JP2013051676A - 水晶発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＣＸＯにおいて、水晶振動子及び発振回路の置かれている雰囲気温度を高い精度でコントロールし、出力周波数について高い安定度が得られること。
【解決手段】第１及び第２の水晶振動子１０、２０の発振出力をｆ１、ｆ２とし、基準温度における前記発振出力の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、周波数差検出部３により、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を演算する。この値を３４ビットのディジタル値で表わすことにより温度に対応してディジタル値を得ることができる。従ってこの値を温度検出値として取り扱い、温度設定値との差分をループフィルタ６１に供給し、ここからのディジタル値を直流電圧に変換し、ヒータ５を制御する。更に前記温度検出値に基づいて、ＯＣＸＯの設定周波数を補正し、雰囲気温度が基準温度からずれたことによる周波数の変動分を補償するようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出し、温度の検出結果に基づいて加熱部を制御して前記雰囲気の温度を一定にする発振装置に関する。

携帯電話の基地局では、ほとんどの発振器としてＯＣＸＯ（オーブンコントロール付き発振器）が用いられている。温度と水晶振動子の周波数偏差との関係を示す周波数−温度特性は、通常３次曲線により表される。周波数偏差とは、基準温度、例えば２５℃における周波数に対する当該周波数からの周波数変化分である。ＯＣＸＯにおける水晶振動子の加熱温度は、温度の変動による周波数の変動を極力抑えるために、前記３次曲線の山部分の頂点あるいは谷部分の底部の温度（これらのポイントはＺＴＣと呼ばれる）に合わせることが好ましいとされている。ＯＣＸＯの使用温度範囲が例えば−１０℃〜７０℃であれば、水晶振動子の加熱温度は前記使用温度範囲の上限温度以上とすることが望ましい。
一方市場では、ＯＣＸＯの使用温度範囲を拡大することが要求されている。この要求に対応するためには、水晶振動子の加熱温度である前記ＺＴＣが高くなるように水晶振動子の切断角度を調整することで対応できる。しかしヒータ回路の規模が大きくなることから、製品が大型化し、またヒータの消費電力が大きくなるという問題がある。

特許文献１の図２及び図３には、共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成することが記載されている。また段落００１８には、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れるので、この周波数差を計測することにより温度を計測することと同じになると記載されている。そしてこの周波数差Δｆと補正すべき周波数の量との関係をＲＯＭに記憶させ、Δｆに基づいて周波数補正量を読み出している。
しかしながらこの手法は、温度検出に基づいて発振周波数を補正するＴＣＸＯに関するものであり、ＯＣＸＯに関するものではない。

特開２００１−２９２０３０号

本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、ＯＣＸＯにおいて、ヒータの設定温度を大きく上げることなく、製品の使用温度範囲を広げ、周波数の安定度の高い発振出力を得ることができる発振装置を提供することにある。

本発明は、発振出力用の水晶振動子に接続された発振回路の発振出力に基づいて発振装置の出力信号を得る発振装置において、
前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の一定化を図るための加熱部と、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を温度検出値として求める周波数差検出部と、
水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の温度設定値と前記温度検出値との偏差分を取り出す加算部と、
この加算部にて取り出された偏差分に基づいて前記加熱部に供給される電力を制御する回路部と、
水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する温度検出部と、
この温度検出部にて検出された温度検出値と、前記温度検出値と前記発振出力用の水晶振動子に接続された発振回路の発振出力の周波数補正値との関係と、に基づいて、前記出力信号の周波数の設定値を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。
前記温度検出部は、例えば前記第１の水晶振動子、前記第２の水晶振動子、前記第１の発振回路、前記第２の発振回路及び前記周波数差検出部からなる。この場合、出力信号の周波数の設定値を補正する手段で用いられる温度検出値は、前記周波数差検出部にて検出された温度検出値となる。

前記偏差回路部にて取り出された偏差分は、例えば積分回路部にて積分して温度制御部に出力される。
第１の発振回路及び第２の発振回路は例えば各々オーバートーンを発振出力とする。
ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値は、例えば｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝]である。なお、この値を直接検出する代りに、この値と同等の結果が得られる｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝を検出する場合も含まれる。

水晶発振器の発振出力は、例えば第１の発振回路及び第２の発振回路の一方の発振出力とすることができるが、第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる、前記雰囲気に置かれる第３の水晶振動子を設け、この第３の水晶振動子に接続される第３の発振回路からの発振出力を水晶発振器の発振出力としてもよい。
他の発明は、水晶振動子に接続された発振回路の発振出力に基づいて発振装置の出力信号を得る発振装置において、
前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の一定化を図るための加熱部と、
前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する第１の温度検出部と、
この第１の温度検出部の温度検出値と温度設定値とに基づいて前記加熱部に供給される電力を制御する回路部と、
前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する第２の温度検出部と、
この第２の温度検出部の温度検出値と基準温度との偏差に対応する信号に基づいて、当該周波数の設定信号を補正する手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明は、水晶振動子に接続された発振回路の発振出力に基づいてその出力信号を得る発振装置において、加熱部により水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の一定化を図ると共に、当該雰囲気温度の温度を検出し、温度検出値に基づいて、前記出力信号の周波数の設定信号を補正するようにしている。従って、加熱部により一定化すべき温度の設定値である設定温度、即ちＯＣＸＯの設定温度よりも高い温度雰囲気で発振装置を使用した場合にも、出力信号である発振周波数が安定化する。このためヒータの設定温度を大きく上げることなく、即ち消費電力を抑えて、製品の使用温度範囲を広げ、周波数の安定度の高い発振出力を得ることができる。

本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の一部を示すブロック図である。 図２に示す一部の出力の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。 上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。 第１の発振回路の周波数ｆ１及び第２の発振回路の周波数ｆ２と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 ｆ１の変化率及びｆ２の変化率の各々を基準温度における値で.正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 周波数差検出部のディジタル出力値と温度との関係を示す特性図である。 加熱部の制御回路を示す回路図である。 上記実施形態にかかる発振装置の構造を示す概略縦断側面図である。 ｆ１の変化率を基準温度の値で正規化した値と温度との関係、及びｆ１の変化率を基準温度の値で正規化した値とｆ２の変化率を基準温度の値で正規化した値との差分ΔＦと温度との関係を示す周波数温度特性図である。 図１２の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。 補正値演算部を示すブロック図である。 温度による周波数変化の特性と製品の使用温度範囲と設定温度とを対応付けて示す説明図である。 図１５に示す温度−周波数特性図において周波数温度補償範囲を加えた様子を示す説明図である。 本発明の他の実施形態の全体構成を示すブロック図である。

図１は本発明の実施形態にかかる発振装置の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、前記ＰＬＬの参照信号を生成するためのＤＤＳ２０１を動作させるためのクロック信号を生成する水晶発振器（符号は付していない）と、この水晶発振器における水晶振動子１０、２０の置かれる雰囲気の温度を調整するための加熱部であるヒータ５と、を備えている。従って発振装置はＯＣＸＯである。

またこの発振装置は、制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部も備えている。温度補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当し、前記ヒータ５を制御するための回路部分と共用化している。
制御回路部２００は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差がチャージポンプ２０４によりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。

しかし前記基準クロックの周波数が温度特性をもっているため、この温度特性をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算部６０にて加算している。ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。

この実施の形態は、以下に述べるように基準クロックを作成する水晶発振器がＯＣＸＯとして構成されており、このため基準クロックの周波数は安定しているので、当該基準クロックの温度特性は見えてこないといえる。しかしヒータの不具合などが起こったときには、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分を補償するように構成しておくことにより、極めて信頼性の高い周波数シンセサイザを構成することができる利点がある。

次に本発明の水晶発振器に相当するＯＣＸＯの部分について説明する。この水晶発振器は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。

第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０には夫々第１の発振回路１及び第２の発振回路２が接続されている。これら発振回路１、２の出力は、いずれについても例えば水晶振動子１０、２０のオーバートーン（高調波）であってもよいし、基本波であってもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。

ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１（ｆ１ｒ）とｆ２（ｆ２ｒ）との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。本発明は、周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３で得られる値は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝である。ただし、図面では周波数差検出部３の出力の表示は略記している。

図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１は、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である（ｆ２−ｆ１）／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。

フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒ（基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分）に対応する直流電圧と加算する。Δｆｒに対応する直流電圧のデータは図２に示すメモリ３０に格納されている。

この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示し、かつ直感的に把握できるようにするために極めて模式的な説明をしておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＬ３６から出力される。

前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。

この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。

ところで既述のように実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとして取り扱うことができる。

またフリップフロップ３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。このためループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができるが、平均化回路３７を設けない構成としてもよい。

ここでＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報であるＯＳＣ２−ＯＳＣ１に関して図７から図１０を参照して説明する。図７は、ｆ１及びｆ２を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。第１の発振回路１における２５℃のときの周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路２における２５℃のときの周波数をｆ２ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、図７の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）及び（ｆ２−ｆ２ｒ）ということになる。

また図８は、図７に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図８の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ及び（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒであり、即ち既述のようにＯＳＣ１及びＯＳＣ２である。なお図８の縦軸の値の単位はｐｐｍである。

図９は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。

図１に説明を戻すと、周波数差検出部３の出力値は、実質（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）であり、この値は図９に示したように水晶振動子１０、２０が置かれている温度検出値ということができる。そこで周波数差検出部３の後段に加算器（偏差分取り出し回路）６を設け、ディジタル信号である温度設定値（設定温度におけるＯＳＣ２−ＯＳＣ１の３４ビットのディジタル値）と周波数差検出部３の出力であるＯＳＣ２−ＯＳＣ１との差分を取り出すようにしている。温度設定値は、水晶発振器の出力を得るための第１の水晶振動子１０に対応するＯＳＣ１の値が温度変化により変動しにくい温度を選択することが好ましい。この温度は図８に示すＯＳＣ１と温度との関係カーブにおいて例えばボトム部分に対応する５０℃が選択される。なお、ＯＳＣ１の値が温度変化により変動しにくい温度という観点では１０度を設定温度としてもよく、この場合には室温よりも低い場合もあるので、加熱部及びペルチェ素子などの冷却部と組み合わせた温調部を設けることになる。
そして加算器６の後段には積分回路部に相当するループフィルタ６１が設けられている。

更にループフィルタ６１の後段には、ＰＷＭ内挿部６２が設けられている。ＰＷＭ内挿部６２は、１４ビットのディジタル信号（−２^１３から＋２^１３ までの２の補数）を一定時間のパルス信号で表現する変換を行う。例えば最小Ｈパルス幅が１０ｎｓｅｃの場合には、２^１４ ＊１０^−９ ＝１６．３８４ｍｓｅｃを一定時間とし、その間のパルス数ディジタル信号を表現する。具体的には次のように表される。１４ビットのディジタル値がゼロのときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数は２^１３ 個である。１４ビットのディジタル値が−２^１３のときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数はゼロ個である。１４ビットのディジタル値が２^１３ −１のときには、１６．３８４ｍｓｅｃ間のＨパルス数は２^１４ −１個である。

ＰＷＭ内挿部６２の後段には、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６３が設けられ、ＰＷＭ内挿部６２からの出力を平均化して当該出力であるパルス数に応じた直流電圧を出力する。即ち、この例ではＰＷＭ内挿部６２及びローパスフィルタ６３は、ディジタル値をアナログ値に変換するためのものであり、これらを用いることに代えてディジタル／アナログ変換器を用いてもよい。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６３の後段には、加熱部に相当するヒータ回路５が設けられている。このヒータ回路５は、図１０に示すようにローパスフィルタ６３の出力端がベースに接続されると共に電源部Ｖｃからコレクタに電圧が供給されるトランジスタ６４とこのトランジスタ６４のエミッタとアースとの間に接続された抵抗６５とからなる。トランジスタ６４のベースに供給される電圧と、トランジスタ６４の消費電力及び抵抗６５の消費電力との合計電力と、の関係は直線関係になっており、このため既述の温度データと温度設定値との差分に応じて発熱温度が直線的に制御される。この例では、トランジスタ６４も発熱部の一部であることから、ヒータとヒータ制御回路とが兼用されたヒータ回路５という表現を用いている。

図１１は、図１に示す発振装置の概略構造を示す図である。５１は容器、５２は容器５１内に設けられたプリント基板である。プリント基板５２の上面側には、水晶振動子１０、２０と、発振回路１、２及び周波数差検出部３などを含むディジタル処理を行う回路をワンチップ化した集積回路部３００及び制御回路部２００などが設けられている。またプリント基板５２の下面側には、例えば水晶振動子１０、２０と対向する位置にヒータ５が設けられ、このヒータ５の発熱により、水晶振動子１０、２０が設定温度に維持されている。

またこの実施の形態に係る発振装置は、既述のように制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部も備えている。即ちこの例の発振装置は、ＯＣＸＯとＴＣＸＯとを組み合わせたものである。この温度補償部は、水晶振動子１０、２０、発振回路１、２、周波数差検出部３及び補正値演算部４からなる。即ち、周波数差検出部３は、ヒータ５の温度制御を行う部分の一部であるが、前記温度補償部の一部でもある。
ＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報は、図１に示す補正値取得部である補正値演算部４に入力され、ここで周波数の補正値が演算される。周波数ずれ情報については既に述べたとおりである。

図１２は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。そして一般的には水晶振動子の周波数温度特性は３次関数で表わされると言われていることから、この３次関数による周波数変動分を相殺する周波数補正値と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を求めておけば、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の検出値に基づいて周波数補正値が求まることになる。

この実施形態の発振装置は、既述のように第１の発振回路１から得られる周波数信号（ｆ１）を図１に示す制御回路部２００の基準クロックとして用いており、この基準クロックに周波数温度特性が存在することから、基準クロックの周波数に対して温度補正を行おうとしている。このため先ず基準温度で正規化した、温度とｆ１との関係を示す関数を予め求めておき、この関数によるｆ１の周波数変動分を相殺するための関数を図１３のように求めておく。なお詳しくは、前記関数のｆ１は、基準温度における周波数の変動率である（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ＝ＯＳＣ１である。従って図１３の縦軸は−ＯＳＣ１である。この例では温度補正を高精度に行うために前記関数を例えば９次関数として定めている。

既述のように温度と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）とが直線関係にあることから、図１３の横軸は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値としているが、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をそのまま用いると、この値を特定するためのデータ量が多くなることから、次のようにして（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を正規化している。即ち、発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。この例では図１３に示すように−３０ｐｐｍを＋１とし、＋３０ｐｐｍを−１としている。

水晶振動子における温度に対する周波数特性は、この例では９次の多項近似式として取り扱っている。具体的には、水晶振動子の生産時に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を実測により取得し、この実測データから、温度に対する周波数変動分を相殺する、温度と−ＯＳＣ１との関係を示す補正周波数曲線を導き出し、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予めメモリ３０（図１参照）に記憶しておき、補正値演算部４は、これら多項近似式係数を用いて（１）式の演算処理を行う。

Ｙ＝Ｐ１・Ｘ^９ ＋Ｐ２・Ｘ^８ ＋Ｐ３・Ｘ^７ ＋Ｐ４・Ｘ^６ ＋Ｐ５・Ｘ^５ ＋Ｐ６・Ｘ^４ ＋Ｐ７・Ｘ^３ ＋Ｐ８・Ｘ^２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（１）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。

ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部３により得られた値、即ち図２に示す平均化回路３７により得られた値（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）である。
補正値演算部４にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１１に示す。図１４中、４０１〜４０９は（１）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、補正値演算部４は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。

次に上述の実施の形態の全体の動作についてまとめる。この発振装置の水晶発振器に着目すると、水晶発振器の出力は第１の発振回路１から出力される周波数信号に相当する。そしてヒータ５により水晶振動子１０、２０の置かれる雰囲気が設定温度になるように加熱されている。第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１は、水晶発振器の出力である周波数信号を生成するものであるが、第２の水晶振動子２０及び第２の発振回路２と共に温度検出部としての役割を持っている。これら発振回路１、２から各々得られる周波数信号の周波数差に対応する値ＯＳＣ２−ＯＳＣ１は、既述のように温度に対応し、加算部にて温度設定値（例えば５０℃におけるＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値）との差分が取り出される。

この差分はループフィルタ６１で積分され、その後直流電圧に変換されてヒータ５の制御電力が調整される。図９に示す特性図からわかるように、５０℃のときのＯＳＣ１の値を−１．５×１０^５とすると、加算器６の出力は、温度が５０℃よりも低いときには正の値であって、温度が下がるに従って大きくなる。従って水晶振動子１０、２０が置かれている雰囲気温度が５０℃よりも低くなるほど、ヒータ５の制御電力が大きくなるように作用する。また雰囲気温度が５０℃よりも高いときには負の値になり、温度が上がるにつれてその絶対値が大きくなる。従って温度が５０℃よりも高くなるほど、ヒータの供給電力が小さくなるように作用する。このため水晶振動子１０、２０が置かれる雰囲気の温度は設定温度である５０℃に維持されようとするので、発振出力である第１の発振器１からの出力周波数が安定する。この結果、第１の発振器１からの出力をクロック信号として用いている制御回路部２００において、位相比較部２０５に供給される参照信号の周波数が安定するので、発振装置（周波数シンセサイザ）の出力である電圧制御発振器１００からの出力周波数も安定する。

一方、周波数差検出部３からの出力（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は補正値演算部４に入力され、既述の（１）式の演算が実行されて温度補正データである周波数補正分が得られる。（１）式の演算は、例えば図１３に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正周波数曲線の縦軸の値を求める処理である。

図１に示すように第１の水晶振動子１１及び第２の水晶振動子１２は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１１、１２の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って周波数差検出部３の出力は、環境温度と基準温度（この例では２５℃）との温度差情報である。第１の発振回路１１の出力される周波数信号ｆ１は制御部２００のメインクロックとして使用されるものであることから、補正値演算部４にて得られた補正値は、温度が２５℃からずれたことによるｆ１の周波数ずれ分に基づく制御部２００の動作への影響を相殺するために制御部２００の動作を補償するための信号として用いられる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が温度変動にかかわらず安定したものとなる。

以上のように上述実施の形態によれば、水晶振動子１０、２０の各々から得られる周波数信号の周波数差に相当する値の両者の差分を温度検出値として用い、水晶振動子１０、２０の雰囲気温度を管理しているヒータ５を前記温度検出値に基づいて制御している。このため雰囲気温度を設定温度に高精度に維持することができ、水晶発振器の出力（第１の発振器１の出力）が安定する。

更にこの実施の形態では水晶発振器の出力を発振装置である周波数シンセサイザの発振出力を作成する制御回路部２００にクロック信号として供給し、そして周波数差に相当する値を用いて前記クロック信号を補正している。即ち、周波数シンセサイザは、補正値演算部４にて得られた補正値を、ＤＤＳ２０１の周波数設定値に加算して、ＤＤＳ２０１に入力されるメインクロック（ｆ１）の温度補償を行っている。このように周波数シンセサイザがＯＣＸＯとＴＣＸＯとの両方の機能を備えることにより次の利点がある。メーカは周波数シンセサイザの使用温度範囲を定めているが、ユーザが使用温度範囲から外れた環境で周波数シンセサイザを使用した場合でも、出力周波数が安定している。またヒータによる温度設定値を高くして、使用温度範囲の上限値を高くしようとする場合には、ヒータの消費電力が大きくなりヒータ回路の規模も大きくなるが、ＴＣＸＯの機能を用いることにより、ヒータの消費電力を抑えることができる利点がある。
図１５及び図１６は、温度と周波数偏差（基準温度における周波数に対する周波数変化分の割合）との関係を示す周波数温度特性のグラフを示しており、ＺＴＣ(頂点の温度、この例ではボトムの温度)を、ヒータ回路５による雰囲気の設定温度としている例に対応する。この例ではＺＴＣが８０℃であり、ヒータ回路５による温度制御範囲は８０±５℃であり、製品の使用温度範囲は７０℃である。この場合、ＯＣＸＯだけの機能に頼って製品の使用温度範囲を８５℃まで広げようとすると、例えばＺＴＣが９５℃である水晶片を用い、９５℃を設定温度とすればよい。しかしこのようにすると、ヒータ回路５の規模が大きくなり、また消費電力も大きくなる。
これに対して上述実施の形態のようにＴＣＸＯの機能を備えていれば、雰囲気温度が８５℃を越えても、図１５に示すように周波数設定値の温度補正がされることから、ヒータ回路５の規模を大きくすることが避けられる利点がある。
ここでループフィルタ６１はループゲイン及びダンピングを決定するための回路であり、ループゲイン及びダンピングは夫々ディジタル値によって係数を調整できる。ループ係数をディジタル化することで構造変更による熱伝達係数が変わっても、構造ごとに係数を容易に調整することが可能である。

上述の例では、水晶振動子１０、２０の各々の３次オーバートンを出力周波数として取り出しており、オーバートーンの周波数温度特性は温度変化が大きいことから、これらの差分に対応する値は、温度に対して感度がよいということができ、好ましい態様である。しかし水晶振動子１０、２０の各基本波を出力周波数として取り出してこれらの差分に対応する値を温度値として用いてもよい。あるいは水晶振動子１０、２０の一方及び他方から夫々基本波、オーバートーンを取り出し、これらの差分に対応する値を温度値として取り扱ってもよい。

また周波数差検出情報を求めるために、ｆ１とｆ２との差分周波数に対応するパルスを作成し、ＤＤＳ回路部から出力された鋸波信号を前記パルスによりラッチ回路でラッチし、ラッチされた信号値を積分してその積分値を前記周波数差として出力すると共に、この出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力してＰＬＬを構成している。特許文献１のようにｆ１、ｆ２をカウントしてその差分を取得する場合には、カウント時間が検出精度に直接影響するが、このような構成では、このような問題がないため検出精度が高い。実際に両者の方式をシミュレーションにより比較し、周波数をカウントする方式においては２００ｍｓのカウント時間を設定したところ、検出精度について本実施形態の方式の方が約５０倍高いという結果を得た。

周波数差検出部３は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、（ｆ１−ｆ１ｒ）と（ｆ２−ｆ２ｒ）との差分値そのものを用いてもよく、この場合には、図７のグラフが活用されて温度が求められることになる。

上述の実施形態において、図８から図１０の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のデジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路３６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。

上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（２）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（２）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（３）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（３）
従って（２）、（３）式から、（４）式の関係が成り立つ。

１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（４）
即ちＤＤＳ回路３６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。

更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。このような構成によれば、実質同一の温度環境下に置かれるため、同様の効果が得られる。

周波数差検出部３のＤＤＳ回路部３６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。 また周波数差検出部３としては、ｆ１とｆ２とをカウンタによりカウントし、そのカウント値の差分値からΔｆｒに相当する値を差し引いて、得られたカウント値に対応する値を出力するようにしてもよい。
以上の実施の形態では、第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１は温度検出値を取り出す役割と水晶発振器の出力を作成する役割とを持っている。即ち発振回路１は温度検出のための発振回路と、水晶発振器の出力用の発振回路とを共用している。しかし本発明は、例えば水晶振動子を３個用意すると共に発振回路を３個用意し、例えば図１の構成において、第３の水晶振動子と当該水晶振動子に接続された第３の発振回路とを用意し、第３の発振回路の出力を水晶発振器の出力とし、残りの第１の発振回路及び第２の発振回路の発振出力を周波数差検出部に入力し温度検出値を得るようにしてもよい。この場合、ＯＣＸＯとＴＣＸＯとを組み合わせたものとするならば、第３の水晶発振回路の出力がＤＤＳ２０１のクロックとして使用されることになる。
図１及び図１５に示す発振装置である周波数シンセサイザは、水晶振動子１０、２０、発振回路１、２、周波数差検出部３、加算部６〜ヒータ回路５に至る部分からなる、本発明の実施形態である水晶発振器を利用して構成されている。しかし、本発明は、周波数シンセサイザとして構成することに限られず、第１の発振回路１の発振出力を、本発明の水晶発振器の出力とする構成、つまり制御回路部２００を用いない構成としてもよい。
即ち、図１の実施形態では、発振出力用の水晶振動子１０に接続された発振回路１の発振出力に基づいて、つまり当該発振回路１の発振出力を、本体回路部に相当する制御回路部２００のＤＤＳ２０１のクロックとして使用し、発振装置の出力信号としては、ＶＣＸＯ１００の出力が相当する。しかし本発明は、発振出力用の水晶振動子１０に接続された発振回路１の発振出力がそのまま発振装置の出力信号としてもよいということである。
また本発明は、加熱部に相当するヒータ回路５の電力制御を行うにあたって、第２の水晶振動子２０、周波数差検出部３を用いる代わりにサーミスタなどの温度検出部を用い、この温度検出部の温度検出値と温度設定値との偏差分に基づいて電力制御を行うようにしてもよい。そしてこの場合には、補正値演算部４に相当する演算部では、図１３に相当するアルゴリズムの横軸が当該温度検出部の温度検出値となる。なお、ＯＣＸＯにおけるヒータ回路５を制御するための温度検出部と、ＴＣＸＯの機能部分の一部である温度検出部とは、異なっていてもよい。
そして発振装置は、周波数シンセサイザとして構成せずに、図１７に示すように発振出力用の水晶振動子１０の第１の発振回路１の出力ｆ１を発振装置の出力とする場合には、周波数設定信号は、例えば第１の発振回路１に供給される制御電圧に相当するので、補正値演算部にて求められた補正値は、制御電圧の補正量として加算される。例えばコルピッツ発振回路であれば、可変容量素子に供給する制御電圧に応じて当該可変容量素子の容量が決まり、これにより共振点が決まることから、図１３に対応するデータに基づいて、雰囲気温度が基準温度からずれたことによる発振周波数の変動分を制御電圧側で補償することになる。

１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
３１ フリップフロップ回路
３２ ワンショット回路
３３ ラッチ回路
３４ ループフィルタ
３５ 加算部
３６ ＤＤＳ回路部
４ 補正値演算部（補正値取得部）
５ ヒータ回路
６ 加算部
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部

Claims (9)

1. 発振出力用の水晶振動子に接続された発振回路の発振出力に基づいて発振装置の出力信号を得る発振装置において、
   前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の一定化を図るための加熱部と、
   水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
   水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
   これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
   第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値を温度検出値として求める周波数差検出部と、
   水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の温度設定値と前記温度検出値との偏差分を取り出す加算部と、
   この加算部にて取り出された偏差分に基づいて前記加熱部に供給される電力を制御する回路部と、
   水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する温度検出部と、
   この温度検出部にて検出された温度検出値と、前記温度検出値と前記発振出力用の水晶振動子に接続された発振回路の発振出力の周波数補正値との関係と、に基づいて、前記出力信号の周波数の設定値を補正する手段と、を備えたことを特徴とする発振装置。
2. 前記温度検出部は、前記第１の水晶振動子、前記第２の水晶振動子、前記第１の発振回路、前記第２の発振回路及び前記周波数差検出部からなることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
3. ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値は、｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝であることを特徴とする請求項１または２に記載の発振装置。
4. 前記発振出力用の水晶振動子と、第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子の一方と、が共用されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の水晶発振器。
5. 第１の発振回路及び第２の発振回路は各々オーバートーンを発振出力とすることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の発振装置。
6. 前記周波数差検出部は、
   前記ｆ１とｆ２との差分に対応する周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒとｆ２ｒとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一項に記載の発振装置。
7. 発振出力用の水晶振動子に接続された発振回路の発振出力をクロック信号とし、ＰＬＬを含む発振装置の本体回路部と、を備え、
   前記出力信号の周波数の設定値を補正する手段は、前記本体回路部に入力される周波数設定信号を補正するように構成されていることを特徴とする発振装置。
8. 水晶振動子に接続された発振回路の発振出力に基づいて発振装置の出力信号を得る発振装置において、
   前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度の一定化を図るための加熱部と、
   前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する第１の温度検出部と、
   この第１の温度検出部の温度検出値と温度設定値とに基づいて前記加熱部に供給される電力を制御する回路部と、
   前記水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を検出する第２の温度検出部と、
   この第２の温度検出部の温度検出値と基準温度との偏差に対応する信号に基づいて、当該周波数の設定信号を補正する手段と、を備えたことを特徴とする発振装置。
9. 前記第１の温度検出部は第２の温度検出部を共用していることを特徴とする請求項８記載の発振装置。

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