JP2013098601A

JP2013098601A - 通信機および通信方法

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Publication number: JP2013098601A
Application number: JP2011236790A
Authority: JP
Inventors: Nobuyoshi Nishikawa; 延良西川
Original assignee: Icom Inc
Current assignee: Icom Inc
Priority date: 2011-10-28
Filing date: 2011-10-28
Publication date: 2013-05-20
Anticipated expiration: 2031-10-28
Also published as: US9479376B2; US20130107983A1; JP5757218B2

Abstract

【課題】サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化する。
【解決手段】変調部１１は入力信号から変調信号を生成し、直並列変換部１２は変調信号からサブキャリア変調信号を生成し、ＩＦＦＴ部１３に送る。シフト部１５はＣｈｕ系列をシフトしてシフト系列を生成し、ＩＦＦＴ部１６に送る。ＩＦＦＴ部１３、１６は送られたデータのＩＦＦＴを行い、第１、第２データを生成する。演算部１４は第１データおよび第１、第２データの和および差からベースバンド信号を生成する。所定の条件に合致するベースバンド信号を検出するまで、またはシフト系列のシフトが一巡するまで上述の処理を繰り返す。ＰＡＰＲ判定部１７は送信信号を決定する所定の基準に合致するベースバンド信号を送信部１８に送る。送信部１８はベースバンド信号から送信信号を生成し、アンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、第１データを生成する第１ＩＦＦＴ手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、シフト系列を生成するシフト手段と、
前記シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第２データを生成する第２ＩＦＦＴ手段と、
前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータの内、少なくともいずれか一方ならびに前記第１データからそれぞれベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出する算出手段と、
前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記第２ＩＦＦＴ手段、および前記算出手段を繰り返す繰り返し手段と、
生成した前記ベースバンド信号の内、送信信号を決めるための所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成し、送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記算出手段は、前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータからそれぞれ前記ベースバンド信号を生成し、
前記繰り返し手段は、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、または前記データ系列のデータのシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記第２ＩＦＦＴ手段、および前記算出手段を繰り返す。

好ましくは、前記シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

好ましくは、前記シフト手段は、前記ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列としてＣｈｕ系列を用いる。

好ましくは、前記Ｃｈｕ系列の各要素は、前記サブキャリアの半周期の位相に、前記要素を示す番号の二乗を乗じて、高速フーリエ変換サイズで除算した値を位相とする複素三角関数で定義される。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成する直並列手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信シフト系列を生成する受信側シフト手段と、
前記受信シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第３データを生成する第３ＩＦＦＴ手段と、
所定の基準に基づき、前記並列信号と前記第３データとの間に相関があるか否かを判定する相関判定手段と、
前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出するまで、または前記データ系列のシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記受信側シフト手段、前記第３ＩＦＦＴ手段、および前記相関判定手段を繰り返す受信側繰り返し手段と、
前記並列信号と前記第３データとの間に正の相関があることを検出した場合には前記並列信号から前記第３データを減算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記並列信号と前記第３データとの間に負の相関があることを検出した場合には前記並列信号に前記第３データを加算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記データ系列のシフトが一巡しても前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出しなかった場合には前記並列信号の高速フーリエ変換を行い、サブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記受信側シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。

好ましくは、前記受信側シフト手段は、前記ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列としてＣｈｕ系列を用いる。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、第１データを生成する第１ＩＦＦＴステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、シフト系列を生成するシフトステップと、
前記シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第２データを生成する第２ＩＦＦＴステップと、
前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータの内、少なくともいずれか一方ならびに前記第１データからそれぞれベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出する算出ステップと、
前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフトステップ、前記第２ＩＦＦＴステップ、および前記算出ステップを繰り返す繰り返しステップと、
生成した前記ベースバンド信号の内、送信信号を決めるための所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成し、送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成する直並列ステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信シフト系列を生成する受信側シフトステップと、
前記受信シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第３データを生成する第３ＩＦＦＴステップと、
所定の基準に基づき、前記並列信号と前記第３データとの間に相関があるか否かを判定する相関判定ステップと、
前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出するまで、または前記データ系列のシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記受信側シフトステップ、前記第３ＩＦＦＴステップ、および前記相関判定ステップを繰り返す受信側繰り返しステップと、
前記並列信号と前記第３データとの間に正の相関があることを検出した場合には前記並列信号から前記第３データを減算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記並列信号と前記第３データとの間に負の相関があることを検出した場合には前記並列信号に前記第３データを加算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記データ系列のシフトが一巡しても前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出しなかった場合には前記並列信号の高速フーリエ変換を行い、サブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、ＩＦＦＴ部１３、１６、演算部１４、シフト部１５、ＰＡＰＲ判定部１７、送信部１８、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、ＦＦＴ部３３、逆演算部３４、相関判定部３５、ＩＦＦＴ部３６、シフト部３７、受信部３８、および送受信切替部３９を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１３に送る。

ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、第１データを生成して演算部１４に送る。シフト部１５は、自己相関特性を有する任意のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、シフト系列を生成する。データ系列とはデータの集合である。自己相関特性を有する任意のデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列であり、後述するように送信側で行ったデータのシフトの回数を受信側で検出できるようなデータ系列のことをいう。

データ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることができる。ＣＡＺＡＣ系列として、例えば任意の系列長に対応できる汎用性の高いＣｈｕ系列を用いることができる。Ｃｈｕ系列ｃの要素は、例えば下記（１）式のように、サブキャリアの半周期の位相πに、要素を示す番号ａの二乗を乗じて、ＦＦＴサイズＮで除算した値を位相とする複素三角関数で定義される。要素を示す番号ａの最小値は１、最大値はＦＦＴサイズＮである。ｉは虚数単位である。

シフト部１５は、例えば下記（２）式で表されるＣｈｕ系列ｃについて上方向へのｍ回のデータのシフトを行う。

Ｃｈｕ系列ｃについて上方向へのｍ回のデータのシフトを行って生成したシフト系列をｃ^（ｍ）と記す。これは以下の説明においても同様である。ｃ^（ｍ）は下記（３）式で表される。

シフト部１５は、シフト系列ｃ^（ｍ）をＩＦＦＴ部１６に送る。ＩＦＦＴ部１６は、シフト系列ｃ^（ｍ）のＩＦＦＴを行い、第２データを生成して演算部１４に送る。ここでＩＦＦＴ部１３でサブキャリア変調信号ｄのＩＦＦＴを行って生成した第１データをｕとし、ＩＦＦＴ部１６でシフト系列ｃ^（ｍ）のＩＦＦＴを行って生成した第２データをｕ_c ^(m)とする。演算部１４は、下記（４ａ）式で表される第１データｕ、下記（４ｂ）式で表される第１データに第２データｕ_c ^(m)を加算したデータ、および下記（４ｃ）式で表される第１データｕから第２データｕ_c ^(m)を減算したデータからそれぞれベースバンド信号を生成する。演算部１４は、生成したそれぞれのベースバンド信号をＰＡＰＲ判定部１７に送る。

ＰＡＰＲ判定部１７は、送られたそれぞれのベースバンド信号のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を算出し、それぞれのベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する。例えばＰＡＰＲが所定の値以下であるベースバンド信号は所定の基準に合致すると判定し、所定の値より大きければ所定の基準に合致しないと判定する。

所定の基準に合致するベースバンド信号がない場合には、ＰＡＰＲ判定部１７は、シフト部１５にシフト指示を送る。シフト指示を受けとったシフト部１５は、例えばシフト系列ｃ^（ｍ）について上方向にさらに１回のデータのシフトを行い、新たにシフト系列ｃ^（ｍ+1）を生成する。そして、生成したシフト系列ｃ^（ｍ+1）をＩＦＦＴ部１６に送る。ＩＦＦＴ部１６は、上述のようにシフト系列ｃ^（ｍ+1）のＩＦＦＴを行い、新たに第２データを生成し、演算部１４に送る。演算部１４は、第１データに第２データを加算したデータから新たにベースバンド信号を生成し、第１データから第２データを減算したデータから新たにベースバンド信号を生成する。演算部１４は、新たに生成したそれぞれのベースバンド信号をＰＡＰＲ判定部１７に送る。

ＰＡＰＲ判定部１７は、上述のように送られたそれぞれのベースバンド信号のＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する。そして、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するベースバンド信号を検出するまで、またはＣｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡するまで、上述のシフト指示の送信からＰＡＰＲの判定までの処理を繰り返し行う。なおＣｈｕ系列ｃのデータをシフトしても、第１データについては変化がないので、第１データからベースバンド信号を生成する処理については繰り返し行わないこととする。

所定の基準に合致するベースバンド信号を検出した場合、またはＣｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡した場合には、ＰＡＰＲ判定部１７は、送信信号を決めるための所定の基準に合致するベースバンド信号を検出し、送信部１８に送る。上述の所定の基準に合致するベースバンド信号が１つであれば、そのベースバンド信号を送信部１８に送る。また上述の所定の基準に合致するベースバンド信号が複数ある場合には、例えば送信信号を決めるための所定の基準として、最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を検出するという基準を設け、上述の所定の基準に合致するベースバンド信号の内、最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を検出し、送信部１８に送る。

Ｃｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡しても、所定の基準に合致するベースバンド信号が検出できなかった場合には、例えば最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を検出し、送信部１８に送る。

なお上述のシフト指示の送信からＰＡＰＲの判定までの処理を繰り返し行うか否かの判定は、上述の記載の方法に限られない。例えば所定の回数以上、上述の処理を繰り返し行った場合は、生成したベースバンド信号の内、最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を検出し、送信部１８に送るよう構成してもよい。またＣｈｕ系列ｃのデータのシフトを繰り返す方法は上述に記載の方法に限られない。下方向にデータのシフトを行ってもよいし、シフト回数をランダムに設定してもよい。

ＰＡＰＲ判定部１７は、上述のように演算部１４からベースバンド信号が送られるたびにＰＡＰＲを算出して、所定の基準に合致するか否かを判定しなくてもよい。例えば、Ｃｈｕ系列ｃのシフトが一巡した後に、全てのベースバンド信号のＰＡＰＲを算出して、最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を検出し、送信部１８に送るよう構成してもよい。

ＰＡＰＲ判定部１７は、複数のベースバンド信号から最もＰＡＰＲの小さいベースバンド信号を選んで送信信号とすることができるため、ＰＡＰＲの低減が可能となる。

送信部１８は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３９およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。

図３は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は変調信号を直並列変換をし、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ１１０）。ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、第１データを生成する（ステップＳ１２０）。

ここでシフト回数の初期値として０を設定する（ステップＳ１３０）。シフト回数がＮではないので（ステップＳ１４０：ＮＯ）、シフト部１５は、Ｃｈｕ系列ｃを上方向にシフト回数分、この場合は０回のシフトを行い、シフト系列を生成する（ステップＳ１５０）。シフト回数が０であるため、シフト系列はＣｈｕ系列ｃと同一である。ＩＦＦＴ部１６は、シフト系列のＩＦＦＴを行い、第２データを生成する（ステップＳ１６０）。

演算部１４は、第１データ、第１データに第２データを加算したデータ、および第１データから第２データを減算したデータからベースバンド信号を生成する（ステップＳ１７０）。そして、ＰＡＰＲ判定部１７は、ベースバンド信号のＰＡＰＲを算出し、ＰＡＰＲが所定の基準に合致するか否かを判定する（ステップＳ１８０）。所定の基準に合致するベースバンド信号がない場合には（ステップＳ１９０：ＮＯ）、シフト回数に１を加算し（ステップＳ２００）、ステップＳ１４０に戻って、上述の処理を繰り返す。

上述の処理を繰り返し、Ｃｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡してシフト回数がＮに達した場合には（ステップＳ１４０：ＹＥＳ）、ステップＳ２１０に進む。またステップＳ１８０でＰＡＰＲが所定の基準に合致すると判定した場合（ステップＳ１９０：ＹＥＳ）にも、ステップＳ２１０に進む。そして、ＰＡＰＲ判定部１７は送信信号を決めるための所定の基準に合致するベースバンド信号を検出し、送信部１８はベースバンド信号から送信信号を生成して送信する（ステップＳ２１０）。ステップＳ２１０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成し、相関判定部３５に送る。シフト部３７は、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、受信シフト系列を生成する。所定のデータ系列とは、送信側で用いたデータ系列である。ここでは、シフト部１５が用いたデータ系列であるＣｈｕ系列ｃと同じデータ系列を用いる。シフト部３７は、Ｃｈｕ系列ｃについて上方向へのｎ回のデータのシフトを行って受信シフト系列ｃ^（ｎ）を生成し、ＩＦＦＴ部３６に送る。ＩＦＦＴ部３６は、受信シフト系列ｃ^（ｎ）のＩＦＦＴを行い、第３データを生成して相関判定部３５に送る。

ここで並列信号は上記（４ａ）〜（４ｃ）式のいずれかである。相関判定部３５は、所定の基準に基づき、並列信号と第３データとの間に相関があるか否かを判定する。相関判定部３５が判定する並列信号と第３データとの間の相関関係に基づき、並列信号が上記（４ａ）〜（４ｃ）式のいずれであるかを特定することができる。

相関判定部３５は、例えば自己相関分析を行い、自己相関値の正のピークが原点に位置する場合には並列信号と第３データとの間に正の相関があると判定し、自己相関値の負のピークが原点に位置する場合には並列信号と第３データとの間に負の相関があると判定し、自己相関値のピークが原点に位置しない場合には並列信号と第３データとの間に相関がないと判定する。

相関判定部３５は、並列信号と第３データとの間に相関がないと判定した場合には、シフト部３７にシフト指示を送る。シフト指示を受け取ったシフト部３７は、例えば受信シフト系列ｃ^（n）について上方向にさらに１回のデータのシフトを行い、新たに受信シフト系列ｃ^（n+1）を生成する。そして、生成した受信シフト系列ｃ^（n+1）をＩＦＦＴ部３６に送る。ＩＦＦＴ部３６は、上述のようにシフト系列ｃ^（n+1）のＩＦＦＴを行い、新たに第３データを生成し、相関判定部３５に送る。相関判定部３５は、所定の基準に基づき、並列信号と新たな第３データとの間に相関があるか否かを判定する。そして、並列信号と第３データとの間に相関があることを検出するまで、またはＣｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡するまで、上述のシフト指示の送信から相関判定までの処理を繰り返し行う。

並列信号と第３データとの間に相関があると判定した場合、またはＣｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡した場合には、相関判定部３５は、並列信号、第３データおよび相関判定結果を逆演算部３４に送る。並列信号と第３データとの間に正の相関または負の相関があると判定した場合には、正の相関または負の相関がある旨の相関判定結果を送る。Ｃｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡しても、並列信号と第３データとの間に相関があることを検出できなかった場合には、相関がない旨の相関判定結果を送る。

逆演算部３４は、相関判定結果に基づいて演算を行い、演算結果をＦＦＴ部３３に送る。ここで、シフト系列ｃ^（n）のＩＦＦＴを行って生成した第３データをｖ_c ⁽ⁿ⁾とする。逆演算部３４は、相関判定結果が並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に正の相関があることを示している場合には、並列信号から第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾を減算したデータを演算結果ｒ’としてＦＦＴ部３３に送る。演算結果ｒ’は下記（５ａ）式で表される。並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に正の相関がある場合には、並列信号は上記（４ａ）式で表されるため、下記（５ｂ）式が導き出される。並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に正の相関または負の相関がある場合には、ｍ＝ｎであり、ｕ_c ^(m)＝ｖ_c ⁽ⁿ⁾であるため、下記（５ｃ）式が導き出され、演算結果ｒ’は第１データｕに一致する。

また逆演算部３４は、相関判定結果が並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に負の相関があることを示している場合には、並列信号に第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾を加算したデータを演算結果ｒ’としてＦＦＴ部３３に送る。演算結果ｒ’は下記（６ａ）式で表される。並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に負の相関がある場合には、並列信号は上記（４ｂ）式で表されるため、下記（６ｂ）式が導き出される。ここで、ｕ_c ^(m)＝ｖ_c ⁽ⁿ⁾であるから、下記（６ｃ）式が導き出され、演算結果ｒ’は第１データｕに一致する。

並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に相関がない場合には、並列信号は上記（４ｃ）式で表される。逆演算部３４は、相関判定結果が並列信号と第３データｖ_c ⁽ⁿ⁾との間に相関がないことを示している場合には、並列信号を演算結果ｒ’としてＦＦＴ部３３に送る。演算結果ｒ’は、第１データｕに一致する。

ＦＦＴ部３３は演算結果ｒ’のＦＦＴを行い、サブキャリア変調信号ｄを生成し、並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号ｄを並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部３１で復調して出力することができる。

図４は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して、送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ３１０）。受信部３８は、ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成する（ステップＳ３２０）。

ここでシフト回数の初期値として０を設定する（ステップＳ３３０）。シフト回数がＮではないので（ステップＳ３４０：ＮＯ）、シフト部３７は、シフト部１５が用いたデータ系列であるＣｈｕ系列ｃについて上方向にシフト回数分、この場合は０回のシフトを行い、受信シフト系列を生成する（ステップＳ３５０）。シフト回数が０であるため、受信シフト系列はＣｈｕ系列ｃと同一である。ＩＦＦＴ部３６は、受信シフト系列のＩＦＦＴを行い、第３データを生成する（ステップＳ３６０）。

相関判定部３５は、並列信号と第３データとの間に相関があるか否かを判定する（ステップＳ３７０）。正の相関があると判定した場合は（ステップＳ３８０：正の相関）、逆演算部３４は、並列信号から第３データを減算する。そして、ＦＦＴ部３３は、並列信号から第３データを減算したデータのＦＦＴを行い（ステップＳ３９０）、ステップＳ４３０に進む。負の相関があると判定した場合は（ステップＳ３８０：負の相関）、逆演算部３４は、並列信号に第３データを加算する。そして、ＦＦＴ部３３は、並列信号に第３データを加算したデータのＦＦＴを行い（ステップＳ４００）、ステップＳ４３０に進む。相関がないと判定した場合は（ステップＳ３８０：相関なし）、シフト回数に１を加算して（ステップＳ４１０）、ステップＳ３４０に戻って、上述の処理を繰り返す。上述の処理を繰り返し、Ｃｈｕ系列ｃのデータのシフトが一巡してシフト回数がＮに達した場合には（ステップＳ３４０：ＹＥＳ）、ＦＦＴ部３３は、並列信号のＦＦＴを行い（ステップＳ４２０）、ステップＳ４３０に進む。

並直列変換部３２は、ＦＦＴにより生成されたサブキャリア変調信号の並直列変換を行い、復調部３１は所定の復調方式で復調を行う（ステップＳ４３０）。ステップＳ４３０の復調処理が完了すると、処理を終了する。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、データ系列を用いてサブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑え、またサブキャリアごとに位相を制御するといった処理が必要がないので、ＰＡＰＲの増加を抑えるための処理を簡易化することが可能となる。

次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。従来技術と同様に演算部１４において演算を加えない場合、演算部１４において第２データを加算した場合、演算部１４において第２データを減算した場合のベースバンド信号を生成するシミュレーションを行った。入力信号としてランダム信号を用い、変調方式としてＱＰＳＫを用いた。そしてサブキャリアの数およびＦＦＴサイズを４、８、１６、３２、６４、１２８、２５６、５１２、１０２４、２０４８、４０９６、８１９２と変化させてＰＡＰＲ特性を比較した。

図５は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。横軸がＦＦＴサイズであり、縦軸がＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。入力信号にランダム信号を用いて従来技術と同様に演算部１４において演算を加えない場合のＰＡＰＲ、演算部１４において第２データを加算した場合のＰＡＰＲ、演算部１４において第２データを減算した場合のＰＡＰＲを算出した。演算部１４において加算または減算を行う場合のＰＡＰＲについては、Ｃｈｕ系列ｃのデータのシフトを繰り返し、ＰＡＰＲの最小値を算出した。これを３０個の入力信号について行い、それぞれのＰＡＰＲの平均値を算出し、ＰＡＰＲの平均値をプロットした。従来技術と同様に演算部１４において演算を加えない場合のＰＡＰＲはプロット点を四角で表した実線のグラフであり、演算部１４において第２データを加算した場合のＰＡＰＲはプロット点を三角で表した点線のグラフであり、演算部１４において第２データを減算した場合のＰＡＰＲはプロット点を丸で表した破線のグラフである。

上述の実施の形態に係る通信機１は、演算部１４において第１データ、第１データに第２データを加算したデータ、第１データから第２データを減算したデータから生成したベースバンド信号の内、最もＰＡＰＲが低いベースバンド信号に基づき送信信号を生成して送信する。したがって上述の実施の形態に係る通信機１が生成するベースバンド信号のＰＡＰＲは、図５の各グラフの最小値に一致する。従来技術と同様に演算部１４において演算を加えない場合と比較して、演算部１４において加算または減算を行った場合は、ＰＡＰＲが各ＦＦＴサイズにおいて約２ｄＢ減少していることがわかる。したがって、本実施の形態に係る発明によれば、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑えることが可能となる。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。またシフト部１５、３７が用いるデータ系列としては、ＣＡＺＡＣ系列の他に、ＰＮ（Pseudorandom Noise：擬似ランダム雑音）系列などを用いることができる。また演算部１４は、第１データに第２データを加算したデータおよび第１データから第２データを減算したデータのどちらか一方からベースバンド信号を生成するよう構成してもよい。演算部１４が加算または減算のどちらか一方のみを行うよう構成することで、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理をさらに簡易化することが可能となる。

ＩＦＦＴ部１３、１６、３６は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３３は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１通信機
１０アンテナ
１１変調部
１２直並列変換部
１３、１６、３６ＩＦＦＴ部
１４演算部
１５、３７シフト部
１７ＰＡＰＲ判定部
１８送信部
２０コントローラ
２１ＣＰＵ
２２Ｉ／Ｏ
２３ＲＡＭ
２４ＲＯＭ
３１復調部
３２並直列変換部
３３ＦＦＴ部
３４逆演算部
３５相関判定部
３８受信部
３９送受信切替部

Claims

直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、第１データを生成する第１ＩＦＦＴ手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、シフト系列を生成するシフト手段と、
前記シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第２データを生成する第２ＩＦＦＴ手段と、
前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータの内、少なくともいずれか一方ならびに前記第１データからそれぞれベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出する算出手段と、
前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記第２ＩＦＦＴ手段、および前記算出手段を繰り返す繰り返し手段と、
生成した前記ベースバンド信号の内、送信信号を決めるための所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成し、送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記算出手段は、前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータからそれぞれ前記ベースバンド信号を生成し、
前記繰り返し手段は、ピーク対平均電力比が所定の基準に合致する前記ベースバンド信号を検出するまで、または前記データ系列のデータのシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフト手段、前記第２ＩＦＦＴ手段、および前記算出手段を繰り返す、
ことを特徴とする請求項１に記載の通信機。
前記シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
前記シフト手段は、前記ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列としてＣｈｕ系列を用いることを特徴とする請求項３に記載の通信機。
前記Ｃｈｕ系列の各要素は、前記サブキャリアの半周期の位相に、前記要素を示す番号の二乗を乗じて、高速フーリエ変換サイズで除算した値を位相とする複素三角関数で定義されることを特徴とする請求項４に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成する直並列手段と、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信シフト系列を生成する受信側シフト手段と、
前記受信シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第３データを生成する第３ＩＦＦＴ手段と、
所定の基準に基づき、前記並列信号と前記第３データとの間に相関があるか否かを判定する相関判定手段と、
前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出するまで、または前記データ系列のシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記受信側シフト手段、前記第３ＩＦＦＴ手段、および前記相関判定手段を繰り返す受信側繰り返し手段と、
前記並列信号と前記第３データとの間に正の相関があることを検出した場合には前記並列信号から前記第３データを減算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記並列信号と前記第３データとの間に負の相関があることを検出した場合には前記並列信号に前記第３データを加算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記データ系列のシフトが一巡しても前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出しなかった場合には前記並列信号の高速フーリエ変換を行い、サブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記受信側シフト手段は、前記データ系列としてＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることを特徴とする請求項６に記載の通信機。
前記受信側シフト手段は、前記ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列としてＣｈｕ系列を用いることを特徴とする請求項７に記載の通信機。
前記Ｃｈｕ系列の各要素は、前記サブキャリアの半周期の位相に、前記要素を示す番号の二乗を乗じて、高速フーリエ変換サイズで除算した値を位相とする複素三角関数で定義されることを特徴とする請求項８に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、第１データを生成する第１ＩＦＦＴステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のデータのシフトを行い、シフト系列を生成するシフトステップと、
前記シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第２データを生成する第２ＩＦＦＴステップと、
前記第１データに前記第２データを加算したデータおよび前記第１データから前記第２データを減算したデータの内、少なくともいずれか一方ならびに前記第１データからそれぞれベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比を算出する算出ステップと、
前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記シフトステップ、前記第２ＩＦＦＴステップ、および前記算出ステップを繰り返す繰り返しステップと、
生成した前記ベースバンド信号の内、送信信号を決めるための所定の基準に合致する前記ベースバンド信号から送信信号を生成し、送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換して並列信号を生成する直並列ステップと、
データの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データのシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列について所定の方向へ所定の回数のシフトを行い、受信シフト系列を生成する受信側シフトステップと、
前記受信シフト系列の逆高速フーリエ変換を行い、第３データを生成する第３ＩＦＦＴステップと、
所定の基準に基づき、前記並列信号と前記第３データとの間に相関があるか否かを判定する相関判定ステップと、
前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出するまで、または前記データ系列のシフトが一巡するまで、前記データ系列をシフトする前記所定の回数を変えて、前記受信側シフトステップ、前記第３ＩＦＦＴステップ、および前記相関判定ステップを繰り返す受信側繰り返しステップと、
前記並列信号と前記第３データとの間に正の相関があることを検出した場合には前記並列信号から前記第３データを減算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記並列信号と前記第３データとの間に負の相関があることを検出した場合には前記並列信号に前記第３データを加算したデータの高速フーリエ変換を行い、前記データ系列のシフトが一巡しても前記並列信号と前記第３データとの間に相関があることを検出しなかった場合には前記並列信号の高速フーリエ変換を行い、サブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。