする方法。 - 前記インパルス応答波形を生成するステップは、前記第2波形、第3波形、…第N波形それぞれに、係数K2、K3、…KNを乗じた後に、それらをつなぎ合わせることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 状態が時間とともに変化する制御系のインパルス応答波形の生成装置であって、
インパルスは、初期状態φ1である前記制御系に対して、時刻t1に与えられ、
前記制御系は、時刻t1以降、時刻t2、t3、…tN(Nは整数)それぞれにおいて、状態φ2、φ3、…φNに遷移するものであり、
前記生成装置は、
前記制御系が状態φ1、φ2、…φNそれぞれであるときのインパルス応答である第1、第2、…第N波形を取得する波形取得部と、
前記第1波形を、対応するインパルスの前縁が時刻t1となるように、前記第2波形、第3波形、…第N波形それぞれを、対応するインパルスの後縁のタイミングが時刻t2、t3、…tNと一致するように時間軸上でシフトし、前記第1波形から前記第N波形それぞれの部分波形を、時刻t2、t3、…tNにおいて連続的につなぎ合わせることにより、目的とする前記インパルス応答波形を生成する波形合成部と、
を備えることを特徴とするインパルス応答波形生成装置。 - 前記波形合成部は、
前記第2波形、第3波形、…第N波形それぞれに、係数K2、K3、…KNを乗じた後に、それらをつなぎ合わせることを特徴とする請求項3に記載のインパルス応答波形生成装置。 - 前記波形合成部は、第i波形と第i+1波形をつなぎ合わせるときに、時刻ti+1における第i+1波形のレベルが、時刻ti+1における第i波形と一致するように、係数Ki+1を計算する係数生成部を含むことを特徴とする請求項4に記載のインパルス応答波形生成装置。
- 前記波形合成部は、異なる時刻t1ごとに、係数K2、K3、…KNのセットを格納するメモリを含むことを特徴とする請求項4に記載のインパルス応答波形生成装置。
- 前記波形取得部は、あらかじめ計算あるいは測定された前記第1、第2、…第N波形を格納するメモリを含むことを特徴とする請求項3から6のいずれかに記載のインパルス応答波形生成装置。
- 前記波形取得部は、前記第1、第2、…第N波形をリアルタイムで計算する波形演算部を含むことを特徴とする請求項3から6のいずれかに記載のインパルス応答波形生成装置。
- 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
前記被試験デバイスの電源端子に電源電圧を供給するメイン電源と、
制御パターンに応じたパルス状の補償電流を、前記メイン電源とは別の経路から前記被試験デバイスの電源端子に注入し、および/または、前記制御パターンに応じたパルス状の補償電流を前記被試験デバイスとは別の経路に引き込む補償回路と、
前記補償回路が前記パルス状の補償電流を注入し、および/または引き込んだときに発生する電源電圧変動もしくは電源電流変動の波形を生成する、請求項3から8のいずれかに記載のインパルス応答波形生成装置と、
を備え、
時刻t1は、前記パルス状の補償電流を注入し、および/または引き込む時刻であり、
前記制御系の状態は、前記被試験デバイスのインピーダンスに応じて変化し、
時刻t2、t3、…tNは、前記被試験デバイスのインピーダンスが変化する時刻であることを特徴とする試験装置。
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