CN101488750B - 振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路 - Google Patents

振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路 Download PDF

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Abstract

本发明实施例公开了振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路，属于电路补偿技术领域。该方法应用于LC振荡回路中，包括：在LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过电压控制信号在LC振荡回路中产生振荡信号；获取反映外界参数变化的可变偏置电压；在可变电容的另一端接入可变偏置电压，通过可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。该装置包括产生模块、获取模块和补偿模块。该电路包括鉴相器、低通滤波器和压控振荡器，压控振荡器包括至少具有一个可变电容的LC振荡回路，产生模块和获取模块。本发明实施例通过将偏置电压加在LC振荡回路的可变电容一端，补偿了含该LC振荡回路的电路的振荡频率的变化，提高了电路振荡频率的稳定性。

Description

振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路
技术领域
本发明涉及电路补偿技术领域，特别涉及振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路。
背景技术
PLL电路(Phase Locked Loop，锁相环电路)是一个环路控制系统，由基准频率和输出频率的相位差产生压控振荡器的控制信号，从而调整输出频率，直到输出频率达到预期值。在PLL电路中，VCO(Voltage Controlled Oscillator，压控振荡器)是其中的重要组成部分，一般用来产生时钟。如图1所示的一种常用的片内集成的VCO电路中，L、C1、C2构成谐振回路，其中C1、C2为可变电容。MN1、MN2、MP1、MP2构成两对负阻管，MP3是电流源管，其中，MP1、MP2、MP3都是PMOS(Positive Metal Oxide Semiconductor，正金属氧化物半导体)管，MN1、MN2是NMOS(Negative Metal Oxide Semiconductor，负金属氧化物半导体)管。VCO的信号输入点VCTRL接在可变电容C1、C2之间，L的两侧输出VCO的振荡信号，VCO的振荡频率为
Figure GSB00000942252500011
其中L表示谐振回路的电感，C表示谐振回路的电容。L和C在实际电路中都是电源电压和温度的函数，也即当电源电压和温度改变时，对应的VCO振荡频率也是变化的。
在对现有技术进行分析后，发明人发现：VCO的振荡频率会受实际应用环境中电路的电压或温度的影响而变大或变小。比如系统刚开始工作时的电源电压或温度，与工作一段之后的电压或温度不同，在这种情况下，VCO的振荡频率也会随之改变。而PLL是一个闭环系统，当电源电压和温度变化比较剧烈时，引起VCO的振荡频率较大范围改变后会造成PLL失锁；当电压和温度改变的速度不很大时，PLL的负反馈会自动调节VCO的输入电压让其输出频率仍然保持不变，但这样实际上加大了VCO的输入电压范围，增加了电路设计难度。从另一个角度看，由于电压或温度的影响，在VCO输入电压范围不变的情况下，VCO的振荡频率范围也减小了。
发明内容
本发明实施例提供了振荡频率的补偿方法和装置及锁相环电路。所述技术方案如下：
一种振荡频率的补偿方法，应用于电感电容LC振荡回路中，包括以下步骤：
在所述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取反映外界参数变化的可变偏置电压；其中所述外界参数变化为温度参数变化，所述获取反映外界参数变化的可变偏置电压包括以下步骤：
产生反映第一温度系数的第一电流；
使所述第一电流流经第一温度系数的电阻；
将所述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出；
其中所述第一温度系数是正温系数或者负温系数；
其中所述产生反映第一温度系数的第一电流包括：
使第二场效应管的漏极电位具有温度无关性；
所述第二场效应管的漏极通过一个第二温度系数的电阻接地，获取反映第一温度系数的第二电流；
第一场效应管通过其源极接直流电源，其栅极和所述第二场效应管的栅极相连，使所述第一场效应管的漏极获取反映第一温度系数的第一电流，其中所述第一电流与所述第二电流成正比；
其中若所述第一温度系数是正温系数，则所述第二温度系数是负温系数；若所述第一温度系数是负温系数，则所述第二温度系数是正温系数；
在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
一种振荡频率的补偿装置，包括：
产生模块，用于在所述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；其中所述外界参数变化为温度参数变化，所述获取模块包括：
第一电流产生单元，用于产生反映第一温度系数的第一电流；
偏置电压产生单元，用于使所述第一电流流经第一温度系数的电阻；
偏置电压输出单元，用于将所述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；
其中所述第一温度系数是正温系数或者负温系数；
其中所述第一电流产生单元包括：第一场效应管、第二场效应管和第二温度系数的电阻，
所述第二场效应管的漏极通过所述第二温度系数的电阻接地，获取反映第一温度系数的第二电流；
所述第一场效应管通过其源极接直流电源，其栅极和所述第二场效应管的栅极相连，使所述第一场效应管的漏极获取反映第一温度系数的第一电流，其中所述第一电流与所述第二电流成正比；
其中所述第二场效应管的漏极电位具有温度无关性；若所述第一温度系数是正温系数，则所述第二温度系数是负温系数；若所述第一温度系数是负温系数，则所述第二温度系数是正温系数。
一种振荡频率的补偿方法，应用于电感电容LC振荡回路中，包括以下步骤：
在所述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取反映外界参数变化的可变偏置电压；其中所述外界参数变化为电源电压参数变化，所述获取反映外界参数变化的可变偏置电压包括：
通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压；
将所述与工作电源电压相关的电压放大后作为可变偏置电压输出；
在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
一种振荡频率的补偿装置，包括：
产生模块，包括至少具有一个可变电容的电感电容LC振荡回路，LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；其中所述外界参数变化为电源电压参数变化，所述获取模块包括：
相关电压获取单元，用于通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压；
偏置电压输出单元，用于将所述与工作电源电压相关的电压放大后作为可变偏置电压输出，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
本发明实施例通过将反映外界参数变化的可变偏置电压加在LC振荡回路的可变电容一端，补偿了含该LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率的变化，提高了电路振荡频率的稳定性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中一种常用的片内集成的VCO电路；
图2是本发明实施例一提供的提高电路稳定性的方法流程图；
图3是本发明实施例二提供的片内集成的VCO电路；
图4是本发明实施例二提供的获取偏置电压的流程示意图；
图5是本发明实施例二提供的对温度敏感的偏置电压产生电路示意图；
图6是本发明实施例二提供的产生反映第一温度系数的第一电流的方法流程图；
图7是本发明实施例三提供的振荡频率的补偿方法流程图；
图8是本发明实施例三提供的对电源电压敏感的偏置电压产生电路示意图；
图9是本发明实施例四提供的振荡频率的补偿装置示意图；
图10是本发明实施例四提供的获取模块示意图；
图11是本发明实施例五提供的获取模块示意图；
图12是本发明实施例六提供的锁相环电路结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。本发明实施例一提供了一种振荡频率的补偿方法，应用于电感电容LC振荡回路中，如图2所示，包括以下步骤：
210：在LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过电压控制信号在LC振荡回路中产生振荡信号；
220：获取反映外界参数变化的可变偏置电压；
230：在可变电容的另一端接入可变偏置电压，通过可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
本发明实施例通过将反映外界参数变化的可变偏置电压加在LC振荡回路的可变电容一端，补偿了含该LC振荡回路的电路的振荡频率的变化，提高了电路振荡频率的稳定性。
实施例二是在实施例一的基础上以补偿VCO电路的振荡频率为例，详细叙述。
VCO的振荡频率会受外界参数影响，如实际应用环境中电路的电压或温度的影响，而变大或变小。当电压和温度改变的速度不很大时，PLL的负反馈会自动调节VCO的输入电压让其输出频率仍然保持不变，但这样实际上加大了VCO的输入电压范围；当电源电压和温度变化比较剧烈时，容易引起PLL失锁，因此有必要对VCO的振荡频率进行补偿。
为了对VCO的振荡频率进行补偿，如图3(a)所示，本发明实施例VCO电路中，L、C1、C2、C3和C4构成LC谐振回路，其中C1、C2为固定电容；C3、C4为可变电容；MN1、MN2和MP1、MP2分别构成两对负阻管。该LC谐振回路分别与MN1、MN2构成的负阻管和MP1、MP2构成的负阻管并联。MP3用作电流源管，其源极接VCO的工作电源，漏极接MP1和MP2的源极；MN1和MN2的源极接地。Uo为VCO的输出；VCO的输入VCTRL接在C1和C2之间，VBIAS用来接一个反应外界参数变化的补偿振荡频率变化的可变偏置电压。
当然本实施例中也可以去掉可变电容C4，如图3(b)中，本发明实施例中在可变电容C3一端接入电压控制信号VCTRL，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；可变电容C3另一端接入反映外界参数变化的可变偏置电压VBIAS，通过该可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化，即可以对VCO的振荡频率进行补偿。
参见图4，实施例一中的步骤220获取反映外界参数变化的可变偏置电压可以具体包括以下步骤：
410：产生反映第一温度系数的第一电流。
420：使第一电流流经第一温度系数的电阻。
430：将该电阻两端的电压作为可变偏置电压输出。
其中，第一温度系数可以是正温系数也可以是负温系数。一个正温系数的电阻，其阻值会随着温度的升高而增大，反映一个正温系数的电流，其电流强度会随着温度的升高而增大；一个负温系数的电阻，其阻值会随着温度的升高而减小，反映一个负温系数的电流，其电流强度会随着温度的升高而减小。
获取反映外界参数变化的可变偏置电压可以通过图5所示的电路来实现。图5所示的电路包括：一个运算放大器502，与运算放大器502输出端相连的第二场效应管501和第一场效应管503。第二场效应管501和第一场效应管503的源极分别接直流电源VDD，漏极分别接第二电阻和第一电阻。第二场效应管501的漏极还接运算放大器502的一个输入端。
如图6所示，步骤410可以具体包括以下几个步骤：
610：设置一个第二场效应管501，使第二场效应管501的漏极电位具有温度无关性。
参见图5，将第二场效应管501的栅极接一个运算放大器502的输出，源极接直流电源VDD，漏极接运算放大器502的一个输入端，构成负反馈回路；将运算放大器502的另一个输入端接具有温度无关性的基准电压VBG(其电压值为某一常数)。其中，VDD可以是VCO电路的工作电源。具体在本实施例中，第二场效应管501是P型场效应管(正型场效应管)，为使图5具有负反馈回路，第二场效应管501的漏极需要接运算放大器502的正输入端。由于该负反馈回路的存在，运算放大器502的正输入端与负输入端的电位近似相等。同时，运算放大器502的正输入端与第二场效应管501的漏极直接相连，因此第二场效应管501的漏极电位认为与运算放大器502的负输入端的电位相等。由于运算放大器502的负输入端接的是具有温度无关性的基准电压VBG，所以第二场效应管的漏极电位具有温度无关性。需要说明的是，如果第二场效应管501是N型场效应管(负型场效应管)(图未示)，为使该N型场效应管与运算放大器502构成负反馈回路，第二场效应管501的漏极需要接运算放大器502的负输入端，原理同上，不在此赘述。
620：第二场效应管501的漏极通过一个第二温度系数的电阻R2接地，获取流经电阻R2的反映第一温度系数的第二电流。其中若第一温度系数是正温系数，则第二温度系数是负温系数；若第一温度系数是负温系数，则第二温度系数是正温系数。
参见图5，将第二场效应管501的漏极通过一个第二温度系数的电阻R2接地，另外第二场效应管501的漏极直接连接到运算放大器502的正输入端，因运算放大器502的正输入端与负输入端的电位近似相等，R2两端的电压大小是VBG，与温度的变化无关。本实施例以R2是正温系数(即第二温度系数是正温系数)的电阻为例说明。正温系数的电阻指的是，该电阻的阻值随着温度的升高而增大。由于R2两端的电压VBG是一个常数，所以流经R2两端的第二电流I2大小与R2的阻值成反比。当工作一段时间之后，电路中的温度上升时，正温系数的电阻R2的阻值也会随之增大，因此第二电流I2就会减小。即随着电路中温度的上升，第二电流I2会减小，所以第二电流I2具有第二温度系数，即负温系数。
同理，如果R2是负温系数的电阻，那么就会获得反映正温系数的第二电流I2。
630：第一场效应管503通过其源极接直流电源VDD，其栅极和第二场效应管501的栅极相连，使第一场效应管503的漏极获取反映第一温度系数的第一电流，其中第一电流与第二电流成正比。
参见图5，将第一场效应管503通过其源极接直流电源VDD，其栅极和第二场效应管501的栅极相连。由于第一场效应管503的栅极和第二场效应管501的栅极相连，接在了同一电位，根据电路原理可知，第一场效应管503的漏极获取的第一电流I1与第二电流I2成正比，且I1与I2之比为第一场效应管503与第二场效应管501的尺寸之比。这里所指的场效应管的尺寸是值场效应管导电沟道的宽度/长度(W/L)的比值，设第一场效应管503的尺寸为W1/L1，设第二场效应管501的尺寸为W2/L2，则这里的尺寸之比为W1L2/L1W2。由于第二电流I2是第一温度系数的，即正温系数的，所以第一电流I1也是第一温度系数的。
同理，若第二电流I2是负温系数的，则第一电流I1也是负温系数的。
步骤420：使第一电流流经第一温度系数的电阻具体为：
参见图5，将第一场效应管503的漏极通过第一温度系数即正温系数的电阻R2接地，因此第一电流I1将流经第一温度系数，即正温系数的电阻R2。
步骤430：将该电阻两端的电压作为可变偏置电压输出可以包括：
参见图5，将第一温度系数的电阻R2两端的电压VOUT作为可变偏置电压输出。由于第一电流I1和电阻R2都是第一温度系数即正温系数的，所以R2两端的电压VOUT也是第一温度系数即正温系数的。
在获取上述反映外界温度变化的可变偏置电压后，用上述偏置电压对VCO电路进行温度补偿。
将图5所示的输出电压VOUT作为偏置电压加在图3所示的VCO电路的VBIAS输入端上。以图3(a)为例，该图中的可变电容C3、C4两端的电压VCTRL如果是正温系数的，那么输入一个也是正温系数的电压VBIAS，可以使得可变电容C3两端的电压、C4两端的电压基本不变，从而减小VCO电路因为温度的影响而导致的输出频率的变化。同理，如果可变电容C3、C4两端的电压VCTRL是负温系数的，就补偿一个是负温系数的VBIAS输入。
本发明实施例的振荡频率的补偿方法可以补偿温度变化对VCO振荡频率的影响，使VCO能在输入电压范围一定的情况下，得到更大的输出频率范围，提高了振荡频率的稳定性。
本实施例的方法不仅适用于VCO电路，也适用于其它具有偏置电压输入的受电路温度变化影响的电路，可以提高这些电路的稳定性。
实施例三
本实施例在实施例一的基础上以补偿VCO电路的振荡频率为例，详细叙述。
如图7所示，本发明实施例中，外界参数变化为电源电压参数变化，步骤220获取反映外界参数变化的可变偏置电压包括：
710：通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压。
图8是对电源电压敏感的偏置电压产生电路示意图。图8中，直流电源VDD通过电阻R3和R4接地，电阻R3和R4构成分压电路。因此，可以得出电阻R3和R4之间的电位是一个与工作电源电压相关的电压。本发明实施例中，VDD也是VCO电路的工作电源。
720：将上述电压放大后作为可变偏置电压输出。
参见图8，将上述电压VREF接入运算放大器801的正输入端，运算放大器801的负输入端通过第一电阻R5接地；运算放大器801的输出端通过第二电阻R6反接回负输入端，构成负反馈回路。由运算放大器的工作原理可知，图8中的运算放大器801将对其输入电压VREF进行放大后输出。
记第一电阻R5与第二电阻R6中间的电位为V0，即运算放大器801的负输入端电位为V0。由于运算放大器801的负反馈回路的存在，使得V0＝VREF以及负输入端的输入电流近似为0。故第一电阻R5与第二电阻R6上流经的电流大小相等，为
Figure GSB00000942252500082
所以运算放大器801的输出电压
Figure GSB00000942252500083
通过恰当设置R3、R4、R5、R6的值就可以使得VOUT跟随VDD变化，而且变化的比例可以根据实际需要灵活设置。将VOUT作为偏置电压输出。
730：用上述可变偏置电压对VCO电路进行电源电压补偿。
将图8所示的输出电压VOUT作为偏置电压加在图3所示的VCO电路的VBIAS输入端上。当VCO电路的工作电源VDD变化ΔV时，VOUT变化量为
Figure GSB00000942252500084
由于VCO电路的输出频率是VBIAS的函数，所以恰当补偿VBIAS输入，可以补偿电源电压变化对VCO频率的影响。
本发明实施例的方法可以补偿VCO电路因电源电压变化造成的振荡频率的变化，使VCO在输入电压范围一定的情况下，得到更大的输出频率范围，增加了VCO系统的振荡频率的稳定性。
本发明实施例的方法还可以应用在工作过程中电源电压会发生变化的具有偏置电压输入端的其它电路系统中，本发明实施例的装置可以提高这些电路系统的稳定性。
实施例四
本发明实施例提供了一种振荡频率的补偿装置，如图9所示，包括：
产生模块901，包括至少具有一个可变电容的LC振荡回路，用于在LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过电压控制信号在LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块902，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压；在可变电容的另一端接入上述可变偏置电压，通过上述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
其中，LC振荡回路具有至少一个可变电容。Vout1和Vout2为LC振荡回路的两个输出端。
本发明实施例的装置通过将反映外界参数变化的可变偏置电压加在LC振荡回路的可变电容一端，补偿了含该LC振荡回路的电路的振荡频率的变化，提高了电路振荡频率的稳定性。
如图10所示，获取模块902可以包括：
第一电流产生单元1001，用于产生反映第一温度系数的第一电流。
偏置电压产生单元1002，用于使第一电流流经第一温度系数的电阻。
偏置电压输出单元1003，用于将上述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出；在可变电容的另一端接入上述可变偏置电压，通过上述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
参见图5，获取模块902具体包括：至少具有正输入端和负输入端的运算放大器502，与运算放大器502输出端分别相连的第一场效应管503的栅极和第二场效应管501的栅极。第一场效应管503的源极和第二场效应管501的源极分别连接等电压值的直流电源VDD。第一场效应管503的漏极通过第一电阻R1与参考电压接地线连接。第二场效应管501的漏极通过第二电阻R2与参考电压接地线连接。运算放大器502的一个输入端接第二场效应管501的漏极，运算放大器502的另一个输入端接的是具有温度无关性的基准电压VBG(其电压值为某一常数)，其中，VDD可以是VCO电路的工作电源。第一电阻R1上的电压作为可变偏置电压输出。需要说明的是，为使该场效应管501与运算放大器502构成负反馈回路，如果第二场效应管501是P型场效应管，则第二场效应管501的漏极需要接运算放大器502的正输入端；如果第二场效应管501是N型场效应管(负型场效应管)(图未示)，为使该N型场效应管与运算放大器502构成负反馈回路，第二场效应管501的漏极需要接运算放大器502的负输入端。
进一步地，第一电流产生单元1001包括：第一场效应管503、第二场效应管501和具有第二温度系数的电阻R2，
第二场效应管501的漏极通过第二温度系数的电阻R2接地，获取反映第一温度系数的第二电流I2；
第一场效应管503通过其源极接直流电源VDD，其栅极和第二场效应管501的栅极相连，使第一场效应管503的漏极获取反映第一温度系数的第一电流I1，其中第一电流I1与第二电流I2成正比；
其中第二场效应管501的漏极电位具有温度无关性；若第一温度系数是正温系数，则第二温度系数是负温系数；若第一温度系数是负温系数，则第二温度系数是正温系数。
具体地，在本实施例中，第二场效应管501是P型场效应管，为使图5具有负反馈回路，第二场效应管501的漏极需要接运算放大器502的正输入端。由于该负反馈回路的存在，运算放大器502的正输入端与负输入端的电位近似相等。同时，运算放大器502的正输入端与第二场效应管501的漏极直接相连，因此第二场效应管501的漏极电位认为与运算放大器502的负输入端的电位相等。由于运算放大器502的负输入端接的是具有温度无关性的基准电压VBG，所以第二场效应管的漏极电位具有温度无关性。
参见图5，由于第一场效应管503的栅极和第二场效应管501的栅极相连，接在了同一电位，根据电路原理可知，第一场效应管503的漏极获取的第一电流I1与第二电流I2成正比，且I1与I2之比为第一场效应管503与第二场效应管501的尺寸之比。由于第二电流I2是反映第一温度系数的，即正温系数的，所以第一电流I1也是反映第一温度系数的。
同理，若第二电流I2是负温系数的，则第一电流I1也是负温系数的。
偏置电压产生单元1002，用于使第一电流流经第一温度系数的电阻。
参见图5，将第一场效应管503的漏极通过第一温度系数即正温系数的电阻R2接地，因此第一电流I1将流经第一温度系数，即正温系数的电阻R2。
偏置电压输出单元1003，用于将上述电阻两端的电压作为偏置电压输出；在可变电容的另一端接入上述可变偏置电压，通过上述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
参见图5，将第一温度系数的电阻R2两端的电压VOUT作为偏置电压输出。由于第一电流I1和电阻R2都是第一温度系数即正温系数的，所以R2两端的电压VOUT也是第一温度系数即正温系数的。
然后，通过获取模块902，将图5所示的输出电压VOUT作为偏置电压加在图3所示的VCO电路的VBIAS输入端上。以图3(a)为例，该图中的可变电容C3、C4两端的电压VCTRL如果是正温系数的，那么输入一个也是正温系数的电压VBIAS，可以使得可变电容C3两端的电压、C4两端的电压基本不变，从而减小VCO电路因为温度的影响而导致的输出频率的变化。同理，如果可变电容C3、C4两端的电压VCTRL是负温系数的，就补偿一个是负温系数的VBIAS输入。
本发明实施例的振荡频率的补偿装置可以补偿温度变化对VCO振荡频率的影响，使VCO能在输入电压范围一定的情况下，得到更大的输出频率范围，提高了振荡频率的稳定性。
本实施例的装置不仅适用于VCO电路，也适用于其它具有偏置电压输入的受电路温度变化影响的电路。
实施例五
本发明实施例另外提供了一种振荡频率的补偿装置，其中，产生模块901与实施例四相似，获取模块902如图11所示。获取模块902可以具体包括：
相关电压获取单元1101，用于通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压。
参见图8，直流电源VDD通过电阻R3和R4接地，电阻R3和R4构成分压电路。因此，可以得出电阻R3和R4之间的电位
Figure GSB00000942252500111
是一个与工作电源电压相关的电压。本发明实施例中，VDD也是VCO电路的工作电源。
偏置电压输出单元1102，用于将上述电压放大后作为偏置电压输出；在可变电容的另一端接入上述可变偏置电压，通过上述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
参见图8，将上述电压VREF接入运算放大器801的正输入端，运算放大器801的负输入端通过第一电阻R5接地；运算放大器801的输出端通过第二电阻R6反接回负输入端，构成负反馈回路。由运算放大器的工作原理可知，图8中的运算放大器801将对其输入电压VREF进行放大后输出。
记第一电阻R5与第二电阻R6中间的电位为V0，即运算放大器801的负输入端电位为V0。由于运算放大器801的负反馈回路的存在，使得V0＝VREF以及负输入端的输入电流近似为0。故第一电阻R5与第二电阻R6上流经的电流大小相等，为
Figure GSB00000942252500121
所以运算放大器801的输出电压
Figure GSB00000942252500122
通过恰当设置R3、R4、R5、R6的值就可以使得VOUT跟随VDD变化，而且变化的比例可以根据实际需要灵活设置。将VOUT作为偏置电压输出。
然后通过获取模块902，将图8所示的输出电压VOUT作为偏置电压加在图3所示的VCO电路的VBIAS输入端上。当VCO电路的工作电源VDD变化ΔV时，VOUT变化量为
Figure GSB00000942252500123
由于VCO电路的输出频率是VBIAS的函数，所以恰当补偿VBIAS输入，可以补偿电源电压变化对VCO频率的影响。
本发明实施例的装置可以补偿VCO电路因电源电压变化造成的振荡频率的变化，使VCO在输入电压范围一定的情况下，得到更大的输出频率范围，增加了VCO系统的振荡频率稳定性。
本发明实施例的装置还可以应用在工作过程中电源电压会发生变化的具有偏置电压输入端的其它电路系统中。
实施例六
本发明实施例提供了一种锁相环电路，如图12所示，包括包括PD(鉴相器)1201、LF(低通滤波器)和压控振荡器1202。其中，Vin为锁相环电路的输入电压，LF的输出电压Vctrl为压控振荡器1202的输入电压，压控振荡器1202的输出电压Vout为锁相环电路的输出电压。
PD(鉴相器)检测锁相环电路的输入电压Vin和输出电压Vout的相位差，并将检测出的相位差信号转换成电压信号输出，该信号经LF(低通滤波器)滤波后形成压控振荡器的输入的电压控制信号Vctrl，对压控振荡器输出的振荡信号的频率实施控制。
其中，压控振荡器1202，包括：
至少包括一个可变电容的电感电容LC振荡回路(即LC振荡电路)；
产生模块，用于在上述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过该电压控制信号在上述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压，在可变电容的另一端接入该可变偏置电压，通过该可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
具体地，外界参数变化为温度参数变化时，获取模块可以包括：
第一电流产生单元，用于产生反映第一温度系数的第一电流；
偏置电压产生单元，用于使所述第一电流流经第一温度系数的电阻；
偏置电压输出单元，用于将所述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出，在可变电容的另一端接入该可变偏置电压，通过该可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；
其中所述第一温度系数是正温系数或者负温系数。
该获取模块的具体情况详见实施例四所述，此处不再赘述。
或者，获取模块也可以包括：
相关电压获取单元，用于通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压；
偏置电压输出单元，用于将所述电压放大后作为可变偏置电压输出，在可变电容的另一端接入该可变偏置电压，通过该可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
该获取模块的具体情况详见实施例五所述，此处不再赘述。
本发明实施例通过将反映外界参数变化的可变偏置电压加在LC振荡回路的可变电容一端，补偿了含该LC振荡回路的电路的振荡频率的变化；当外界参数如电源电压和温度变化比较剧烈时，降低了锁相环电路的失锁风险；使在VCO输入电压范围一定的情况下，得到更大的输出频率范围，增加系统的可靠性，从而提高了锁相环电路的稳定性。
本发明实施例可以利用软件实现，相应的软件程序可以存储在可读取的存储介质中，例如，计算机的硬盘、缓存或光盘中。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种振荡频率的补偿方法，应用于电感电容LC振荡回路中，其特征在于，包括以下步骤：
在所述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取反映外界参数变化的可变偏置电压；其中所述外界参数变化为温度参数变化，所述获取反映外界参数变化的可变偏置电压包括以下步骤：
产生反映第一温度系数的第一电流；
使所述第一电流流经第一温度系数的电阻；
将所述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出；
其中所述第一温度系数是正温系数或者负温系数；
其中所述产生反映第一温度系数的第一电流包括：
使第二场效应管的漏极电位具有温度无关性；
所述第二场效应管的漏极通过一个第二温度系数的电阻接地，获取反映第一温度系数的第二电流；
第一场效应管通过其源极接直流电源，其栅极和所述第二场效应管的栅极相连，使所述第一场效应管的漏极获取反映第一温度系数的第一电流，其中所述第一电流与所述第二电流成正比；
其中若所述第一温度系数是正温系数，则所述第二温度系数是负温系数；若所述第一温度系数是负温系数，则所述第二温度系数是正温系数；
在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
2.如权利要求1所述的振荡频率的补偿方法，其特征在于，所述使第二场效应管的漏极电位具有温度无关性具体包括：
将第二场效应管的栅极接运算放大器的输出，源极接直流电源，漏极接所述运算放大器的一个输入端，构成负反馈回路；
将所述运算放大器的另一个输入端接具有温度无关性的基准电压。
3.如权利要求1所述的振荡频率的补偿方法，其特征在于，所述LC振荡回路是压控振荡器的LC振荡回路。
4.一种振荡频率的补偿装置，其特征在于，包括：
产生模块，包括至少具有一个可变电容的电感电容LC振荡回路，LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；其中所述外界参数变化为温度参数变化，所述获取模块包括：
第一电流产生单元，用于产生反映第一温度系数的第一电流；
偏置电压产生单元，用于使所述第一电流流经第一温度系数的电阻；
偏置电压输出单元，用于将所述电阻两端的电压作为可变偏置电压输出，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；
其中所述第一温度系数是正温系数或者负温系数；
其中所述第一电流产生单元包括：第一场效应管、第二场效应管和第二温度系数的电阻，
所述第二场效应管的漏极通过所述第二温度系数的电阻接地，获取反映第一温度系数的第二电流；
所述第一场效应管通过其源极接直流电源，其栅极和所述第二场效应管的栅极相连，使所述第一场效应管的漏极获取反映第一温度系数的第一电流，其中所述第一电流与所述第二电流成正比；
其中所述第二场效应管的漏极电位具有温度无关性；若所述第一温度系数是正温系数，则所述第二温度系数是负温系数；若所述第一温度系数是负温系数，则所述第二温度系数是正温系数。
5.一种振荡频率的补偿方法，应用于电感电容LC振荡回路中，其特征在于，包括以下步骤：
在所述LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取反映外界参数变化的可变偏置电压；其中所述外界参数变化为电源电压参数变化，所述获取反映外界参数变化的可变偏置电压包括：
通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压；
将所述与工作电源电压相关的电压放大后作为可变偏置电压输出；
在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
6.如权利要求5所述的振荡频率的补偿方法，其特征在于，所述将所述与工作电源电压相关的电压放大后作为可变偏置电压输出具体包括：
将所述与工作电源电压相关的电压接入运算放大器的正输入端，所述运算放大器的负输入端通过第一电阻接地；
所述运算放大器的输出端通过第二电阻反接回负输入端，构成负反馈回路；
将所述运算放大器的输出作为可变偏置电压输出。
7.如权利要求5所述的振荡频率的补偿方法，其特征在于，所述LC振荡回路是压控振荡器的LC振荡回路。
8.一种振荡频率的补偿装置，其特征在于，包括：
产生模块，包括至少具有一个可变电容的电感电容LC振荡回路，LC振荡回路的可变电容一端接入电压控制信号，通过所述电压控制信号在所述LC振荡回路中产生振荡信号；
获取模块，用于获取反映外界参数变化的可变偏置电压，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化；其中所述外界参数变化为电源电压参数变化，所述获取模块包括：
相关电压获取单元，用于通过分压电路获取一个与工作电源电压相关的电压；
偏置电压输出单元，用于将所述与工作电源电压相关的电压放大后作为可变偏置电压输出，在所述可变电容的另一端接入所述可变偏置电压，通过所述可变偏置电压补偿LC振荡回路产生的振荡信号的振荡频率变化。
9.如权利要求8所述的振荡频率的补偿装置，其特征在于，所述偏置电压输出单元具体包括：运算放大器、第一电阻和第二电阻；
所述与工作电源电压相关的电压接入运算放大器的正输入端，所述运算放大器的负输入端通过第一电阻接地；
所述运算放大器的输出端通过第二电阻反接回负输入端，构成负反馈回路；将所述运算放大器的输出作为可变偏置电压输出。
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