JP2012122854A - 試験装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】動作状態がテストパターンに依存せずに変化しうるDUTを試験する際に、電源電圧VDDを安定化する。
【解決手段】DUT1は、その動作電流IOPに変化を生じさせるイベントの発生に先立ち、そのイベントを外部に通知するための通知信号S4を生成する通知回路50を備える。メイン電源10は、DUT1の電源端子P1に電力を供給する。電源補償回路20は、制御信号SCNTに応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成する。補償制御回路52は、DUT1から通知信号S4を受け、スイッチ素子を制御するための信号であって、少なくとも通知信号S4にもとづいている制御信号SCNTを、電源補償回路20に出力する。
【選択図】図6
【解決手段】DUT1は、その動作電流IOPに変化を生じさせるイベントの発生に先立ち、そのイベントを外部に通知するための通知信号S4を生成する通知回路50を備える。メイン電源10は、DUT1の電源端子P1に電力を供給する。電源補償回路20は、制御信号SCNTに応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成する。補償制御回路52は、DUT1から通知信号S4を受け、スイッチ素子を制御するための信号であって、少なくとも通知信号S4にもとづいている制御信号SCNTを、電源補償回路20に出力する。
【選択図】図6
Description
本発明は、電源の安定化技術に関する。
CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)テクノロジを用いたCPU(Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)、メモリなどの半導体集積回路(以下、DUTという)を試験する際、DUT内のフリップフロップやラッチは、クロックが供給される動作中は電流が流れ、クロックが停止すると回路が静的な状態となって電流が減少する。したがって、DUTの動作電流(負荷電流)の合計は、試験の内容などに応じて時々刻々と変動する。
DUTに電力を供給する電源回路はたとえばレギュレータを用いて構成され、理想的には負荷電流にかかわらず一定の電力を供給可能である。しかしながら実際の電源回路は、無視できない出力インピーダンスを有し、また電源回路とDUTの間にも無視できないインピーダンス成分が存在するため、負荷変動によって電源電圧が変動してしまう。
電源電圧の変動は、DUTの試験マージンに深刻な影響を及ぼす。また電源電圧の変動は、試験装置内のその他の回路ブロック、たとえばDUTに供給するパターンを生成するパターン発生器や、パターンの遷移タイミングを制御するためのタイミング発生器の動作に影響を及ぼし、試験精度を悪化させる。
特許文献2に記載の技術では、被試験デバイスに電源電圧を供給するメインの電源に加えて、ドライバの出力によってオン、オフが制御されるスイッチを含む補償回路が設けられる。そして、被試験デバイスに供給されるテストパターンに応じて発生しうる電源電圧の変動をキャンセルするように、スイッチ素子に対する補償用の制御パターンをテストパターンに対応付けて定義しておく。実試験時には、テストパターンを被試験デバイスに供給しつつ、補償回路のスイッチを制御パターンに応じてスイッチングすることにより、電源電圧を一定に保つことができる。
特許文献2に記載の技術は、DUTの動作電流が、テストパターンにもとづいて予測可能であることを前提としている。しかしながら、SoC(System On Chip)をはじめとする高機能IC(Integrated Circuit)では、その動作状態がテストパターンによらずに変化しうる。
本発明は係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、動作状態がテストパターンに依存せずに変化しうる被試験デバイスを試験する際に、電源電圧を安定化する技術の提供にある。
本発明のある態様は、被試験デバイスを試験する試験装置に関する。被試験デバイスは、その動作電流に変化を生じさせるイベントの発生に先立ち、そのイベントを外部に通知するための通知信号を生成する通知回路を備える。試験装置は、被試験デバイスの電源端子に電力を供給するメイン電源と、電源補償回路と、補償制御回路と、を備える。
電源補償回路は、ソース補償回路およびシンク補償回路の少なくとも一方を備える。ソース補償回路は、制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、補償パルス電流をメイン電源とは別経路から電源端子に注入するように構成される。シンク補償回路は、制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、メイン電源から被試験デバイスへ流れる電源電流から、補償パルス電流を被試験デバイスとは別経路に引きこむように構成される。補償制御回路は、被試験デバイスからその動作状態を示す通知信号を受け、スイッチ素子を制御するための制御信号であって、少なくとも当該通知信号にもとづいている制御信号を、スイッチ素子に出力する。
電源補償回路は、ソース補償回路およびシンク補償回路の少なくとも一方を備える。ソース補償回路は、制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、補償パルス電流をメイン電源とは別経路から電源端子に注入するように構成される。シンク補償回路は、制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、メイン電源から被試験デバイスへ流れる電源電流から、補償パルス電流を被試験デバイスとは別経路に引きこむように構成される。補償制御回路は、被試験デバイスからその動作状態を示す通知信号を受け、スイッチ素子を制御するための制御信号であって、少なくとも当該通知信号にもとづいている制御信号を、スイッチ素子に出力する。
この態様によると、被試験デバイスがテストパターンに依存せずに自律的に動作する状況においても、通知信号にもとづいて被試験デバイスの動作電流波形を予測し、予測された動作電流波形に応じた補償電流を電源補償回路に発生させることにより、電源電圧の変動を抑制し、あるいは意図的な電源電圧を引き起こすことができる。
被試験デバイスは複数のコアを含み、イベントは、アクティブなコアの個数の切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、その動作周波数が可変に構成され、イベントは、被試験デバイスの動作周波数の切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、その動作周波数が可変に構成され、イベントは、被試験デバイスの動作周波数の切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、クロックゲーティング回路を備え、イベントは、クロックゲーティング回路のオン、オフの切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、パワーゲーティング回路を備え、イベントは、パワーゲーティング回路によるパワーゲーティングのオン、オフの切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、アナログ回路デバイス、もしくはアナログ回路を含むSoC(System On Chip)であって、イベントは、アナログ回路の動作モードの切りかえであってもよい。
被試験デバイスは、アナログ回路デバイス、もしくはアナログ回路を含むSoCであって、イベントは、アナログ回路の設定変更であってもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、動作状態がテストパターンに依存せずに変化しうる被試験デバイスを試験する際に、電源電圧を安定化できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図1は、実施の形態に係る試験装置2の構成を示す回路図である。図1には試験装置2に加えて、試験対象の半導体デバイス(以下、DUTと称す)1が示される。
DUT1は、複数のピンを備え、その中の少なくともひとつが電源電圧VDDを受けるための電源端子P1であり、別の少なくともひとつが接地端子P2である。複数の入出力(I/O)端子P3は、外部からのデータを受け、あるいは外部にデータを出力するために設けられており、試験時においては、試験装置2から出力される試験信号(テストパターン)STESTを受け、あるいは試験信号STESTに応じたデータを試験装置2に対して出力する。図1には、試験装置2の構成のうち、DUT1に対して試験信号を与える構成が示されており、DUT1からの信号を評価するための構成は省略されている。
試験装置2は、メイン電源10、パターン発生器PG、複数のタイミング発生器TGおよび波形整形器FC、複数のドライバDR、電源補償回路20を備える。
試験装置2は複数n個のチャンネルCH1〜CHnを備えており、その中のいくつか(CH1〜CH4)がDUT1の複数のI/O端子P3に割り当てられる。図1では、n=6の場合が示されるが、実際の試験装置2のチャンネル数は、数百〜数千のオーダーである。
メイン電源10は、DUT1の電源端子P1に供給すべき電源電圧VDDを生成する。たとえばメイン電源10は、リニアレギュレータやスイッチングレギュレータなどで構成され、電源端子P1に供給される電源電圧VDDを、目標値と一致するようにフィードバック制御する。キャパシタCsは、電源電圧VDDを平滑化するために設けられる。メイン電源10は、DUT1に対する電源電圧の他、試験装置2内部のその他のブロックに対する電源電圧も生成する。メイン電源10からDUT1の電源端子P1への出力電流を、電源電流IDDと称する。
メイン電源10は、有限の応答速度を有する電圧・電流源であるため、その負荷電流、つまりDUT1の動作電流IOPの急峻な変化に追従できない場合がある。たとえば動作電流IOPがステップ状に変化するとき、電源電圧VDDはオーバーシュート、あるいはアンダーシュートしたり、その後のリンギングをともなったりする。電源電圧VDDの変動は、DUT1の正確な試験を妨げる。なぜならDUT1にエラーが検出されたとき、それがDUT1の製造不良によるものなのか、電源電圧VDDの変動によるものなのかを区別することができないからである。
電源補償回路20は、メイン電源10の応答速度を補うために設けられる。DUT1の設計者は、ある既知の試験信号STEST(テストパターンSPTN)が供給された状態において、DUT1の内部回路の動作率などの時間推移を推定可能であるから、DUT1の動作電流IOPの時間波形を正確に予測することができる。ここでの予測とは、コンピュータシミュレーションを用いた計算や、同じ構成を有するデバイスを対象とした実測などが含まれ、特にその手法は限定されない。
一方、メイン電源10の応答速度(利得、フィードバック帯域)が既知であれば、予測される動作電流IOPに応答してメイン電源10が生成する電源電流IDDもまた予測することができる。そうすると、予測される動作電流IOPと電源電流IDDの差分を、電源補償回路20によって補うことにより、電源電圧VDDを安定化することができる。
なお電源電圧VDD’と電源電流IDDの間には微分、もしくは積分関係が成り立つ。具体的には、メイン電源10ならびにメイン電源10から電源端子P1までの経路のインピーダンスが、容量性、誘導性、抵抗性のいずれが支配的であるかによって、電圧と電流の微分、積分の関係が定まる。
なお電源電圧VDD’と電源電流IDDの間には微分、もしくは積分関係が成り立つ。具体的には、メイン電源10ならびにメイン電源10から電源端子P1までの経路のインピーダンスが、容量性、誘導性、抵抗性のいずれが支配的であるかによって、電圧と電流の微分、積分の関係が定まる。
電源補償回路20は、ソース補償回路20aおよびシンク補償回路20bを備える。ソース補償回路20aは、制御信号SCNTaに応じてオン、オフが切りかえ可能となっている。ソース補償回路20aが制御信号SCNTaに応じてオンすると、補償パルス電流(ソースパルス電流ともいう)ISRCが生成される。電源補償回路20は、ソースパルス電流ISRCをメイン電源10とは別経路から電源端子P1に注入する。
同様にシンク補償回路20bは制御信号SCNTbに応じてオン、オフが切りかえ可能となっている。シンク補償回路20bが制御信号SCNTbに応じてオンすると、補償パルス電流ISINK(シンクパルス電流ともいう)が生成される。電源補償回路20は、電源端子P1に流れ込む電源電流IDDから、シンクパルス電流ISINKを、DUT1とは別経路に引きこむ。
DUT1の電源端子P1に流れ込む動作電流IOP、メイン電源10が出力する電源電流IDD、および電源補償回路20が出力する補償電流ICMPの間には、電流保存則から、式(1)、(2)が成り立つ。
IOP=IDD+ICMP …(1)
ICMP=ISRC−ISINK …(2)
つまり、補償電流ICMPの正の成分が、ソースパルス電流ISRCとしてソース補償回路20aから供給され、補償電流ICMPの負の成分が、シンクパルス電流ISINKとしてシンク補償回路20bから供給される。
IOP=IDD+ICMP …(1)
ICMP=ISRC−ISINK …(2)
つまり、補償電流ICMPの正の成分が、ソースパルス電流ISRCとしてソース補償回路20aから供給され、補償電流ICMPの負の成分が、シンクパルス電流ISINKとしてシンク補償回路20bから供給される。
ドライバDR1〜DR6のうち、ドライバDR6は、ソース補償回路20aに割り当てられ、ドライバDR5はシンク補償回路20bに割り当てられる。別の少なくともひとつのドライバDR1〜DR4は、それぞれ、DUT1の少なくともひとつのI/O端子P3に割り当てられる。パターン発生器PGおよびドライバDR5、DR6、インタフェース回路45、46は、電源補償回路20を制御する制御回路と把握することができる。
波形整形器FCおよびタイミング発生器TGをインタフェース回路4と総称する。複数の41〜46は、チャンネルCH1〜CH6ごと、言い換えればドライバDR1〜DR6ごとに設けられる。i番目(1≦i≦6)のインタフェース回路4iは、入力されたパターン信号SPTNiをドライバDRに適した信号形式に整形し、対応するドライバDRiへと出力する。
パターン発生器PGは、テストプログラムにもとづき、インタフェース回路41〜46に対するパターン信号SPTNを生成する。具体的にパターン発生器PGは、DUT1のI/O端子P3に割り当てられたドライバDR1〜DR4に対しては、各ドライバDRiが生成すべき試験信号STESTiを記述するテストパターンSPTNiを、そのドライバDRiに対応するインタフェース回路4iに対して出力する。テストパターンSPTNiは、試験信号STESTiの各サイクル(ユニットインターバル)におけるレベルを示すデータと、信号レベルが遷移するタイミングを記述するデータを含む。
またパターン発生器PGは、必要な補償電流ICMPに応じて定められた補償用の制御パターンSPTN_CMPを生成する。制御パターンSPTN_CMPは、ソース補償回路20aに割り当てられたドライバDR6が生成すべき制御信号SCNTaを記述する制御パターンSPTN_CMPaと、シンク補償回路20bに割り当てられたドライバDR5が生成すべき制御信号SCNTbを記述する制御パターンSPTN_CMPbを含む。制御パターンSPTN_CMPa、SPTN_CMPbはそれぞれ、各サイクルにおけるソース補償回路20a、シンク補償回路20bのオン、オフ状態を指定するデータと、オンオフを切りかえるタイミングを記述するデータを含む。
パターン発生器PGは、テストパターンSPTN1〜SPTN4にもとづいて、つまりDUT1の動作電流の変動に応じて、それを補償しうる制御パターンSPTN_CMPa、SPTN_CMPbを生成し、対応するインタフェース回路46、45に出力する。
上述のように、テストパターンSPTN1〜SPTN4が既知であれば、DUT1の動作電流IOPの時間波形が予測でき、電源電圧VDDを一定に保つために発生すべき補償電流ICMP、すなわちISRC、ISINKの時間波形を計算することができる。
予測される動作電流IOPが電源電流IDDより大きい場合、電源補償回路20はソース補償電流ISRCを発生して不足する電流を補う。ソース補償電流ISRCに必要な電流波形は予測可能であるから、それが適切に得られるようにソース補償回路20aを制御する。たとえばソース補償回路20aを、パルス幅変調によって制御してもよい。あるいはパルス振幅変調、ΔΣ変調、パルス密度変調、パルス周波数変調などを利用してもよい。
予測される動作電流IOPが電源電流IDDより大きい場合、電源補償回路20はソース補償電流ISRCを発生して不足する電流を補う。ソース補償電流ISRCに必要な電流波形は予測可能であるから、それが適切に得られるようにソース補償回路20aを制御する。たとえばソース補償回路20aを、パルス幅変調によって制御してもよい。あるいはパルス振幅変調、ΔΣ変調、パルス密度変調、パルス周波数変調などを利用してもよい。
図2は、制御パターンを計算する方法の一例を示すフローチャートである。DUT1に入力されるテストパターンや回路情報にもとづいて、DUT1の動作電流IOPが推定される(S100)。またメイン電源10に負荷としてDUT1が接続された状態において、DUT1にそのイベントが発生したときに、メイン電源10から出力される電源電流IDDを計算する(S102)。そして、理想電源を実現したい場合には、推定される動作電流IOPと電源電流IDDの差分を、電源補償回路20によって生成すべき補償電流ICMPとする(S104)。
そして、生成すべき補償電流ICMPの波形に、ΔΣ変調、PWM(パルス幅変調)、PDM(パルス密度変調)、PAM(パルス振幅変調)、PFM(パルス周波数変調)などを施すことにより、ビットストリームの制御パターンSPTN_CMPを生成する(S106)。たとえば、補償電流ICMPをテストサイクルごとにサンプリングし、サンプリングされた補償電流ICMPをパルス変調してもよい。
図3は、動作電流IOP、電源電流IDD、ソース補償電流ICMPおよびソースパルス電流ISRCの一例を示す波形図である。ある試験信号STESTが供給されたDUT1の動作電流IOPがステップ状に増加したとする。これに応答して、メイン電源10から電源電流IDDが供給されるが、それは応答速度の制限から、理想的なステップ波形とはならず、DUT1に供給すべき電流が不足する。その結果、補償電流ISRCを供給しなければ、電源電圧VDDは破線で示すように低下する。
電源補償回路20は、動作電流IOPと電源電流IDDの差分に対応するソース補償電流ICMPを生成する。ソース補償電流ICMPは、制御信号SCNTaに応じて生成されるソースパルス電流ISRCで与えられる。ソース補償電流ICMPは、動作電流IOPの変化直後に最大量必要であり、その後、徐々に低下させる必要がある。そこで、たとえばPWM(パルス幅変調)を用いてソース補償回路20aのオン時間(デューティ比)を、時間とともに低下させることにより、必要なソース補償電流ICMPを生成できる。
試験装置2のすべてのチャンネルがテストレートに応じて同期動作する場合、制御信号SCNTaの周期は、DUT1に供給されるデータの周期(ユニットインターバル)、もしくはその整数倍、あるいは整数分の1に相当する。たとえばユニットインターバルが4nsのシステムにおいて、制御信号SCNTaの周期が4nsであれば、制御信号SCNTaに含まれる各パルスのオン期間TONが、0〜4nsの間で調節されうる。メイン電源10の応答速度は数百ns〜数μsのオーダーであるため、補償電流ICMPの波形は、制御信号SCNTaに含まれる数百個のパルスによって制御できる。ソース補償電流ISRCの波形から、それを生成するために必要な制御信号SCNTaを導出する方法については後述する。
反対に動作電流IOPが電源電流IDDより小さい場合、電源補償回路20はシンク補償電流ICMPが得られるように、シンクパルス電流ISINKを発生して、過剰な電流を引き抜く。
電源補償回路20を設けることにより、メイン電源10の応答速度の不足を補い、図3に実線で示すように、電源電圧VDDを一定に保つことができる。また上述したように、電源補償回路20は安定した振幅のパルス電流を生成できるため、高い精度で電源電圧を補償できる。
以上が試験装置2の全体の説明である。
続いて電源補償回路20の具体的な構成例について説明する。
図4(a)、(b)は、電源補償回路20の構成例を示す回路図である。
図4(a)を参照する。ソース補償回路20aは、電源電圧VDDより高い電圧Vxを生成する電圧源22と、ソーススイッチSW1を含む。ソーススイッチSW1は、電圧源22の出力端子と電源端子P1の間に設けられる。
電圧Vxおよび電源電圧VDDが一定であれば、ソーススイッチSW1がオンの状態において、ソース電流ISRCの振幅は、
ISRC=(Vx−VDD)/RON1
で与えられる。RON1はソーススイッチSW1のオン抵抗である。図4(a)、(b)では、電源補償回路20を小さく構成できるという利点がある。
図4(a)、(b)は、電源補償回路20の構成例を示す回路図である。
図4(a)を参照する。ソース補償回路20aは、電源電圧VDDより高い電圧Vxを生成する電圧源22と、ソーススイッチSW1を含む。ソーススイッチSW1は、電圧源22の出力端子と電源端子P1の間に設けられる。
電圧Vxおよび電源電圧VDDが一定であれば、ソーススイッチSW1がオンの状態において、ソース電流ISRCの振幅は、
ISRC=(Vx−VDD)/RON1
で与えられる。RON1はソーススイッチSW1のオン抵抗である。図4(a)、(b)では、電源補償回路20を小さく構成できるという利点がある。
シンク補償回路20bは、電源端子P1と接地端子の間に設けられたシンクスイッチSW2を含む。電源電圧VDDが一定であれば、シンクスイッチSW2がオンした状態において、シンク電流ISINKの振幅は、
ISINK=VDD/RON2
で与えられる。RON2はシンクスイッチSW2のオン抵抗である。
ISINK=VDD/RON2
で与えられる。RON2はシンクスイッチSW2のオン抵抗である。
図4(b)に移る。ソース補償回路20aは、ソース電流源24aおよびソーススイッチSW1を含む。ソース電流源24aは、ソースパルス電流ISRCの振幅を規定する基準電流を生成する。ソーススイッチSW1はソース電流源24aからの基準電流の経路上に設けられる。
シンク補償回路20bは、シンクスイッチSW2およびシンク電流源24bを含む。シンク電流源24bは、シンクパルス電流ISINKの振幅を規定する基準電流を生成する。シンクスイッチSW2は、シンク電流源24bからの基準電流の経路上に設けられる。
シンク補償回路20bは、シンクスイッチSW2およびシンク電流源24bを含む。シンク電流源24bは、シンクパルス電流ISINKの振幅を規定する基準電流を生成する。シンクスイッチSW2は、シンク電流源24bからの基準電流の経路上に設けられる。
ソースパルス電流ISRC、シンクパルス電流ISINKの振幅は、数A程度が必要とされる場合がある。この場合、図4(a)、(b)におけるソーススイッチSW1、シンクスイッチSW2のサイズは大きくなり、そのゲート容量も大きくなる。このゲート容量によってソーススイッチSW1、シンクスイッチSW2のスイッチングの応答速度が低下し、所望の電流を生成できなくなる可能性がある。
また、ソーススイッチSW1、シンクスイッチSW2のオン抵抗RON1、RON2がばらついたり、制御信号SCNTa、SCNTbの振幅が変動すると、各スイッチのオンの程度が変動し、パルス電流ISRC、ISINKの振幅が変動するおそれがある。
また、ソーススイッチSW1、シンクスイッチSW2のオン抵抗RON1、RON2がばらついたり、制御信号SCNTa、SCNTbの振幅が変動すると、各スイッチのオンの程度が変動し、パルス電流ISRC、ISINKの振幅が変動するおそれがある。
このよう問題が顕著となる場合、それを解決するために以下の技術を用いてもよい。図5(a)〜(c)は、電源補償回路20の別の構成例を示す回路図である。
図5(a)のソース補償回路20aは、電流D/Aコンバータ26a、第1トランジスタM1a、第2トランジスタM2a、ソーススイッチSW1を備える。
図5(a)のソース補償回路20aは、電流D/Aコンバータ26a、第1トランジスタM1a、第2トランジスタM2a、ソーススイッチSW1を備える。
電流D/Aコンバータ26aは、デジタル設定信号DSETに応じた基準電流IREFを生成する。第1トランジスタM1aおよび第2トランジスタM2aは、カレントミラー回路を形成し、基準電流IREFを所定係数(ミラー比K)倍したシンクパルス電流ISINKを生成する。
具体的に第1トランジスタM1aは、PチャンネルMOSFETであり、基準電流IREFの経路上に設けられる。第2トランジスタM2もPチャンネルMOSFETであり、そのゲートは、第1トランジスタM1aのゲートおよびドレインと共通に接続される。
図5(a)において、ソーススイッチSW1は、第1トランジスタM1aのゲートと、第2トランジスタM2aのゲートの間に設けられる。たとえばソーススイッチSW1は、図5(a)のようなトランスファゲートで構成してもよいし、NチャンネルMOSFETのみで構成してもよいし、PチャンネルMOSFETのみで構成してもよい。ソーススイッチSW1のオン、オフ状態は、制御信号SCNTaに応じて切りかえられる。
図5(a)において、第1トランジスタM1aのドレインN2は、ソーススイッチSW1の第1トランジスタM1aのゲート側の端子N1と接続される。
制御信号SCNTaがハイレベルの期間、ソーススイッチSW1がオンとなる。そうするとソース補償回路20aの出力端子P4から、基準電流IREFに比例したソースパルス電流ISRCが吐き出される。制御信号SCNTaがローレベルの期間、ソーススイッチSW1がオフとなり、カレントミラー回路が動作しなくなるため、ソースパルス電流ISRCがゼロとなる。
このように図5(a)のソース補償回路20aによれば、制御信号SCNTaに応じてスイッチングするソースパルス電流ISRCを生成できる。
図5(a)のソース補償回路20aによれば、ソースパルス電流ISRCの振幅の安定性を高めることができる。また、ドライバDRの駆動対象は、大電流が流れるスイッチではなく、カレントミラー回路のゲートに設けられたスイッチであるため、高速なスイッチングが可能となる。
図5(a)のソース補償回路20aによれば、ソースパルス電流ISRCの振幅の安定性を高めることができる。また、ドライバDRの駆動対象は、大電流が流れるスイッチではなく、カレントミラー回路のゲートに設けられたスイッチであるため、高速なスイッチングが可能となる。
また、図5(a)のソース補償回路20aでは、ソーススイッチSW1がオフ状態においても、基準電流IREFが第1トランジスタM1aに流れ続け、第1トランジスタM1aのバイアス状態が維持される。したがって、ソーススイッチSW1のスイッチングに対するソース補償回路20aのスイッチングの応答速度が高いという利点がある。
シンク補償回路20bは、ソース補償回路20aのトランジスタの導電性を入れ替え、天地反転することで構成できる。図5(a)には、シンク補償回路20bの構成例が示される。シンク補償回路20bは、電流D/Aコンバータ26b、NチャンネルMOSFETのトランジスタM1b、M2bおよびシンクスイッチSW2を含む。シンク補償回路20bは、ソース補償回路20aと同様の利点を有する。
図5(b)、(c)には、シンク補償回路20bの構成のみが示され、ソース補償回路20aは省略されている。
図5(b)では、シンクスイッチSW2の位置が、図5(a)と異なっている。図5(b)では、第1トランジスタM1bのドレインN2は、シンクスイッチSW2の第2トランジスタM2bのゲート側の端子N3と接続される。
この構成によっても、図5(a)の構成と同様に、安定した振幅を有し、高速にスイッチングするシンクパルス電流ISINKを生成できる。
また、図5(b)では、シンクスイッチSW2がオフのとき、基準電流IREFは遮断される。したがって回路の消費電流を低減できるという利点がある。
図5(b)では、シンクスイッチSW2の位置が、図5(a)と異なっている。図5(b)では、第1トランジスタM1bのドレインN2は、シンクスイッチSW2の第2トランジスタM2bのゲート側の端子N3と接続される。
この構成によっても、図5(a)の構成と同様に、安定した振幅を有し、高速にスイッチングするシンクパルス電流ISINKを生成できる。
また、図5(b)では、シンクスイッチSW2がオフのとき、基準電流IREFは遮断される。したがって回路の消費電流を低減できるという利点がある。
図5(c)において、シンクスイッチSW2は、第1トランジスタM1bおよび第2トランジスタM2bの共通接続されるゲートN4と、接地端子をはじめとする固定電圧端子の間に設けられる。制御信号SCNTb#(#は論理反転を示す)がハイレベルの期間、シンクスイッチSW2がオンすると、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のゲート電圧が接地電圧となるため、カレントミラー回路がオフし、シンクパルス電流ISINKが遮断する。制御信号SCNTb#がローレベルのとき、シンクスイッチSW2がオフすると、カレントミラー回路がオンし、シンクパルス電流ISINKが流れる。
図5(c)の構成によれば、図5(a)、(b)と同様に、安定した振幅を有し、高速にスイッチングするシンクパルス電流ISINKを生成できる。図5(b)、(c)の変形が、ソース補償回路20aにも適用可能であることはいうまでもない。
さらに図5(c)の構成を、図5(a)もしくは(b)の構成と組み合わせてもよい。
さらに図5(c)の構成を、図5(a)もしくは(b)の構成と組み合わせてもよい。
また、DUT1を構成する内部素子に流れる電流、つまり動作電流IOPは、プロセスばらつきによって変動する。つまり、あるテストパターンが供給されたDUT1の動作電流の波形は、プロセスばらつきによって増減する。そこで、DUT1の試験工程に先立ち、キャリブレーション工程を行いって補償パルス電流の振幅を調節することにより、プロセスばらつきによってDUT1の動作電流IOPがばらついたとしても、電源環境を一定に保つことができる。このキャリブレーションは、電流D/Aコンバータ26a、26bに対するデジタル設定値DSETの値を変更することで実現できる。
以上が電源補償回路20の構成例である。
上の説明では、DUT1の動作電流IOPが、テストパターンにもとづいて予測可能であることを前提としている。しかしながら、SoC(System On Chip)をはじめとする高機能IC(Integrated Circuit)では、その動作状態がテストパターンによらずに変化しうる。特に、将来開発されるデバイスは、現在のデバイスに比べてより自律的に、あるいは外部から予測不能に動作するかもしれない。そこで以下では、このようなDUT1を試験する際にも、電源電圧VDDを安定化可能な試験装置について説明する。
図6は、実施の形態に係る試験装置2の構成を示すブロック図である。DUT1は、通知信号S4を発行する通知回路50を内蔵する。この通知回路50は、DUT1の動作電流IOPに変化を生じさせるイベント(特徴点イベントともいう)の発生に先立ち、当該イベントの発生を外部に通知するための通知信号S4を、端子P4を介して外部に出力する。通知信号S4は、イベントに付随する情報を示すデータを含んでもよい。通知回路50は、いわゆるDFT(Design For Test)の思想にもとづく回路であってもよいし、試験以外の用途で実装される回路を、試験時におけるイベント検出に流用してもよい。
DUT1およびその特徴点イベントとしては、以下の様なものが例示される。
1. DUT1は、複数のコアを含むマルチコアプロセッサであってもよい。DUT1は、自律的にアクティブなコアの個数を変化させる。かかるDUT1においては、その演算量に応じてアクティブなコアの個数が変化し、DUT1の動作電流IOPは、その個数に応じて変化する。つまり、アクティブなコアの個数は特徴点イベントとなりうる。この場合、通知信号S4は、切りかえ後のアクティブなコアの個数を示すデータを含んでもよい。
1. DUT1は、複数のコアを含むマルチコアプロセッサであってもよい。DUT1は、自律的にアクティブなコアの個数を変化させる。かかるDUT1においては、その演算量に応じてアクティブなコアの個数が変化し、DUT1の動作電流IOPは、その個数に応じて変化する。つまり、アクティブなコアの個数は特徴点イベントとなりうる。この場合、通知信号S4は、切りかえ後のアクティブなコアの個数を示すデータを含んでもよい。
2. DUT1は、その動作周波数が可変に構成され、自律的にその動作周波数を切りかえ可能に構成されてもよい。DUT1の動作電流IOPは、その動作周波数fに応じて変化しうるため、動作周波数fの切りかえは特徴点イベントとなりうる。この場合、通知信号S4は切りかえ前後の動作周波数fを示すデータを含んでもよい。
3. DUT1は、消費電力を低減するために用いられるクロックゲーティング回路および/またはパワーゲーティング回路を備えてもよい。この場合には、たとえばクロックゲーティング回路やパワーゲーティング回路が動作する、あるいは非動作となるタイミングにおいてDUT1の消費電流は大きく変動しうる。つまり、クロックゲーティング回路、パワーゲーティング回路のオン、オフの切りかえは、特徴点イベントとなりうる。
4. たとえばDUT1は、アナログ回路デバイスやアナログ回路を含むSoC(System on Chip)デバイスであってもよい。たとえばアナログ回路の特徴点イベントとしては、その設定の変更や動作モードの切りかえなどが例示できる。
試験装置2は、補償制御回路52を備える。補償制御回路52は、DUT1からの通知信号S4を受け、電源補償回路20のスイッチ素子(SW1、SW2)を制御するための制御信号SCNTa、SCNTbを生成する。制御信号SCNTa、SCNTbは、少なくとも通知信号S4にもとづいている。もちろん、DUT1の動作電流IOPは、テストパターンにSPTN応じていてもよい。この場合、補償制御回路52は、通知信号S4に加えて、テストパターンSPTNに応じた制御信号SCNTa、SCNTbを生成する。
補償制御回路52は、ソーススイッチSW1、シンクスイッチSW2に割り当てられるインタフェース回路45、46、ドライバDR5、DR6およびパターン発生器PGの一部(制御パターン生成部54という)を含んで構成されてもよい。
制御パターン生成部54は、通知信号S4にもとづき、DUT1においてこれから発生する特徴点イベントを検出する。DUT1の設計者(すなわち試験装置2のユーザ)は、各特徴点イベントによってDUT1に生ずる動作電流IOPの変動を、シミュレーションあるいは実測その他の手段によってあらかじめ知ることができる。そして設計者は、その動作電流IOPの変動をキャンセルするために必要な補償電流ICMPを計算することができる。制御パターン生成部54は、DUT1において発生しうる特徴点イベントごとに、それに伴う動作電流IOPの変動をキャンセルしうる制御パターンSPTN_CMPa、SPTN_CMPbを発生可能に構成される。たとえば制御パターン生成部54は、制御パターンSPTN_CMPa、SPTN_CMPbを保持するパターンメモリを備え、特徴点イベントの発生毎に、制御パターンを読み出してもよい。あるいは別の手法によって制御パターンを発生してもよい。
制御パターン生成部54が制御パターンSPTN_CMPa、SPTN_CMPbを発生すると、それに応じた制御信号SCNTa、SCNTbが電源補償回路20に供給され、動作電流IOPの変動を抑制するための補償電流ICMPが生成される。
以上が試験装置2の構成である。続いてその動作を説明する。図7は、図6の試験装置2の動作を示すタイムチャートである。ここでは、DUT1がマルチコアプロセッサであり、特徴点イベントがアクティブなコアの個数の切りかえであるものとする。
初期状態において、M個のコアがアクティブとなっており、DUT1にはある量の動作電流IOP(M)が流れている。そして時刻t2に、DUT1が自律的にアクティブなコアの個数をN個に切りかえると、その動作電流IOPが変化する。時刻t2に先立つ時刻t1に、DUT1は通知信号S4を発行し、試験装置2に対して、コアの個数の切りかえを通知する。さらに通知信号S4は、実際にDUT1においてコアの個数が切りかえられるタイミングt2を示すタイミングデータD3を含んでもよい。タイミングデータD3は、通知信号S4の発行タイミングt1から、コアの切りかえタイミングt2までの待機時間(遅延時間)を示すデータであってもよい。
通知信号S4を受けた補償制御回路52は、適切なタイミングで、通知信号S4が示す特徴点イベントに応じた制御信号SCMPaを発生する。それにより、時刻t2における動作電流ICMPの変動に起因する電源電圧VDDの変動が抑制される。
発生すべき補償電流ICMPの量は、時刻t2より前の動作電流IOP(M)と、時刻t2より後の動作電流IOP(N)の差分に依存し、動作電流IOP(M)とIOP(N)はそれぞれ、コアの個数M、Nに依存する場合がある。この場合、コアの個数M、Nに応じた補償電流ICMPを発生する必要がある。このために、DUT1が発生する通知信号S4には、コアの個数の切りかえを示すデータD1に加えて、切りかえ前のコアの個数Mと切りかえ後のコアの個数Nを示す付随データD2を含んでもよい。これにより、補償制御回路52は適切な量の補償電流ICMPを生成できる。このように、通知信号S4には、DUT1の動作電流IOPの変動を予測するために必要な付随的なデータを含めてもよい。
このように、実施の形態に係る試験装置2によれば、DUT1がテストパターンに依存せずに自律的に動作する状況においても、通知信号S4にもとづいてDUT1の動作電流波形を予測し、予測された動作電流波形に応じた補償電流ICMPを電源補償回路20に発生させることにより、電源電圧VDDの変動を抑制することができる。
実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
実施の形態で説明したもののほか、自律的に動作するDUT1およびその特徴点イベントとしては、以下のものが例示され、これらを対象とするDUT1も本発明に含まれる。
たとえばDUT1は、PLL(Phase Locked Loop)回路を含んでもよい。DUTによっては、PLL回路がロックした後に、ある動作を開始する場合があるため、PLL回路のロックは、特徴点イベントとすることができる。
たとえばDUT1は、PLL(Phase Locked Loop)回路を含んでもよい。DUTによっては、PLL回路がロックした後に、ある動作を開始する場合があるため、PLL回路のロックは、特徴点イベントとすることができる。
あるいはDUT1は、フラッシュメモリを含んでもよい。フラッシュメモリは、書き込み(あるいは消去)を指示してから、書き込みが完了するまでビジー状態となり、書き込みが完了するタイミングはテストパターンには依存しない。つまり、DUT1において書き込みが完了したタイミングにおいて、その動作電流IOPは減少しうるため、書き込み完了あるいは消去完了は、特徴点イベントとなりうる。現在のフラッシュメモリは、書き込みが完了後に、レディ・ビジー状態を示すフラグ信号(R/B信号)を発生するため、そのR/B信号にもとづいて制御信号を発生したのでは、応答が間に合わない。そこで、R/B信号が書き込み完了の直前に発生するようにDUT1を構成すれば、適切なタイミングにて補償電流を発生できる。
実施の形態では、補償電流ICMPによって、電源電圧の変動がゼロであるような、つまり出力インピーダンスがゼロの理想電源の環境を実現する場合を説明したが、本発明はそれに限定されない。つまり、意図的な電源電圧変動を引き起こすような補償電流ICMPの波形を計算し、その補償電流波形が得られるように制御パターンSPTN_CMPを規定しておいてもよい。この場合、制御パターンSPTN_CMPに応じて任意の電源環境をエミュレートすることが可能となる。
実施の形態では、電源補償回路20がソース補償回路20aとシンク補償回路20bを含む場合を説明したが本発明はそれには限定されず、いずれか一方のみの構成としてもよい。
ソース補償回路20aのみ設ける場合、ソース補償回路20aに定常的な電流IDCを発生させてもよい。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、ソース補償回路20aが発生する電流ISRCを、定常的な電流IDCから相対的に増加させてもよい。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、ソース補償回路20aが発生する電流ISRCを、定常的な電流IDCから相対的に減少させてもよい。
シンク補償回路20bのみ設ける場合、シンク補償回路20bに定常的な電流IDCを発生させてもよい。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、シンク補償回路20bが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に減少させてもよい。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、シンク補償回路20bが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に増加させてもよい。
これにより、試験装置全体の消費電流は、定常的な電流IDC分増加するが、それと引きかえに、単一のスイッチのみで、補償電流ISRC、ISINKを発生させることができる。
シンク補償回路20bのみ設ける場合、シンク補償回路20bに定常的な電流IDCを発生させてもよい。そして、電源電流IDDが動作電流IOPに対して不足するときは、シンク補償回路20bが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に減少させてもよい。反対に、電源電流IDDが動作電流IOPに対して過剰なときは、シンク補償回路20bが発生する電流ISINKを、定常的な電流IDCから相対的に増加させてもよい。
これにより、試験装置全体の消費電流は、定常的な電流IDC分増加するが、それと引きかえに、単一のスイッチのみで、補償電流ISRC、ISINKを発生させることができる。
1…DUT、2…試験装置、PG…パターン発生器、TG…タイミング発生器、FC…波形整形器、4…インタフェース回路、DR…ドライバ、10…メイン電源、20…電源補償回路、20a…ソース補償回路、20b…シンク補償回路、P1…電源端子、P2…接地端子、P3…I/O端子、SW1…ソーススイッチ、SW2…シンクスイッチ、22…電圧源、24a…ソース電流源、24b…シンク電流源、26…電流D/Aコンバータ、M1…第1トランジスタ、M2…第2トランジスタ、50…通知回路、52…補償制御回路、54…制御パターン生成部、S4…通知信号。
Claims (7)
- 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
前記被試験デバイスは、その動作電流に変化を生じさせるイベントの発生に先立ち、そのイベントを外部に通知するための通知信号を生成する通知回路を備え、
前記試験装置は、
前記被試験デバイスの電源端子に電力を供給するメイン電源と、
制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、前記補償パルス電流を前記メイン電源とは別経路から前記電源端子に注入するように構成されたソース補償回路と、制御信号に応じて制御されるスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子のオン、オフ状態に応じて補償パルス電流を生成し、前記メイン電源から前記被試験デバイスへ流れる電源電流から、前記補償パルス電流を前記被試験デバイスとは別経路に引きこむように構成されたシンク補償回路と、の少なくとも一方を含む電源補償回路と、
前記被試験デバイスから前記通知信号を受け、前記スイッチ素子を制御するための信号であって、少なくとも当該通知信号にもとづいている制御信号を、前記スイッチ素子に出力する補償制御回路と、
を備えることを特徴とする試験装置。 - 前記被試験デバイスは複数のコアを含み、前記イベントは、アクティブなコアの個数の切りかえであることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。
- 前記被試験デバイスは、その動作周波数が可変に構成され、前記イベントは、前記被試験デバイスの動作周波数の切りかえであることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。
- 前記被試験デバイスは、クロックゲーティング回路を備え、
前記イベントは、前記クロックゲーティング回路のオン、オフの切りかえであることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。 - 前記被試験デバイスは、パワーゲーティング回路を備え、
前記イベントは、前記パワーゲーティング回路によるパワーゲーティングのオン、オフの切りかえであることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。 - 前記被試験デバイスは、アナログ回路デバイス、もしくはアナログ回路を含むSoC(System On Chip)であって、
前記イベントは、前記アナログ回路の動作モードの切りかえであることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。 - 前記被試験デバイスは、アナログ回路デバイス、もしくはアナログ回路を含むSoCであって、
前記イベントは、前記アナログ回路の設定変更であることを特徴とする請求項1に記載の試験装置。
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Cited By (2)
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