JP2013038598A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】メモリの容量を抑えることができる発振装置を提供すること。
【解決手段】第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する差分対応値を求める周波数差検出部と、この周波数差検出部にて検出された前記差分対応値ｘに基づいて環境温度が基準温度と異なることに起因するｆ１の周波数補正値を取得する補正値取得部と、を備え、装置固有の除算係数をｋとすると、前記補正値取得部は、ｘ／ｋに相当する値であるＸについてｎ次の多項式を演算することによりｆ１の周波数補正値を求める機能を備えるように装置を構成して、多項式の係数を小さくする。
【選択図】図１

Description

本発明は、水晶振動子が置かれる温度を検出し、温度検出結果に基づいて出力周波数の温度補償を行う発振装置に関する。

水晶発振器は、極めて高い周波数安定度が要求されるアプリケーションに組み込まれる場合には、通常ＯＣＸＯが一般的に用いられているが、ＯＣＸＯは装置が大掛かりであり、消費電力が大きい。このため簡素な構成であり、消費電力の少ないＴＣＸＯを利用することが検討されているが、ＴＣＸＯは温度に対する周波数安定度がＯＣＸＯに比べて劣る欠点がある。
図１９はＴＣＸＯの一般的な構成を示している。９０は水晶振動子、９１は発振回路であり、制御電圧発生部９３から電圧可変容量素子９２に供給される制御電圧を変えることにより、電圧可変容量素子９２の容量をコントロールして発振周波数（出力周波数）が調整される。

水晶振動子９０は温度に応じて周波数が変化するため、制御電圧発生部９３は、温度検出器９４により検出した温度に応じて制御電圧を補正している。具体的には、水晶振動子９０の周波数温度特性を基準温度にて正規化した関数である例えば３次関数をメモリ９５内に格納し、この関数（周波数温度特性）に基づいて温度検出値に対応する周波数を読み出す。即ち基準温度時の周波数に対してそのときの温度おける周波数がどのくらいずれているかを読み出し、この周波数のずれ分に対応する制御電圧を温度補償量として、基準温度時の周波数に対応する制御電圧から差し引くようにしている。

しかしながら、きめ細かな温度補正制御を行おうとすると、周波数温度特性の関数を規定するデータ量が大きくなり、メモリ９５として大容量のものが必要になることから高価なものになってしまう。また温度検出器としては通常サーミスタが用いられることから、前記データ量を大きくしても、温度検出器の検出精度の限界により、周波数精度の向上が期待できない。
更に温度検出器９４と水晶振動子９０とは、配置位置が異なることから、水晶振動子９０の実際の温度情報を正確に得ることができないため、この点からも周波数精度の向上が期待できない。

特許文献１の図２及び図３には、共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成することが記載されている。また段落００１８には、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れるので、この周波数差を計測することにより温度を計測することと同じになると記載されている。そしてこの周波数差Δｆと補正すべき周波数の量との関係をＲＯＭに記憶させ、Δｆに基づいて周波数補正量を読み出している。

しかしながらこの手法は、段落００１９に記載されているように、所望の出力周波数ｆ０と、２つの水晶振動子の夫々の周波数ｆ１、ｆ２と、について、ｆ０≒ｆ１≒ｆ２の関係となるように水晶振動子の調整を行う必要があるため、水晶振動子の製造工程が複雑になる上、高い歩留まりが得られないという課題がある。更にまた図４に示されているように、各水晶振動子からの周波数信号であるクロックを一定時間カウントしてその差分（ｆ１−ｆ２）を求めているため、検出時間に検出精度が直接影響し、高精度な温度補償が困難である。

特開２００１−２９２０３０号

本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、発振装置において、環境温度が基準温度と異なることに起因する発振周波数の変動を補正するための関数を規定するデータの量を抑え、当該データを記憶するメモリの容量を小さくすることができる技術を提供することである。

本発明の発振装置は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する差分対応値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分対応値ｘに基づいて環境温度が基準温度と異なることに起因するｆ１の周波数補正値を取得する補正値取得部と、を備え、
イ）多項式の係数を小さくするために導入した装置固有の除算係数をｋとすると、前記補正値取得部は、ｘ／ｋに相当する値であるＸについてｎ（ｎは４以上）次の多項式を演算することによりｆ１の周波数補正値を求める機能を備え、
ロ）前記除算係数ｋは、測定温度範囲において予め検出した前記差分対応値の最大値に応じて予め設定された値であり、
ハ）発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
ニ）前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。

前記補正値取得部は、例えば
乗算部と、
この乗算部の出力を前記除算係数ｋで除算する除算部と、
この除算部の出力を前記多項式の定数に順次積算する積算部と、
前記除算部の出力と前記差分対応値ｘとを切り替えて前記乗算部に出力する第１の切り替え部と、
前記差分対応値ｘと多項式の各次数における係数とを切り替えて前記乗算部に出力する第２の切り替え部と、を備え、
前記第１の切り替え部及び第２の切り替え部の切り替え動作により両切り替え部からの値を乗算し、加算部から多項式の演算値を出力するように構成する。

本発明は、環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を補正する発振装置において、第１及び第２の発振回路の発振周波数をｆ１、ｆ２とし、基準温度における第１及び第２の発振回路の発振周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、これらｆ１、ｆ２、ｆ１ｒ、ｆ２ｒから得られる差分対応値を予め設定した最大値で正規化した値ｘに基づいて環境温度が基準温度と異なることに起因するｆ１の周波数補正値を取得する補正値取得部を備え、予め設定された除算係数をｋとすると、前記補正値取得部は、ｘ／ｋに相当する値であるＸについてｎ次の多項式を演算することによりｆ１の周波数補正値を求める機能を備える。これによって多項式の係数の絶対値を小さくすることができ、この係数を格納するメモリの容量を抑えることができる。

本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の一部を示すブロック図である。 図２に示す一部の出力の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。 図２に示す、ＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしている状態を模式的に示す各部の波形図である。 上記の実施形態に対応する実際の装置について前記ループにおける各部の波形図である。 第１の発振回路の周波数ｆ１及び第２の発振回路の周波数ｆ２と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 ｆ１、ｆ２の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。 ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分ΔＦと温度との関係を示す周波数温度特性図である。 図９の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。 補正値演算部を示すブロック図である。 発振装置を製造するための装置のブロック図である。 温度に対する周波数偏差の変化を示すグラフ図である。 温度に対する周波数偏差の変化を示すグラフ図である。 装置毎の補正値の誤差量の関係を示すグラフ図である。 温度に対する周波数偏差の変化を示すグラフ図である。 温度に対する周波数偏差の変化を示すグラフ図である。 温度に対する周波数偏差の変化を示すグラフ図である。 従来のＴＣＸＯを示す構成図である。

図１は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償を行う温度補償部と、を備えている。温度補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。

この制御回路部２００は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差が位相周波数比較部２０５の後段に設けられる図示しないチャージポンプによりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。

しかし前記基準クロックの周波数が温度特性をもっているため、この温度特性をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算している。図１ではこの構成については略記してあるが、ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの温度特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の温度変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。

温度補償部は、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を備えており、これら第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って一方の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、他方の分割領域と一対の電極２１、２２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このため第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は熱的に結合されたものということができる。

第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０には夫々第１の発振回路１及び第２の発振回路２が接続されている。これら発振回路１、２の出力は、いずれについても例えば水晶振動子１０、２０のオーバートーン（高調波）であってもよいし、基本波であってもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。

ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。 ３は周波数差検出部であり、この周波数差検出部３は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ２との差分と、Δｆｒとの差分である、ΔＦ＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒを取り出すための回路部である。Δｆｒは、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分である。ｆ１とｆ２との差分の一例を挙げれば、例えば数ＭＨｚである。本発明は、周波数差検出部３によりｆ１とｆ２との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ１とｆ２との差分に対応する値との差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合、より詳しく言えば、周波数差検出部３で得られる値は｛（ｆ２−ｆ１）／ｆ１｝−｛（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝]である。ただし、図面では周波数差検出部３の出力の表示は略記している。

図２は、周波数差検出部３の具体例を示している。３１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路３１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路３１は、ｆ１とｆ２との周波数差に対応する値である(ｆ２−ｆ１)／ｆ１の周波数をもつ信号が出力される。

フリップフロップ回路３１の後段には、ワンショット回路３２が設けられ、ワンショット回路３２では、フリップフロップ回路３１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図３（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路３２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路３３、積分機能を有するループフィルタ３４、加算部３５及びＤＤＳ回路部３６により構成されている。ラッチ回路３３はＤＤＳ回路部３６から出力された鋸波をワンショット回路３２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路３３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ３４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部３５はこの直流電圧とΔｆｒに対応する直流電圧と加算する。Δｆｒに対応する直流電圧に対応するデータは図２に示すメモリ３０に格納されている。

この例では加算部３５における符号は、Δｆｒに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ３４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部３６には、加算部３５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒに対応する直流電圧からループフィルタ３４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図４に極めて模式的に各部の出力の様子を示しておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒに対応する直流電圧が加算部３５を通じてＤＤＳ回路部３６に入力され、例えばΔｆｒが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＳ回路部３６から出力される。

前記鋸波がラッチ回路３３により（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１）が例えば６ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図４（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力は図４（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部３５におけるループフィルタ３４の出力側の符号が「−」であることから、加算部３５からＤＤＳ回路部３６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部３６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部３６に６ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が６ＭＨｚとなって図５（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝−１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ３４の積分値は、５ＭＨｚから６ＭＨｚへ鋸波が変化するときの１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。

この例とは逆に、Δｆｒが６ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１）が５ＭＨｚの場合には、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図４（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路３３の出力及びループフィルタ３４の出力も上昇する。このため加算部３５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ３４から出力される直流電圧は、Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）＝１ＭＨｚに対応した値となる。なお、図６は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。

ところで既述のように実際には周波数差検出部３の出力、即ち図２に示す平均化回路３７の出力は、{（ｆ２−ｆ１）／ｆ１}−{（ｆ２ｒ−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ）の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。−５０℃付近から１００℃付近までのこの値の集合は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ＝ＯＳＣ１（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ＝ＯＳＣ２（単位はｐｐｍあるいはｐｐｂ）とすると、温度に対する変化はＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実質同じカーブとなる。従って周波数差検出部３の出力は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝温度データとした取り扱うことができる。

またフリップフロップ３１においてｆ２をｆ１によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ３４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。上記のＰＬＬではループフィルタ３４の出力を、温度に対応する値であるΔｆｒと（ｆ２−ｆ１）との差分として取り扱っていることから、ループフィルタ３４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路３７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路３７を設けることにより、最終的に変動温度分の周波数ずれ情報を高精度に取得することができる。

ＰＬＬのループフィルタ３４にて得られた変動温度分の周波数ずれ情報、この例ではΔｆｒ−（ｆ２−ｆ１）は、図１に示す補正値取得部である補正値演算部４に入力され、ここで周波数の補正値が演算される。補正値演算部４に関して述べる前に図７から図１０を参照して周波数ずれ情報と周波数補正値とについて説明する。図７は、ｆ１及びｆ２を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。第１の発振回路１における２５℃のときの周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路２における２５℃のときの周波数をｆ２ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒとすると、図７の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）及び（ｆ２−ｆ２ｒ）ということになる。

また図８は、図７に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図８の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ及び（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒであり、これらの値を夫々ＯＳＣ１及びＯＳＣ２で表わすこととする。なお図８の縦軸の値の単位はｐｐｍである。

ここで周波数差検出部３の説明に戻ると、既述のようにこの実施形態では周波数差検出部３は、（ｆ２−ｆ２ｒ）−（ｆ１−ｆ１ｒ）＝ｆ２−ｆ１−Δｆｒ、そのものの値ではなく、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を求める演算を行っている。つまり、各周波数が基準温度からどのくらいの比率で外れているかを示す比率の値について、ｆ２における比率とｆ１における比率との差分を求めているということである。ラッチ回路３３には（ｆ２−ｆ１）に対応する周波数信号が入力されるが、ＰＬＬループの中には鋸波が入ってくることから、このような計算を行うように回路を組むことができる。周波数差検出部３の出力が３４ビットのディジタル値であるとすると、例えば１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値を割り当てており、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値は、０．０５８（ｐｐｂ）までの精度が得られていることになる。なお１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値に設定できる根拠は、後述の（２）〜（４）式に基づく。この段階で図６の説明をすると、図６はｆ１とｆ２との周波数差（正確には周波数の変化率の差）ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が４０ｐｐｍである場合において、実際の回路に組み込まれたラッチ回路３３及びループフィルタ３４の出力値である。

図９は、ＯＳＣ１と温度との関係（図８と同じである）、及び（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を示しており、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が温度に対して直線関係にあることが分かる。従って（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は基準温度からの温度変動ずれ分に対応していることが分かる。そして一般的には水晶振動子の周波数温度特性は３次関数で表わされると言われていることから、この３次関数による周波数変動分を相殺する周波数補正値と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を求めておけば、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の検出値に基づいて周波数補正値が求まることになる。

この実施形態の発振装置は、既述のように第１の発振回路１から得られる周波数信号（ｆ１）を図１に示す制御回路部２００の基準クロックとして用いており、この基準クロックに周波数温度特性が存在することから、基準クロックの周波数に対して温度補正を行おうとしている。このため先ず基準温度で正規化した温度とｆ１との関係を示す関数を予め求めておき、この関数によるｆ１の周波数変動分を相殺するための関数を図１０のように求めておく。従って図１０の縦軸は−ＯＳＣ１である。この例では温度補正を高精度に行うために前記関数を例えば９次関数として定めている。

既述のように温度と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）とが直線関係にあることから、図１０の横軸は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値としているが、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をそのまま用いると、この値を特定するためのデータ量が多くなることから、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値を正規化している。この場合の正規化とは、発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度と下限温度との間の温度範囲における（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の各値を−１から＋１までの範囲の数値として取り扱う。具体的には例えば、上記の温度範囲において周波数偏差量（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）が−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍの範囲で変動するものと想定し、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）を−３０ｐｐｍで除した値を上記Ｘの値として取り扱う。つまり、この例では図１０に示すように−３０ｐｐｍを＋１とし、＋３０ｐｐｍを−１としている。

水晶振動子における温度に対する周波数特性は、この例では９次の多項近似式として取り扱っている。具体的には、水晶振動子の生産時に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係を実測により取得し、この実測データから、温度に対する周波数変動分を相殺する、温度と−ＯＳＣ１との関係を示す補正周波数曲線を導き出し、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予めメモリ３０（図１参照）に記憶しておき、補正値演算部４は、これら多項近似式係数を用いて下記の（１）式の演算処理を行う。
Ｙ＝Ｐ９・Ｘ^９ ＋Ｐ８・Ｘ^８ ＋Ｐ７・Ｘ^７ ＋Ｐ６・Ｘ^６ ＋Ｐ５・Ｘ^５ ＋Ｐ４・Ｘ^４ ＋Ｐ３・Ｘ^３ ＋Ｐ２・Ｘ^２ ＋Ｐ１・Ｘ＋Ｐ０ ………（１）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ、Ｐ０〜Ｐ９は多項近似式係数である。

ここでＸについて詳しく説明する。図１に示す周波数差検出部３により得られた値、即ち図２に示す平均化回路３７により得られた値、つまり（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をｘとすると、Ｘ＝ｘ／ｋである。このｋは、予めメモリ３０に記憶された除算係数であり、装置の固有の定数である。このようにｘはｋで除算されることで、既述のように−１から＋１の範囲に正規化された数値Ｘとして取り扱われる。除算係数ｋについて更に説明すると、発振装置が用いられる温度範囲において、正規化された前記Ｘは−１〜＋１の範囲で変動することを想定している。しかし、水晶振動子１０、２０の加工精度のばらつきなどにより仮に各装置においてｋを一律の値に設定した場合に、装置によってはＸの変動範囲が−１〜＋１の範囲に比べて非常に小さくなる場合がある。後述するように上記（１）式において、このように変動範囲が小さいＸを用いて係数Ｐ０〜Ｐ９を設定すると、これらＰ０〜Ｐ９の絶対値が大きくなり、メモリ３０の容量が大きくなってしまう。そこで、上記のように除算係数ｋを用いてＸを算出し、正規化を行うと共にＸの変動範囲を予め想定された−１〜＋１に近づける。このＸを用いて多項式近似係数Ｐの設定を行うことで、Ｐの値の絶対値が大きくなることを抑える。前記温度範囲において、０を中心としたＯＳＣ２−ＯＳＣ１の変動幅が小さいほど、除算係数ｋとしては絶対値が小さな数値が用いられる。

続いて、補正値演算部４の構成について図１１を用いて説明する。４０１、４０２は第１及び第２のマルチプレクサである。第１及び第２のマルチプレクサ４０１、４０２は、その前段側の周波数差検出部３に互いに並列に接続され、前記ｘが入力される。第２のマルチプレクサ４０２にはメモリ３０からＰ１〜Ｐ９の多項近似式係数が入力される。第１及び第２のマルチプレクサ４０１、４０２の後段には演算部４０３が設けられている。演算部４０３は前段側の乗算部４０４と、後段側の除算部４０５とからなる。

除算部４０５は、乗算部４０４からの出力をメモリ３０に記憶される除算係数ｋを用いて除算し、上記の正規化を行って後段に出力する。除算部４０５の後段は加算部４０６に接続されており、また、除算部４０５の出力が第１のマルチプレクサ４０１の入力へ帰還されるように、第１のマルチプレクサ４０１と除算部４０５とが接続されている。加算部４０６の後段にはラッチ回路４０７が設けられており、加算部４０６の出力がラッチされる。ラッチ回路４０７の後段は、丸め処理を行う回路４０８に接続されており、また、ラッチ回路４０７の出力が加算部４０６に帰還されるようにラッチ回路４０７と加算部４０６とが接続されている。加算部４０６及びラッチ回路４０７を加算回路４０９と記載する。

この補正値演算部４にて、近似式（１）の各項が演算される工程を説明する。第１のマルチプレクサ４０１からｘが、第２のマルチプレクサ４０２から係数Ｐ１が夫々出力され、演算部４０３でｘ×Ｐ１×１／ｋ＝Ｐ１・Ｘが演算され、マルチプレクサ４０１に出力される。また、マルチプレクサ４０１、４０２から夫々ｘを出力し、演算部４０３でｘ×ｘ×１／ｋを演算する。次いでこの演算結果を第１のマルチプレクサ４０１から出力すると共に、第２のマルチプレクサ４０２から係数Ｐ２を出力し、演算部４０３にて、ｘ×ｘ×１／ｋ×Ｐ２×１／ｋ＝Ｐ２・Ｘ^２ 〔Ｘ^２＝（１／ｋ）^２ｘ^２〕を演算し、加算回路４０９に出力する。更にマルチプレクサ４０１、４０２から夫々ｘ及びｘ×ｘ×１／ｋを出力して、ｘ^３×（１／ｋ）^２を得る。この演算結果をマルチプレクサ４０１から出力、マルチプレクサ４０２からＰ３を出力し、ｘ^３×（１／ｋ）^３×Ｐ３＝Ｐ３×Ｘ^３を得る。このように近似式（１）の各項が演算されて加算回路４０９に入力される。上記したように、除算部４０５でｘの正規化が行われるため、このように加算回路４０９に入力される各項は正規化されたｘを用いた演算値である。加算回路４０９からは、演算された演算値の合計値（加算値）が出力され、回路４０８にて丸め処理されて出力される。なお、係数Ｐ０は加算部４０６に予め入力される。

補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数、例えば４次以上の多項近似式を用いてもよい。なお、補正値演算部４の入り口で除算部４０５を用いてｘ／ｋを演算してＸを算出し、このＸを用いて（１）式の各項を算出してもよいが、このように最初にｘ／ｋを用いて演算を行うと、ｘをｋで割り切れ無い場合にＸは近似値となる。この近似値を用いて以降の計算を行うと、計算精度が低下することになるため、この例では乗算部４０４によりｘの乗算を行った後で除算係数ｋを用いて除算する構成とし、補正値Ｙを精度高く算出している。

上記の除算係数ｋを設定するための設定装置の構成について、図１２を参照しながら説明する。図中１０１は、その内部の温度を可変自在な容器である。具体的には恒温槽やペルチェ素子を利用した容器として構成される。容器１０１は、その内部に本発明の発振装置を例えば複数収納し、各発振装置は容器１０１外にて切り替え手段１０２に接続されている。切り替え手段１０２は、容器１０１内の発振装置のうちの一つを交代で例えば周波数カウンタからなる周波数測定手段１０３及び制御手段１０１に接続する。周波数測定手段１０３及び制御手段１００に接続された発振装置においては、その第１の発振回路１、第２の発振回路２からの出力周波数ｆ１、ｆ２が測定され、メモリ３０へ各係数の書き込みが可能になる。

図中１０４のメモリは、測定された第１の発振回路１、第２の発振回路２からの出力周波数ｆ１、ｆ２や、演算されたＯＳＣ１、ＯＳＣ２、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１などを記憶する。また、メモリ１０４には、｜ＯＳＣ２−ＯＳＣ１｜が取り得る範囲例えば０ｐｐｍ〜３０ｐｐｍのうち、互いに異なる範囲Ａ１、Ａ２、Ａ３・・・Ａｎと、係数ｋ１、ｋ２、ｋ３・・・ｋｎが互いに対応付けられて記憶されている。この係数ｋ１〜ｋｎは互いに異なる数値であり、後述するように除算係数ｋとして設定され得る値である。補正値算出手段１０５は、メモリ１０４に取得されたＯＳＣ１、ＯＳＣ２、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１に基づいて、上記の補正値Ｙを算出する。上述の補正値Ｙを演算する。制御手段１００は、容器１０１の温度や、切り替え手段１０２の動作を制御する。

上記の設定装置による除算係数ｋの設定手順について説明する。容器１０１の温度を発振装置が用いられる温度範囲で変化させながら、周波数測定手段１０３及び制御部１００に接続された発振装置について、温度に対する出力周波数ｆ１、ｆ２（単位：Ｈｚ）の特性が測定される。続いて、得られた出力周波数ｆ１、ｆ２の特性に基づいて、温度に対するＯＳＣ１、ＯＳＣ２（単位：ｐｐｍ）の特性を演算し、さらに温度に対するＯＳＣ２−ＯＳＣ１の特性を演算する。

得られた温度に対するＯＳＣ２−ＯＳＣ１の特性から例えば｜ＯＳＣ２−ＯＳＣ１｜の最大値を検出する。そして、メモリ１０４に記憶される前記範囲Ａ１〜Ａｎからこの検出した最大値が収まる範囲Ａを特定し、係数ｋ１〜ｋｎのうち特定されたＡに対する係数を除算係数ｋとして決定する。そして、この除算係数ｋと、温度に対するＯＳＣ２−ＯＳＣ１の特性とから、多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９を決定し、決定した除算係数ｋ及び多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９を発振装置のメモリ３０に書き込む。書き込み終了後、他の切り替え手段により、他の発振装置を周波数測定手段１０３及び制御部１００に接続し、同様に除算係数ｋ及び多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９の設定及び書き込みを行う。以上の一連の動作は制御手段１００により行われる。また、ＯＳＣ１、ＯＳＣ２は発振装置を構成する水晶振動子によって固有の値になるため、装置毎に適切な除算係数ｋが設定されることになる。

次に上述の実施の形態の全体の動作についてまとめる。第１の発振回路１から出力される周波数信号は、電圧制御発振器１００の制御部２００にクロック信号として供給され、本実施形態の冒頭に述べたように制御部２００における制御動作により電圧制御発振器１００から目的とする周波数の周波数信号が出力される。一方第１の発振回路１及び第２の発振回路２から夫々出力される周波数信号ｆ１、ｆ２は、周波数差検出部３に入力され、既に詳述した動作によりこの例では周波数差検出部３の出力であるＰＬＬの出力が｛Δｆｒ−（ｆ２−ｆ１）｝に対応する値、この例では（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）になったときにロックする。そしてこの値が補正値演算部４に入力され、（１）式の演算が実行されて温度補正データである周波数補正分が得られる。（１）式の演算は、例えば図１０に示す特性図において、周波数差検出部３の出力値に基づいて得られた値に対応する補正周波数曲線の縦軸の値を求める処理である。

図１に示すように第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１、２の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って周波数差検出部３の出力は、環境温度と基準温度（この例では２５℃）との温度差情報である。第１の発振回路１の出力される周波数信号ｆ１は制御部２００のメインクロックとして使用されるものであることから、補正値演算部４にて得られた補正値は、温度が２５℃からずれたことによるｆ１の周波数ずれ分に基づく制御部２００の動作への影響を相殺するために制御部２００の動作を補償するための信号として用いられる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が温度変動にかかわらず安定したものとなる。

上述の実施の形態によれば、周波数差検出部３から出力されるＯＳＣ２−ＯＳＣ１の出力に対応するｘと、装置固有の除算係数ｋと、多項式近似係数Ｐとを用いてＯＳＣ１の補正値を求めるための近似式（１）が演算される。従って、装置毎に正規化したＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値ｘの変動する範囲が異なっていても、近似式（１）のｘ／ｋ＝Ｘの絶対値を１に近づけることができるので、このＸの累乗値が極端に小さくなることが防がれる結果として、多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９の絶対値が大きくなることを防ぐことができる。従って、多項式近似係数Ｐを格納しているメモリ３０の容量を抑えることができる。ところで、周波数偏差量（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は、第１及び第２の水晶振動子を構成する水晶片の切り出し角度や、電極膜厚、電極面積などにより変動するが、これらを調整して周波数偏差量を想定した−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍに合わせ込むのは手間である。特に上記の実施形態では共通の水晶片Ｘｂにより第１及び第２の水晶振動子１１、１２を構成しているため、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が所望の範囲で変動するように調整することが難しい。従って、このように除算係数ｋを設定することが有効である。

繰り返しの説明になるが、この実施形態ではｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値とは、｛（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ｝（＝ＯＳＣ１）であり、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値とは｛（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ｝（＝ＯＳＣ２）であり、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値とは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。しかしながら周波数差検出部３は、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、（ｆ１−ｆ１ｒ）と（ｆ２−ｆ２ｒ）との差分値そのものを用いてもよく、この場合には、図７のグラフが活用されて温度が求められることになる。

上述の実施形態において、図８から図１０の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のディジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路３６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。

上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（２）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（２）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（３）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（３）
従って（２）、（３）式から、（４）式の関係が成り立つ。

１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（４）
即ちＤＤＳ回路３６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。
更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。このような構成によれば、実質同一の温度環境下に置かれるため、同様の効果が得られる。

周波数差検出部３のＤＤＳ回路部３６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。
また周波数差検出部３としては、ｆ１とｆ２とをカウンタによりカウントし、そのカウント値の差分値からΔｆｒに相当する値を差し引いて、得られたカウント値に対応する値を出力するようにしてもよい。
補正値演算部４にて求めた補正値は、上述の実施形態のように用いることに限定されるものではなく、発振装置の出力周波数が温度で変動する場合に、補正値を用いて出力周波数の変動分を相殺できるように補償できる構成であれば他の手法で補正してもよい。例えば図１９に示すＴＣＸＯにおいて、温度検出器９４の出力に代えて周波数差検出部３で得られた周波数差情報を用い、この情報に基づいて周波数補正量に見合う制御電圧の補償分を求め、制御電圧発生部９３にて前記補償分と基準温度における周波数を出力するための基準電圧とを加算して制御電圧としてもよい。周波数差情報から周波数補正量を求める手法は、先の実施形態のように多項近似式に限らず、メモリに予め周波数差情報と周波数補正量との関係を示すテーブルを格納して、このテーブルを参照する手法であってもよい。

以上の実施の形態では、第１の水晶振動子１０と第２の水晶振動子２０との周波数差をいわば温度計測値として用い、この温度計測値に基づいて第１の水晶振動子１０の温度変動に対する周波数補正値を求めている。しかし本発明は、周波数補正の対象となる水晶振動子と、いわば温度計を構成する２つの水晶振動子の一方とを共通化しない構成を取った場合にも特許請求の技術的範囲に含まれる。
この場合の前記補正値取得部は、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値と、の関係に基づいて、ｆ１の周波数補正値を取得することに代えて、
周波数差検出部にて検出された前記差分値に対応する値と、前記差分値に対応する値と第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子とは異なる他の水晶振動子を発振させる他の発振回路の発振周波数ｆ０の周波数補正値と、の関係に基づいて、ｆ０の周波数補正値を取得するものであるということができる。

（参考試験１）
以下に本発明に関連する参考試験について説明する。上記の実施形態では、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を−１〜＋１の範囲に正規化しているが、このように正規化を行うことの有効性について説明する。ただし、以下の各試験では、除算係数ｋを装置固有の定数として設定しておらず、特に記載しない限りＸ＝正規化したＯＳＣ２−ＯＳＣ１として、多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９を設定しているものとする。図１３には、既述の発振装置において、このように正規化を行って前記多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９を設定した近似式（１）のグラフを実線で示している。グラフの横軸は正規化したＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。グラフの縦軸は近似式（１）のＹ＝−ＯＳＣ１（単位：ｐｐｍ）である。図１３中の鎖線のグラフは、正規化したＯＳＣ２−ＯＳＣ１と実測された−ＯＳＣ１との関係を示している。実際には実線と鎖線のグラフは互いに重なりあっているが、図１３では見やすくするために若干上下にずらしている。

図１４にはＯＳＣ２−ＯＳＣ１について、正規化を行わずに多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９を設定した近似式（１）のグラフを実線で示している。グラフの横軸はＯＳＣ２−ＯＳＣ１（単位：ｐｐｍ）である。グラフの縦軸は図１３と同様、Ｙ＝−ＯＳＣ１である。また、図１４には鎖線で実測された−ＯＳＣ１と（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）との関係を示すグラフを示している。このように、正規化を行わない図１４の場合、正規化を行った図１３に比べて近似式（１）により演算される−ＯＳＣ１と、−ＯＳＣ１の実測値との間の相関が低い。

正規化を行わない場合、近似式（１）により演算される−ＯＳＣ１と、−ＯＳＣ１の実測値との間の相関が低くなる理由は以下である。グラフ横軸のＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値が１より大きくなればなるほど、近似式（１）のＸ^ｎ（ｎは９〜１）の値もべき乗の次数に応じて大きくなるため、Ｐ０〜Ｐ９の値を小さくしなければ、所望の補正値を得ることが出来なくなる。一方ディジタル処理で補正値演算を行うには、一般的には処理のし易い整数で行うため、小数点以下の係数はゼロ（０）とする必要がある。

Ｘ^ｎ（ｎは９〜１）のべき乗の次数が大きければ大きいほど、対応するＰｎ（ｎは９〜１）の値も小さくしなければならず、結果、整数化することにより高次の項がゼロ（０）になり易く、図１４のような低次項のみに相当する演算結果が現れる。従って、多項式近似係数Ｐ０〜Ｐ９は、上記の正規化を行って設定することが有効である。

（参考試験２）
上記のように周波数温度特性の実測データに対して多項式近似係数を算出するが、実測データには測定誤差が含まれている場合があるため、例えば同じ水晶振動子の周波数温度特性を複数回取得した場合に毎回同じ近似係数Ｐ０〜Ｐ９が得られない場合がある。従って、装置の周波数の補正精度には近似係数の誤差が影響することになる。そこで、設定した近似係数が本来の近似係数から測定誤差などの影響によりずれた場合の実測データとの乖離量（誤差量）が、正規化を行うことによりどの程度になるかを確認するためにこの参考試験２を行った。

所定の温度範囲内においてＯＳＣ２−ＯＳＣ１の最大値が互いに異なる装置の実測された−ＯＳＣ１と、Ｐ９を算出された値に＋１を加算した値に設定した近似式（１）を用いて演算された−ＯＳＣ１との差分、即ち補正誤差量（単位：ｐｐｂ）を測定した。ＯＳＣ２−ＯＳＣ１は、上記の実施形態と同様に−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍの範囲でＸが−１〜＋１となるように正規化を行っている。なお、Ｐ０〜Ｐ９のうちＰ９の設定を変更したのは、近似式（１）において高次数の項ほど近似係数のずれの影響が大きくなるため、このようにＰ９を変更することで前記乖離量が明確になるためである。

図１５（ａ）のグラフの横軸は、装置毎のＯＳＣ２−ＯＳＣ１の最大値、縦軸は前記補正誤差量を示している。図１５（ｂ）は、図１５（ａ）のグラフにおいてＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝３０ｐｐｍ付近を詳しく示したグラフである。この図１５（ｂ）に示すように、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が３０ｐｐｍを超えると補正誤差量が急激に大きくなる。このようにＯＳＣ２−ＯＳＣ１が変化する理由を説明すると、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１が３０ｐｐｍ以下の場合、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の正規化後の値の絶対値は１以下の値となるため、近似式（１）に含まれるＸ^９の計算値の絶対値が１以下となる。しかし、３０ｐｐｍを超えると、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の正規化後の値は１より大きい値となるため、Ｘ^９の計算値はＯＳＣ２−ＯＳＣ１の増加により指数関数的に増加することになる。つまり、Ｐ９の値が＋１ずれただけでも計算値が大きく変わるためであり、この実験より実際に誤差が大きくなることが示された。従って、補正誤差量を抑えるためには、実際にＯＳＣ２−ＯＳＣ１が変化する範囲が、正規化する範囲を超えないように設定する、つまりＯＳＣ２−ＯＳＣ１の最大値を用いて設定することが有効である。

（参考試験３）
上記のようにＯＳＣ２−ＯＳＣ１は−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍで変動することを想定しているが、図１６（ａ）では、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の変動範囲が略想定したとおり−２８ｐｐｍから＋２８ｐｐｍとなる装置のＯＳＣ１、ＯＳＣ２の温度に対する特性を示している。図１６（ｂ）ではＯＳＣ２−ＯＳＣ１の変動範囲が想定した範囲を大きく下回り、−１２ｐｐｍから＋１２ｐｐｍとなる装置のＯＳＣ１、ＯＳＣ２の温度に対する特性を示している。図１７（ａ）のグラフは、図１６（ａ）のＯＳＣ１、ＯＳＣ２から得られた近似式（１）の特性を示している。グラフ中の横軸は正規化したＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝Ｘ、縦軸はＹ（単位：ｐｐｍ）を夫々示している。また、図１７（ｂ）のグラフは、図１６（ｂ）のＯＳＣ１、ＯＳＣ２から得られた近似式（１）の特性を示している。グラフの縦軸及び横軸は図１７（ｂ）のグラフと同様である。

図１７（ａ）のグラフの多項式近似係数Ｐ９、Ｐ８、Ｐ７、Ｐ６、Ｐ５、Ｐ４、Ｐ３、Ｐ２、Ｐ１、Ｐ０は、夫々−９０１５、−２３６９、１６１２８、４８５０、−９４６１、−３３９２、−１２４８８、２３８６、１１２５７、−２４４である。一方、図１７（ｂ）のグラフの多項式近似係数Ｐ９、Ｐ８、Ｐ７、Ｐ６、Ｐ５、Ｐ４、Ｐ３、Ｐ２、Ｐ１、Ｐ０は夫々−２５６４４６８３、−５２７２９３７、７７７００８３、１５３４４０４、−７７８１５８、−１５５１９５、−１７２０３１、１４６８４、２７０１４、−２４７である。このように図１７（ｂ）のグラフの多項式近似係数Ｐ１〜Ｐ９の絶対値は、図１７（ａ）のグラフの多項式近似係数Ｐ１〜Ｐ９の絶対値よりも大きい。従って、上記の実施形態のようにＸが−1〜＋１の範囲に広く分布するように除算係数ｋを設定し、Ｘ＝ｘ／ｋとして近似式（１）の各係数を設定することが有効である。

（参考試験４）
図１８は、図１７（ｂ）の特性を持つ装置のＯＳＣ２−ＯＳＣ１を、−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍで正規化する代わりに−１２ｐｐｍ〜＋１２ｐｐｍで正規化して得られた近似式（１）の特性を示すグラフである。つまり、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝−１２ｐｐｍのときＸ＝＋１、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１＝+１２ｐｐｍのときＸ＝-１として取り扱っている。このグラフでは、各多項式近似係数Ｐ９、Ｐ８、Ｐ７、Ｐ６、Ｐ５、Ｐ４、Ｐ３、Ｐ２、Ｐ１、Ｐ０は、夫々−６７２３、−３４５６、１２７３１、６２８５、−７９６８、−３９７３、−１１０１０、２３７９、１０８０６、−２４７であり、−３０ｐｐｍ〜＋３０ｐｐｍで正規化したときの各数値より小さい。このように装置毎に正規化するＯＳＣ２−ＯＳＣ１の範囲の設定を変えることで、後述の実験に示すように多項式近似係数Ｐの絶対値の上昇を抑えることができるが、装置を構成する回路を個別に設計することになるため手間やコストがかかってしまう。従って、上記の実施形態のように、Ｘ＝ｘ／ｋとして近似式（１）の各係数を設定することが有効である。

１ 第１の発振回路
２ 第２の発振回路
１０ 第１の水晶振動子
２０ 第２の水晶振動子
３ 周波数差検出部
３１ フリップフロップ回路
３２ ワンショット回路
３３ ラッチ回路
３４ ループフィルタ
３５ 加算部
３６ ＤＤＳ回路部
４ 補正値演算部（補正値取得部）
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部

Claims (2)

1. 環境温度の検出結果に基づいて出力周波数を設定するための設定信号を補正する発振装置において、
   水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
   水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
   これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
   第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準温度における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準温度における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒとすると、ｆ１とｆ１ｒとの差分に対応する値と、ｆ２とｆ２ｒとの差分に対応する値と、の差分値に対応する差分対応値を求める周波数差検出部と、
   この周波数差検出部にて検出された前記差分対応値ｘに基づいて環境温度が基準温度と異なることに起因するｆ１の周波数補正値を取得する補正値取得部と、を備え、
   イ）多項式の係数を小さくするために導入した装置固有の除算係数をｋとすると、前記補正値取得部は、ｘ／ｋに相当する値であるＸについてｎ（ｎは４以上）次の多項式を演算することによりｆ１の周波数補正値を求める機能を備え、
   ロ）前記除算係数ｋは、測定温度範囲において予め検出した前記差分対応値の最大値に応じて予め設定された値であり、
   ハ）発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
   ニ）前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記設定信号を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
2. 前記補正値取得部は、
   乗算部と、
   この乗算部の出力を前記除算係数ｋで除算する除算部と、
   この除算部の出力を前記多項式の定数に順次積算する積算部と、
   前記除算部の出力と前記差分対応値ｘとを切り替えて前記乗算部に出力する第１の切り替え部と、
   前記差分対応値ｘと多項式の各次数における係数とを切り替えて前記乗算部に出力する第２の切り替え部と、を備え、
   前記第１の切り替え部及び第２の切り替え部の切り替え動作により両切り替え部からの値を乗算し、加算部から多項式の演算値を出力するように構成したことを特徴とする請求項１記載の発振装置。

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