JP6288777B2 - 発振装置 - Google Patents
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Description
前記温度検出値に基づいて生成される制御信号の信号路に介挿されたバッファアンプと、
電源部と接地との間にコレクタ及びエミッタが位置するように設けられ、ベースが前記バッファアンプの出力端に接続されるトランジスタからなるヒーターと、
前記電源部の電圧変動による前記ヒーターに供給される電力の変動が抑制されるように、前記バッファアンプの利得を調整するために設けられ、前記電源部の電圧に対応する電圧と予め設定された電圧との差分を増幅して前記バッファアンプの利得調整端に入力する第1の差動アンプと、
を備えたことを特徴とする。
前記温度検出値と温度目標値との差分を取り出す加算部と、
正の電圧を供給する電源部に接続される発熱用抵抗と、当該発熱用抵抗を介して前記電源部にエミッタが接続され、コレクタが接地されたPNP型トランジスタと、からなるヒーターと、
予め設定した電圧を供給するための定電圧供給部と、
出力端が前記PNP型トランジスタのベースに接続され、正の入力端に前記加算部により取り出された差分に対応する電圧が供給され、負の入力端に前記定電圧供給部から電圧が供給される差動アンプと、
前記発熱用抵抗と前記エミッタとの間と、前記定電圧供給部との間とに互いに直列に接続されて設けられる第1の分圧抵抗及び第2の分圧抵抗と、
前記加算部と前記差動アンプの正の入力端との間に介設される第3の分圧抵抗と、
前記電源部と前記発熱用抵抗との間と、前記差動アンプの正の入力端と前記第3の分圧抵抗との間とに接続される第4の分圧抵抗と、
を備え、
第1の分圧抵抗と第2の分圧抵抗との間と前記差動アンプの負の入力端とが接続されることを特徴とする。
図1は、本発明の実施形態に係るOCXO1のブロック図である。OCXO1には、第1の水晶振動子11、第2の水晶振動子12と、これらの水晶振動子を発振させる第1の発振回路11A、第2の発振回路12Aとが含まれる。第1の発振回路11A、12Aは、例えばコルピッツ型の発振回路により構成される。第1の発振回路11A及び第2の発振回路12Aの後段側には、周波数差検出部13、補正値演算部14、加算部15、PLL回路部16、ローパスフィルタ(LPF)17及び水晶電圧制御発振器(VCXO)18が接続されている。これらの各回路は、恒温槽の中に設けられる。
まとめると、Vccが2Vから2.2Vに上昇すると、差動増幅器31への入力電圧VA、VBが共に上昇するが、VA、VBの上昇率は互いに異なる。その結果VA、VBの上昇によって、PNPトランジスタ32のベース電位が低くなり、このためトランジスタ32のエミッタ電圧V0が(0.2+0.04RL)Vだけ上昇するように各部品の回路定数が決められている。
また、上記のようにLPF24からの出力電圧Vpは、水晶振動子11、12の周囲温度の検出値に対応しており、この出力電圧Vpが差動増幅器31に入力されるので、差動増幅器31からの出力は、この温度検出値の変動によって変動する。このように温度検出値に応じた電圧と、電源電圧Vccに応じた電圧とに基づいて、前記ヒーター電力Pが制御されることで、水晶振動子11、12の周囲温度が一定になるように制御される。
第2の実施形態に係るOCXO5について、OCXO1との差異点を中心に説明する。このOCXO5におけるOCXO1に対する差異点としては、図3に示すようにPWM回路23の後段に発熱制御回路50を備えていることである。第1の実施形態でPWM回路23の後段に設けられるLPF24は、後述するように発熱制御回路50に含まれるものとする。
本発明に関連して行われた評価試験について説明する。評価試験1−1として、第1の実施形態で説明したOCXO1と略同様に構成されたOCXO(試験用OCXOと表記する)の発振出力周波数から得られる周波数偏差と、トランジスタ32のコレクタから出力される電流の値とを測定する試験を行った。この試験用OCXOは、LPF24の後段に制御電圧供給回路4を備えていないため、LPF24の出力電圧が当該制御電圧供給回路4で調整されずにトランジスタ32に供給される。電源電圧Vccは3.3V±2.5%の範囲で変動させて、前記測定を行った。
評価試験1−2として、試験用OCXOの代わりに第1の実施形態で説明したOCXO1を用いて、評価試験1−1と同様の条件で試験を行った。図9のグラフはこの評価試験1−2の結果を示しており、図8と同様に周波数偏差が変動する様子と、コレクタから出力される電流が変動する様子とを示している。グラフから明らかなように、評価試験1−2では周波数偏差のオーバーシュートが観察されず、周波数偏差の変動する範囲が、評価試験1−1における周波数偏差の変動する範囲よりも小さかった。つまり、制御電圧供給回路4を備えることでOCXO1は、その出力周波数について高い安定性を有することが示された。
第1の実施形態で説明した発熱制御回路3について、入力端子26へ供給する電源電圧Vccを、3.3V±5%の範囲において縦軸に当該電源電圧、横軸に時間を夫々表したグラフでサイン波を描くように変動させる。そして、このように電源電圧Vccを変動させながら、PWM回路23からLPF24への出力が次第に上昇したものとして、トランジスタ32のヒーター電力P(=Vcc×I)を測定した。
第1の実施形態で説明した発熱制御回路3について、入力端子26へ供給する電源電圧Vccを、縦軸に当該電源電圧、横軸に時間を夫々表したグラフでサイン波を描くように変動させながら、その値を次第に上昇させると共に、LPF24から発熱制御回路3に供給される出力電圧V1を次第に上昇させた。このときのトランジスタ32のコレクタに供給される電圧(既述の電圧V0)、電流I、及びこれら電圧と電流とから算出される電力を求めた。また、発熱用抵抗RLに供給される電圧、電流I、及びこれら電圧と電流とから算出される電力を求めた。これら電流、電圧の測定箇所について、図2中にポイントS、Tとして示している。
第2の実施形態で説明したOCXO5の発熱制御回路50について、評価試験2と同様に電源電圧Vccと、LPF24からの出力電圧V1(図4参照)とを変動させながらヒーター電力Pを測定した。図16のグラフは、この評価試験4の結果を示している。この図16のグラフにおいて、測定されたヒーター電力Pの単位については評価試験2の図10のグラフと異なり、mWとしている。電源電圧Vccについてサイン波を描くように変動させているため、電圧V1についてはその影響を受けることにより評価試験2と異なり、グラフに示されるように波状に変動しながら次第に上昇している。そして測定中においてヒーター電力Pは一次直線を描くように、時間が経過するに従って低下している。即ち、電源電圧Vccの変動による、ヒーター電力Pの変動の幅が極めて少ない。
第2の実施形態で説明した発熱制御回路50について、入力端子26へ供給する電源電圧Vccを、縦軸に当該電源電圧、横軸に時間を夫々表したグラフでサイン波を描くように変動させながら、LPF24からの出力電圧V1を時間と共に上昇させた。図17はこの電源電圧Vccについてのグラフであり、横軸に前記電圧V1(単位:V)、縦軸に前記電源電圧Vccを夫々示している。図示の便宜上、波形を一部しか示していないが、前記電圧V1を0V〜2.7Vに変動させるまでの間、周期的に電源電圧Vccを変動させた。このように電源電圧Vcc及び電圧V1を変動させたときにおける、トランジスタ32に供給される電力及び発熱用抵抗RLに供給される電力を夫々測定した。
第3の実施形態に係るOCXO8について、図21を参照しながら第2の実施形態のOCXO5との差異点を中心に説明する。このOCXO8は、DSP(Digital Signal Processor)ブロック81及び分周器86を備えている。DSPブロック81は、既述の周波数差検出部13、補正値演算部14、加算部15及びPWM(Pulse with Modulation)回路23に加えて、PI演算部82及び1次補正部83を含んでいる。また、OCXO8においては、図1で示したメモリ10をレジスタ84として示し、既述したPLL回路部16とVCXO18とを1つのPLLブロック85として示している。PLLブロック85の出力は、上記のVCXO18の出力であり、このVCXO18の出力が分周器86により分周されて、当該OCXO8の出力となる。
評価試験6
評価試験6−1として、図22で説明した発熱制御回路80についてPWM回路23からの出力レベルを変化させて、ヒーター電力(単位:W)を測定した。電源電圧VCCは測定を行う度に変更し、各測定において夫々5V、4.75V、5.25Vに設定した。図24は、この測定結果を示すグラフであり、グラフの横軸、縦軸はPWM回路23の出力レベル、ヒーター電力を夫々示している。VCCが5V、4.75V、5.25Vの場合で、グラフの形状は略同一となった。つまり、この発熱制御回路80では、電源電圧VCCの変化によるヒーター電力の変動が抑えられている。
11、12 水晶振動子
13 周波数差検出部
26 電源電圧入力端子
3、30 発熱制御回路
31 差動増幅器
32 PNP型トランジスタ
4 制御電圧供給回路
60、89 電源電圧供給回路
90、96 発熱回路
Claims (7)
- 発振出力用の水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を温度検出部により検出し、温度検出値に基づいてヒーターの温度を制御して前記温度を安定化させる発振装置において、
前記温度検出値に基づいて生成される制御信号の信号路に介挿されたバッファアンプと、
電源部と接地との間にコレクタ及びエミッタが位置するように設けられ、ベースが前記バッファアンプの出力端に接続されるトランジスタからなるヒーターと、
前記電源部の電圧変動による前記ヒーターに供給される電力の変動が抑制されるように、前記バッファアンプの利得を調整するために設けられ、前記電源部の電圧に対応する電圧と予め設定された電圧との差分を増幅して前記バッファアンプの利得調整端に入力する第1の差動アンプと、
を備えたことを特徴とする発振装置。 - 前記ヒーターは、正の電圧を供給する前記電源部と前記接地との間に設けられる発熱用抵抗を含むことを特徴とする請求項1記載の発振装置。
- 前記バッファアンプの出力側に設けられ、前記電源部の電圧に対応する電圧と前記バッファアンプの出力側の電圧とが夫々正の入力端及び負の入力端の一方及び他方に入力されると共に、出力端が前記トランジスタのベースに接続される第2の差動アンプを含み、前記電源部の電圧変動を相殺するように前記トランジスタに電流が流れるように構成された電圧変動抑制部を備えることを特徴とする請求項1または2記載の発振装置。
- 前記ヒーターは、正の電圧を供給する前記電源部と前記接地との間に設けられる発熱用抵抗を含み、
前記トランジスタは、前記電源部に前記発熱用抵抗を介してエミッタが接続され、コレクタが接地されたPNP型トランジスタであり、
前記発熱用抵抗と前記エミッタとの間に、直列に接続された第1の分圧抵抗及び第2の分圧抵抗を介して予め設定した電圧を供給するための定電圧供給部が接続され、
前記バッファアンプの後段において制御信号の信号路に介挿されると共に、前記第2の差動アンプの正の入力端に接続される第3の分圧抵抗と、
前記電源部と前記発熱用抵抗との間と、前記第2の差動アンプの正の入力端と前記第3の分圧抵抗との間とに接続される第4の分圧抵抗と、
を備え、
第1の分圧抵抗と第2の分圧抵抗との間と前記第2の差動アンプの負の入力端とが接続されることを特徴とする請求項3記載の発振装置。 - 発振出力用の水晶振動子が置かれる雰囲気の温度を温度検出部により検出し、温度検出値に基づいてヒーターの温度を制御して前記温度を安定化させる発振装置において、
前記温度検出値と温度目標値との差分を取り出す加算部と、
正の電圧を供給する電源部に接続される発熱用抵抗と、当該発熱用抵抗を介して前記電源部にエミッタが接続され、コレクタが接地されたPNP型トランジスタと、からなるヒーターと、
予め設定した電圧を供給するための定電圧供給部と、
出力端が前記PNP型トランジスタのベースに接続され、正の入力端に前記加算部により取り出された差分に対応する電圧が供給され、負の入力端に前記定電圧供給部から電圧が供給される差動アンプと、
前記発熱用抵抗と前記エミッタとの間と、前記定電圧供給部との間とに互いに直列に接続されて設けられる第1の分圧抵抗及び第2の分圧抵抗と、
前記加算部と前記差動アンプの正の入力端との間に介設される第3の分圧抵抗と、
前記電源部と前記発熱用抵抗との間と、前記差動アンプの正の入力端と前記第3の分圧抵抗との間とに接続される第4の分圧抵抗と、
を備え、
第1の分圧抵抗と第2の分圧抵抗との間と前記差動アンプの負の入力端とが接続されることを特徴とする発振装置。 - 前記温度検出部は、第1の水晶振動子及び第2の水晶振動子と、これら水晶振動子に夫々接続された第1の発振回路及び第2の発振回路と、これら発振回路の発振周波数の差分に相当する信号を温度検出値として取り出す周波数差検出部と、を備えたことを特徴とする請求項1ないし5のいずれか一つに記載の発振装置。
- 前記発振出力用の水晶振動子は、前記第1の水晶振動子であることを特徴とする請求項6記載の発振装置。
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