JP2012198070A - 受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模の増大化を抑え、受信利得を計測可能とした受信機を提供する。
【解決手段】受信機において、受信モードのとき、レーダ装置の信号発生部で生成されるレーダ送信信号が物体から反射されて受信アンテナに受信された受信信号と、レーダ送信信号とを混合し周波数差信号を生成すると共に、検査モードのとき、計測用信号と信号発生器で生成される基準信号とを混合し周波数差信号を生成する第１のミキサと、信号発生器で生成される基準信号に基づき計測用信号を生成し、受信信号として入力する計測用信号生成部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、目標とする物体までの相対距離と相対速度を計測するミリ波レーダ装置の受信機に関し、特に性能測定機能を備えた受信機に関する。

目標物体との相対距離と相対速度を検出するレーダ装置として、周波数変調された連続波をレーダ送信信号として使用するＦＭ−ＣＷ（Frequency Modulated−Continuous Wave）式のミリ波レーダ装置が知られている。

図５は、ＦＭ−ＣＷ式のミリ波レーダ装置が、目標物体との相対距離と相対速度を検出する原理について説明する図である。この方式のミリ波レーダ装置は、レーダ信号として時間とともに周波数が直線的に上昇と下降とを交互に繰返す三角波変調された連続波を、目標物体へ向けて送信し、目標物体から反射されたレーダ信号を受信する。図５（ａ）は、ミリ波レーダ装置の送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒの、時間（横軸）に対する周波数（縦軸）の変化を示す図である。

実線で示す送信信号Ｓｔの周波数に対して破線で示す受信信号Ｓｒの周波数は、目標物体との相対距離Ｒに応じた時間的遅延ΔＴと、相対速度Ｖに応じたドップラシフトΔＤとを受けて変化する。この結果、送受信信号間には、周波数上昇区間ＵＰで周波数ｆｕ、周波数下降区間ＤＮで周波数ｆｄとなる周波数差（ビート周波数）が生ずる。ミリ波レーダ装置では、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒを混合することによりビート周波数を有するビート信号Ｓｂを生成する。

図５（ｂ）は、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒを混合することにより生成されたビート信号Ｓｂの周波数変化（縦軸：周波数、横軸：時間）を示す図である。図５（ｃ）は、ビート信号Ｓｂの波形を示す図である。ミリ波レーダ装置は、この送受信信号間の周波数差を有するビート信号Ｓｂに対して周波数スペクトラムの解析を行う。そして、周波数スペクトラムの解析で得られた周波数ｆｕおよびｆｄから、次式に従って目標物体までの相対距離Ｒおよび相対速度Ｖを検出する。

相対距離：Ｒ＝Ｃ・（ｆｕ＋ｆｄ）／（８・ΔＦ・ｆｍ） ・・・（式１）
相対速度：Ｖ＝Ｃ・（ｆｕ−ｆｄ）／（４・ｆｃ） ・・・（式２）
ここで、Ｃは光速、ｆｍは三角波変調の周波数、ΔＦは送信信号Ｓｔの周波数変調幅、ｆｃは送信信号Ｓｔの搬送周波数である。

図６は、ＦＭ−ＣＷ式ミリ波レーダ装置の基本的な構成を示す図である。ミリ波レーダ装置３０は、レーダ送受信機３１と信号処理装置３２とを有する。レーダ送受信機３１は、送信信号Ｓｔを生成するため、変調信号生成部３１ａと電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１ｂと増幅器３１１と送信アンテナ３１ｃとを有する。また、レーダ送受信機３１は、受信信号Ｓｒを処理するため、受信用アンテナ３１ｄと低雑音増幅器（ＬＮＡ）３１ｅとミキサ３１ｆとＡ／Ｄ変換器３１ｇとを有する。

ＶＣＯ３１ｂは、変調信号生成部３１ａで生成された三角波の周波数変調信号を受けてＦＭ変調されたミリ波帯の連続波の発振信号を発生する。発振信号は、増幅器３１１で増幅され、ミリ波レーダ装置３０の送信信号Ｓｔとして送信アンテナ３１ｃから目標物体へ放射される。

目標物体で反射された送信信号Ｓｔは受信アンテナ３１ｄを介し、受信信号Ｓｒとして受信される。受信信号Ｓｒは、ＬＮＡ３１ｅで低雑音増幅されてミキサ３１ｆに入力される。ミキサ３１ｆでは、ＶＣＯ３１ｂから分配された送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとを混合することにより、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとの周波数差を有するビート信号Ｓｂを生成する。

ビート信号Ｓｂは、数百ｋＨｚ程度のベースバンド帯の信号であり、このままＡ／Ｄ変換器３１ｇに入力されてデジタルデータ信号Ｓｄに変換され、ＦＦＴ処理機能を備える信号処理装置３２へ出力される。信号処理装置３２では、レーダ送受信機３１から出力されたデータ信号Ｓｄに対してＦＦＴ処理を行い、ビート信号Ｓｂの周波数を検出する。そして、ビート信号Ｓｂの周波数から、目標物体までの相対距離Ｒおよび相対速度Ｖを検出する。

このように、ＦＭ−ＣＷ式のミリ波レーダ装置では、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとを直接に混合させる、ダイレクトコンバージョン方式の検波が採用できる。そして、ダイレクトコンバージョン方式の検波によって送受信信号の周波数差を有するビート信号Ｓｂが生成できるので、受信信号処理のための回路構成が簡易である。また、生成されるビート信号Ｓｂの周波数は数百ｋＨｚ程度の、例えば４００ｋＨｚ帯のベースバンド信号なので、混合後のビート信号ＳｂはこのままＡ／Ｄ変換処理が可能である。

このように、ＦＭ−ＣＷ式のミリ波レーダ装置は、その回路構成が比較的簡易であり、レーダ波長も極小のために小型化が進んでいる。特に受信機は、送信信号と受信信号とを直接に混合させれば、Ａ／Ｄ変換が可能なベースバンド帯までの周波数変換処理が行えるため、ミリ波レーダ用受信ＩＣとしてＭＭＩＣ（Monolithic Microwave IC）化の開発が
進んでいる。

図７は、受信利得計測回路を備えた従来の受信機の構成を説明するブロック図である。尚、図７では、本願発明の課題を説明するために、図５に示す受信機の、ビート信号Ｓｂを生成するミキサ３１ｆ出力までの一部構成と、受信利得計測に必要な回路構成が示されている。

受信利得計測回路は、ミリ波レーダの受信機が備える受信特性の、受信帯域内の周波数利得特性を測定する。具体的には、目標物体から反射される受信信号Ｓｒを受信処理し、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとの周波数差を有するビート信号Ｓｂを生成するまでの受信処理経路の周波数利得性能を測定する。

そして、受信機の入力端に出力可能な計測信号Ｐｉｎを生成する受信利得計測用信号発生器（Signal Generator、以下SGという）１６と、レーダ運用時に送信信号Ｓｔを入力するミキサ（ＭＩＸ）３１ｆに出力可能な受信基準信号を生成する受信用ＳＧ１５を有する。

ビート信号Ｓｂの周波数は数百ｋＨｚ程度と、送信信号Ｓｔの周波数帯域と比較して非常に低い帯域なので、受信利得特性の測定のために受信利得計測用ＳＧ１６と受信用ＳＧ１５の出力信号周波数は近接（例えば、１ＭＨｚ以下）して出力する。各ＳＧは、この近接した出力信号間の周波数差を確保するためにＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回
路）を備える。

図７の受信利得計測回路は、レーダ送信信号を生成するＶＣＯ１５ａに、分周器１５ｂ、ＰＦＤ（Phase Frequency Detector：位相比較器）１５ｃ、ＬＰＦ（Low Pass Filter
）１５ｄから構成されるＰＬＬを付加した受信用ＳＧ１５を有する。また、図７の受信利
得計測回路は、ＶＣＯ１６ａに、分周器１６ｂ、ＰＦＤ１６ｃ、ＬＰＦ１６ｄから構成されるＰＬＬを付加した受信利得計測用ＳＧ１６を有する。

受信利得計測のための周波数差を有する計測信号Ｐｉｎは、受信用ＳＧ１５に含まれる分周器１５ｂの分周比（Ｎ１）と、受信利得計測用ＳＧ１６に含まれる分周器１６ｂの分周比（Ｎ２）を異なる値に設定し、生成する。ＶＣＯ（１５ａ、１６ａ）出力信号の周波数は、信号基準の周波数と位相比較を行うため、分周器（１５ｂ、１６ｂ）を介してＰＦＤ（１５ｃ、１６ｃ）に入力される。ＰＦＤ（１５ｃ、１６ｃ）は、発振周波数の安定精度が高い水晶発振器１７の出力信号を位相比較のための信号基準として用い、ＶＣＯ（１５ａ、１６ａ）の分周信号周波数との相対位相差を検出してＬＰＦ（１５ｄ、１６ｄ）に出力する。ＰＦＤ（１５ｃ、１６ｃ）出力はＬＰＦ（１５ｄ、１６ｄ）によって平滑化され、発振周波数の制御信号としてＶＣＯ（１５ａ、１６ａ）に入力される。この制御信号により、ＶＣＯ１５ａの発振周波数は信号基準の１／（Ｎ１）倍の周波数に固定され、ＶＣＯ１６ａの発振周波数は信号基準の１／（Ｎ２）倍の周波数に固定される。

尚、発振周波数の位相比較基準に使用される信号基準は、受信用ＳＧ１５と受信利得計測用ＳＧ１６に共通の信号であり、同一の信号源である水晶発振器１７によって生成される。同一の信号源から生成された位相比較のための信号基準は、ＶＣＯ（１５ａ、１６ａ）に付加するＰＬＬの周波数制御信号として入力し、受信用ＳＧ１５と受信利得計測用ＳＧ１６間の周波数差を安定化させている。

そして、受信利得計測時には、受信用ＳＧ１５で生成された受信基準信号が送信信号Ｓｔとしてミキサ３１ｆ（ＭＩＸ-ＬＯ）に入力され、受信利得計測用ＳＧ１６で生成され
た計測信号Ｐｉｎが、受信信号Ｓｒとしてミキサ３１ｆ（ＭＩＸ-ＲＦ）に入力される。
ミキサ３１ｆ（ＭＩＸ）は、受信基準信号と計測信号Ｐｉｎを混合し、受信用ＳＧ１５と受信利得計測用ＳＧ１６との間の周波数差を有するビート信号Ｓｂを生成する。ビート信号Ｓｂの信号周波数は、ＰＬＬで安定化された、受信用ＳＧ１５と受信利得計測用ＳＧ１６との間の周波数差となるので、周波数に依存する受信機の受信利得特性が正確に測定できる。

特許文献１には、ＦＰＧＡで生成された周波数を信号基準としてＰＬＬに入力し、遅延時間や利得を測定するための測定信号とする技術が提案されている。

特開２００７−９６６４７号公報

図７に示す従来の受信利得計測回路では、ビート信号Ｓｂ周波数帯の計測信号Ｐｉｎを生成するために、発振周波数が近接する２台のＳＧを必要とし、さらにＳＧ間の周波数差を安定化させるためにＰＬＬ回路を必要としている。そして、２台のＳＧに対して周波数差を確保するための信号基準を生成する発振器１７を必要とする。このため、受信利得計測回路を含めた受信機の構成規模は増大し、消費電力量が増大する。構成規模の増大化は、受信ＩＣ化時の回路面積の増大となり、特にＰＬＬを構成するＬＰＦは、他の回路部分と比較して広大な回路面積を必要とする。

特許文献１の受信機では、ＦＰＧＡで生成した信号基準をＰＬＬに入力し、遅延時間や利得の測定用のテスト信号とローカル信号を生成するので、２台のＳＧおよび信号基準となる発振器は不要となるが、やはりＰＬＬを必要とするため、ＬＰＦを搭載するための回
路面積を必要とする。

本発明の目的は、回路規模の増大化を抑え、受信利得を計測可能とした受信機を提供することにある。

本発明による受信機は、受信モードのとき、レーダ装置の信号発生器で生成されるレーダ送信信号が物体から反射されて受信アンテナに受信された受信信号と、前記レーダ送信信号とを混合し周波数差信号を生成すると共に、検査モードのとき、計測用信号と前記信号発生器で生成される基準信号とを混合し周波数差信号を生成する第１のミキサと、前記信号発生器で生成される基準信号に基づき前記計測用信号を生成し、前記受信信号として入力する計測用信号生成部とを備える。

本発明によれば、回路規模の増大化を抑え、受信利得を計測可能とした受信機が提供できる。

図１は、本発明の第一の実施の形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。 図２は、ＤＳＰが実行する受信利得制御処理のフローチャートである。 図３（ａ）は受信モードと検査モードとの関係を示す図であり、（ｂ）はステップＳ４での分周比値の設定タイミングを示す図であり、（ｃ）は計測信号による計測結果を読取るタイミングを示す図であり、（ｄ）はＶＧＡ４の増幅利得を調整するタイミングを示す図である。 図４は、本発明の第一の実施の形態である受信機を受信ＩＣとして集積化させ、送信用ＩＣと組合せてＭＭＩＣ化したミリ波送受信ＩＣを搭載したＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置の構成を説明する図である。 図５は、ＦＭ−ＣＷ式のミリ波レーダ装置が、目標物体との相対距離と相対速度を検出する原理について説明する図であり、（ａ）は、ミリ波レーダ装置の送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒの、時間（横軸）に対する周波数（縦軸）の変化を示す図である。（ｂ）は、ビート信号Ｓｂの周波数変化（縦軸：周波数、横軸：時間）を示す図であり、（ｃ）は、ビート信号Ｓｂの波形を示す図である。 図６は、ＦＭ−ＣＷ式ミリ波レーダ装置の基本的な構成を示す図である。 図７は、受信利得計測回路を備えた従来の受信機の構成を説明するブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。以下の実施形態の構成は例示であり、本発明は実施の形態に限定されない。

＜第一の実施形態＞
＜受信機＞
図１は、本発明の第一の実施の形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。受信機１は、受信機の受信利得を計測する構成を備える。

受信機１は、目標物体から反射されたミリ波帯のレーダ信号を受信処理するための構成として、ＬＮＡ２、ミキサ３、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifiers：可変利得増幅器）４を有する。尚、ＶＧＡ４出力のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器５は、受信機１の構成としても良く、ＤＳＰ６と組合せた構成としても良い。受信機１の回路
規模や信号受け渡しの形態により適宜、選択が可能である。

また、受信処理構成の受信利得を計測するための構成として、ＶＣＯ７、分周器８、ミキサ９、スイッチ１０を有し、これらＶＣＯ７、分周器８、ミキサ９、スイッチ１０により計測用信号生成部を構成する。尚、本実施形態では、レーダ送信機のＶＣＯを受信利得計測用のＶＣＯ７として共用する構成とする。このため、図１に示すように、三角波状に電圧が変化する三角波変調信号を出力する三角波生成部１１と、一定電圧を出力する一定電圧生成部１２と、切替器１３とをレーダ送信機に持たせ、ＤＳＰ６による切替制御を行う。

レーダ運用時、即ち前方や後方等の目標物体までの距離等を検出するときには三角波変調信号がＶＣＯ７に供給される。ＶＣＯ７は三角波変調信号によってＦＭ変調され、レーダ送信波である送信信号Ｓｔが出力される。また、受信利得計測時には一定電圧がＶＣＯ７に供給され、これにより無変調の一定周波数となった連続波信号がＶＣＯ７から基準信号Ｓ０として出力される。なお、レーダ送信波である送信信号Ｓｔは、増幅器（ＰＡ）３１１による所定の利得増幅を受け、送信アンテナＡＮＴＴｘ１から目標とする物体に向けて放射される。

ＡＮＴＲ１は目標物体から反射されたレーダ送信波を受信する受信アンテナであり、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）６は、Ａ／Ｄ変換されたビート信号Ｓｂが有する周波数の解析を行う信号処理装置である。ＡＮＴＲ１、ＤＳＰ６は受信機１と電気的に接続する。ＤＳＰ６は、レーダ送信波である送信信号Ｓｔと基準信号Ｓ０の切り替えを行う際に、増幅器３１１に供給される電源のオン／オフ制御を行う。送信信号Ｓｔの出力時には、増幅器３１１の電源を通電状態（オン）とし、基準信号Ｓ０の出力時には、増幅器３１１の電源を遮断状態（オフ）とする。また、送信信号Ｓｔと基準信号Ｓ０の切り替えと同時に、スイッチ１０および切替器１３の接点切替も実行する。尚、ＤＳＰ６は、ビート信号Ｓｂの周波数および信号強度を検出する検出部として機能する。

ここで、以下の説明において、ＤＳＰ６はＦＦＴ処理を行うプロセッサ、各種演算処理を行うＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＣＰＵが実行する処理手順が記述されたプ
ログラム等を格納するＲＯＭ（Read Only Memory）、作業領域としてのＲＡＭ（Random Access Memory）等を備えるシステムＬＳＩ（Large Scale Integrated-Circuit）であるとする。

まず、受信処理経路の構成と動作を説明する。
受信機１に入力された受信信号Ｓｒは微弱な信号のため、ＬＮＡ２で信号増幅されてミキサ３に入力される。ＬＮＡ２は、雑音指数の低い増幅器であり、周波数に依存する利得特性を有する。ミキサ３に入力された受信信号Ｓｒは、ＦＭ変調されたレーダ送信波である送信信号Ｓｔと混合されて周波数変換され、ベースバンド帯の周波数を有するビート信号Ｓｂを生成する。ミキサ３は、ビート信号Ｓｂの周波数帯に影響する周波数依存の利得特性を有する。

ミキサ３で生成されたビート信号Ｓｂの周波数帯はベースバンド帯域なので、このままＡ／Ｄ変換器５に入力し、アナログ／デジタル変換処理が可能である。しかし、ＬＮＡ２とミキサ３はビート信号Ｓｂの周波数帯域に影響する周波数依存の利得特性を有するため、ビート信号Ｓｂの周波数に依存して信号利得が変動する。この周波数依存の利得特性を調整するために、ミキサ３出力のビート信号ＳｂをＶＧＡ４に入力する。

ＶＧＡ４は、電圧制御によって増幅利得を可変する増幅器であり、周波数変換後のビート信号Ｓｂの受信利得特性が一定となるように出力信号の増幅度を調整する。ＶＧＡ４の
増幅度は、ＶＧＡ４に接続するＤＳＰ６が電圧制御の値を可変させることにより調整する。Ａ／Ｄ変換器５は、ビート信号Ｓｂを一定の周期でサンプリングし、デジタルデータ信号に変換する。

デジタルデータ信号は、信号処理装置であるＤＳＰ６に出力され、ビート信号Ｓｂが有する周波数についての周波数解析が行われる。ＤＳＰ６は、入力されたデジタルデータ信号に基づいてＦＦＴ処理を行うことにより、ビート信号Ｓｂが有する周波数スペクトラムの解析・特定を行う。そして、ＤＳＰ６は、特定された周波数に基づいて、目標物体までの相対距離Ｒと目標物体との相対速度Ｖを検出する。

次に、受信利得計測の処理構成と動作を説明する。
ＶＣＯ７は、電圧制御発振器であり、ミキサ３のＬＯ端に入力されるミリ波帯（例えば７７．０ＧＨｚ）の基準信号Ｓ０を生成する。分周器８は、分周比の設定が変更可能な可変分周器であり、設定された分周比率に合わせて入力された信号周波数を分周する。分周比率の設定はＤＳＰ６が行う。ミキサ９は、ミリ波帯の周波数混合器であり、基準信号Ｓ０と分周器８で生成される基準信号Ｓ０の分周信号とを周波数混合し、受信利得のための計測用信号を生成する。スイッチ１０は、２状態の接点スイッチであり、閉接点時にミキサ９で生成された計測用信号を受信処理経路（例えば、受信機１の受信信号入力端）に出力する。接点状態の切替はＤＳＰ６が行う。

ＶＣＯ７で生成された基準信号Ｓ０は、ミキサ３、分周器８、ミキサ９に出力される。分周器８に入力する基準信号Ｓ０は、ＤＳＰ６によって設定された分周比に従って分周される。分周された基準信号Ｓ０は、ビート信号Ｓｂが有するベースバンド周波数（１ＭＨｚ以下）帯域の周波数となり、基準信号Ｓ０に基づく分周信号としてミキサ９に出力される。例として、基準信号Ｓ０の周波数が７７ＧＨｚの場合、分周比Ｍ＝７７０００に設定すれば１ＭＨｚの周波数を有する分周信号が得られ、Ｍ＝７７００００では、１００ｋＨｚの周波数を有する分周信号が得られる。

ミキサ９に入力された基準信号Ｓ０の周波数は、分周信号の周波数と周波数混合され、ビート信号周波数としての分周信号周波数を重畳させたミリ波帯の計測用信号としてスイッチ１０に出力される。周波数の混合例として、基準信号Ｓ０の周波数が７７ＧＨｚ、分周信号の周波数が１ＭＨｚの場合、基準信号Ｓ０を中心周波数として、両側波帯に分周信号の周波数量だけシフトした７７．０ＧＨｚ±１ＭＨｚとなる周波数を有する計測用信号が出力される。スイッチ１０に入力された計測用信号は、閉接点時に、受信利得計測の計測用信号として例えば、受信機１の受信信号入力端に出力される。

受信機１に入力された計測用信号は、基準信号Ｓ０の周波数に分周信号周波数を重畳させた状態でＬＮＡ２に入力されて信号増幅を受けて、ミキサ３へ出力される。ミキサ３に入力された計測用信号は、ＶＣＯ７から出力された基準信号Ｓ０とダイレクトコンバージョンによる周波数混合が行われ、計測用信号周波数に重畳された分周信号周波数を備えたビート信号Ｓｂが生成される。前述した例では、計測用信号の周波数が７７．０ＧＨｚ±１ＭＨｚであり、基準信号Ｓ０の周波数が７７ＧＨｚであるため、周波数混合により、１ＭＨｚの周波数を備えるビート信号Ｓｂが生成されることとなる。

ここで、分周器８によって生成された分周信号の分周信号周波数は、ＶＣＯ７で生成された基準信号Ｓ０の周波数に分周器８で設定された分周比率（１／Ｍ）を掛合わせたものである。従って、基準信号Ｓ０に周波数揺動が生じても、分周器８では分周比率（１／Ｍ）に応じた周波数搖動を受けた周波数成分を有する分周信号が生成される。

周波数搖動の具体例として、基準信号Ｓ０の周波数をｆ０とすると、ＶＣＯ７の周波数
搖動により、δｆの周波数が基準信号Ｓ０の周波数ｆ０に加わり、（ｆ０+δｆ）の周波
数を有する基準信号Ｓ０として、ミキサ３、分周器８、ミキサ９に出力されることとなる。分周器８に入力された基準信号Ｓ０は、設定された分周比率（１／Ｍ）に応じて分周され、（ｆ０+δｆ）／Ｍの周波数を有する分周信号となる。

ミキサ９では、この基準信号Ｓ０と分周信号が周波数混合されるため、出力信号である計測用信号の周波数成分として周波数（ｆ０+δｆ）及び、周波数（ｆ０+δｆ）を中心周波数として両側波帯に（ｆ０+δｆ）／Ｍだけシフトした周波数成分が出力される。この
周波数成分を有する計測用信号は、ミキサ３で周波数搖動が加わった周波数を有する基準信号Ｓ０と周波数混合される。ミキサ３による周波数混合は、ダイレクトコンバージョン方式でのダウンコンバートであるため、基準信号Ｓ０より高い周波数成分である、計測用信号の側波帯成分（ｆ０+δｆ）／Ｍが、ビート信号Ｓｂの周波数として出力される。つ
まり、基準信号Ｓ０に周波数搖動δｆが生じても、ビート信号Ｓｂへの影響はδｆ／Ｍに抑制できることになる。

ミキサ９に入力された基準信号Ｓ０は、上記のように、分周信号の周波数と周波数混合され、ビート信号周波数としての分周信号周波数を重畳させたミリ波帯の計測用信号としてスイッチ１０に出力される。スイッチ１０から出力された計測用信号は、例えば受信機１の受信信号入力端から受信処理経路に入力し、その後ミキサ３へ出力される。ミキサ３に入力された計測用信号は、ＶＣＯ７から出力された基準信号Ｓ０とダイレクトコンバージョンによる周波数混合が行われ、計測用信号周波数に重畳された分周信号周波数が検波される。ミキサ３で検波された分周信号周波数は、ビート信号Ｓｂが備える周波数となる。換言すると、受信利得計測時に測定されたビート信号周波数から計測用信号周波数が特定できる。従って、ベースバンド帯のビート信号Ｓｂを得るために２台のＳＧが必要としていたＰＬＬ機構と信号基準を発生する発振器を受信機の構成に持たなくても、単一の発振器（ＶＣＯ７）出力を利用した計測用信号が生成できる。

ミキサ３で生成されたビート信号Ｓｂは分周信号周波数を備え、ＶＧＡ４を介してＡ／Ｄ変換器５に入力さる。Ａ／Ｄ変換器５に入力されたビート信号Ｓｂは、ビート信号Ｓｂの信号強度に応じたデジタルデータ信号に変換されてＤＳＰ（信号処理装置）６に出力される。ＤＳＰ６では、入力されたデジタルデータ信号に基づいてＦＦＴ処理を行うことにより、ミキサ３で生成されたビート信号Ｓｂの周波数スペクトラムとピーク値を特定する。ビート信号Ｓｂの備える周波数は基準信号Ｓ０から分周器８で生成された分周信号周波数である。分周器８の分周比率（１／Ｍ）の設定はＤＳＰ６によって制御される。従って、ＤＳＰ６のＦＦＴ処理によって特定された分周信号周波数と分周比率（１／Ｍ）から、基準信号Ｓ０および計測用信号の周波数が特定できる。

このように、受信利得計測時に受信機１に入力された計測用信号の周波数と、分周信号周波数を備えるビート信号Ｓｂ周波数およびビート信号Ｓｂの信号強度とが対応付けできる。そして、例えば、ビート信号Ｓｂの周波数として検波される分周信号周波数を、１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚ、４００ｋＨｚ、１ＭＨｚとなるように分周比率（１／Ｍ）を変更しながら受信利得計測を行えば、ミキサ３出力に至るまでの受信処理経路の周波数に依存する利得変動が計測できる。つまり、ビート信号Ｓｂが生成されるベースバンド帯域に影響する受信機１の周波数利得特性が測定できる。

以上の説明から明らかなように、本実施形態の受信機では、単一のＶＣＯ出力信号に同期させた受信利得計測が実現できるので、従来構成で２台のＳＧが必要としていたＰＬＬは不要となる。そして、受信利得計測を処理するための回路構成にはＰＬＬを含まず、少なくともＶＣＯ、可変分周器、計測信号生成するミキサで実現できるので、受信利得計測機能の付加による回路規模の増大化を抑制できる。また、ＰＬＬを含まないため消費電力
の増大を抑制できる。そしてＶＣＯは、送受信共用の発振器で実現できるので、送信機に設けたＶＣＯから所定の信号（基準信号、送信信号）をインターフェースすることにより、受信利得計測のための処理構成をさらに縮小できる。

尚、本実施形態においてＶＣＯ７は、信号発生器として機能する。また、ミキサ３は第１のミキサとして機能する。ミキサ９は、第２のミキサとして機能する。

本実施形態の構成を有する受信機ＩＣではさらなる効果が見込まれる。
すなわち、受信利得計測回路の付加構成が最小限の回路面積で提供できるため、機能追加に伴う受信機ＩＣのチップコストの増加が抑制できる。また、ＰＬＬを含まないので、消費電力の増加に伴うＩＣチップ周辺の放熱構造に影響を与えず、従来の放熱構造が適用できる。受信機ＩＣの受信利得検査がオンウエハで実施できるため、従来の受信機ＩＣ検査と比較して、検査時間の短縮、検査工程の簡易化や短縮化が図れ、検査コストの削減が実現できる。

＜受信利得制御＞
次に、本発明の実施の形態に係る受信機について、運用時の受信利得制御の処理手順を図２、図３のチャートを参照にして説明する。尚、以下の説明は、受信機１と電気的に接続されたＤＳＰ６による受信利得制御例である。図２は、ＤＳＰ６が実行する受信利得制御処理のフローチャートである。図３は、受信利得制御処理のタイムチャートである。

まず、ＤＳＰ６では、受信機１の運用状態を判断する（ステップＳ１〜Ｓ３）。
図２中、“受信モード”とは、受信機１の状態が目標物体からのレーダ送信波の反射波を受信信号Ｓｔとして受信し、信号処理を行う状態であり、“検査モード”とは、例えば、予め定められた時間間隔で実行される受信機１の性能診断であり、計測用信号入力による信号処理を行う状態である。“モード切替スイッチ”とは、受信機１の運用状態の切替え操作を行う起動指令を指し、例えば、本発明の受信機１を備えるレーダ装置からの検査指令入力（ユーザによる操作入力を含む）や、タイマ起動による指令入力などである。ＤＳＰ６は、“モード切替えスイッチ”のステータス状態が、“検査モード”への遷移を示すステータスである場合には、“受信モード”から“検査モード”への状態遷移を行い（ステップＳ２、ＯＮ）、そうでない場合には状態遷移は行わない（ステップＳ２、ＯＦＦ）。

“検査モード”に移行したＤＳＰ６は、計測用信号に重畳される分周周波数を設定するため、分周器８に対して分周比値：Ｍを出力する（ステップＳ４）。分周比値は、ＶＣＯ７で生成される基準信号Ｓ０の周波数と、受信利得計測を行うビート信号Ｓｂの周波数との相対比率から決められる。尚、“検査モード”に移行したＶＣＯ７の出力信号は、既に述べてきたように、無変調の定周波数による連続波信号である。そのため、検査モードに移行したときにＶＣＯ７の制御電圧入力が三角波電圧から一定電圧に切り替えられる。

ＶＣＯ７で生成された基準信号Ｓ０は、ミキサ９により分周器８で生成された分周信号と混合され、基準信号Ｓ０の周波数に分周信号の周波数を重畳させた計測用信号としてスイッチ１０に出力される。スイッチ１０の接点制御の制御タイミングは、例えば、ステップＳ３に示す“検査モード”への移行のタイミングで開状態から閉状態に切替えても良い。また、ステップＳ４に示す分周比値の出力のタイミングで切替えても良い。“検査モード”状態で、計測用信号が受信機１の受信信号入力端に出力されれば良い。

受信機１の受信信号入力端に出力された計測用信号は、ＬＮＡ２で増幅されてミキサ３に入力される。計測用信号は、ミキサ３に入力された基準信号Ｓ０と混合されて分周信号の周波数を備えるビート信号Ｓｂが出力される。計測用信号と分周信号とは基準信号Ｓ０
と同期している。そして、ビート信号Ｓｂが備える分周信号周波数は、基準信号Ｓ０に分周器８で設定された分周比率（１／Ｍ）を掛合せた周波数である。この分周信号周波数を備えるビート信号Ｓｂは、ＶＧＡ４、Ａ／Ｄ変換器５を介してデジタルデータ信号に変換され、ＤＳＰ６に入力される。

ステップＳ５においてＤＳＰ６は、受信機１から入力されたデジタルデータ信号に基づいてＦＦＴ処理を行い、ビート信号が備える周波数スペクトルの特定を行う。そして、デジタルデータ値に基づいてビート信号の信号強度を特定する。そして、例えば、メモリ内に既知のデータとして保持された信号電力値Ｐ_ＩＮと、特定されたビート信号の信号強度ＰＩＦとの差分から受信利得が特定できる。ここで、メモリ内に保持された信号電力値Ｐ_ＩＮとは、例えば、事前に測定した計測用信号強度であり、計測用周波数に応じた電力値である。この受信利得は、分周信号周波数に依存するので、例えば、分周信号の周波数として１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚ、４００ｋＨｚ、１ＭＨｚとなるように分周比率（１／Ｍ）を変更しながら受信利得計測を行うことにより、ビート信号Ｓｂが検出されるベースバンド帯域での周波数利得特性が特定できる。

さらに、計測用信号を用いた受信利得の計測結果と、予めデータ値として保持する受信機１の周波数利得特性値との比較から、現時点（受信利得計測実行時）での受信利得の変化量が特定できる。ＤＳＰ６は、計測結果とデータ値との差分に基づき（例えば、ＶＧＡ４の増幅利得可変範囲の上限値である閾値と利得変化量との比較判定を行い、閾値以下であれば利得変化量を補うための増幅利得調整を行う）、ＶＧＡ４の増幅利得の調整を行う（ステップＳ６）。

ステップＳ３〜ステップＳ６に至る処理フローにおいて、ＤＳＰ６から受信機１へ出力される各種制御量の設定タイミングが、図３に示されている。図３（ａ）は受信モードと検査モードとの、切り替えタイミングの関係を示す図であり、（ｂ）はステップＳ４での分周比値の設定のタイミングを示す図であり、（ｃ）は計測信号による計測結果を読取るタイミングを示す図であり、（ｄ）はＶＧＡ４の増幅利得を調整するタイミングを示す図である。

ＤＳＰ６は、分周器８に設定する分周比値を変えながら、計測信号に重畳される分周信号の周波数を変えてステップＳ４〜ステップＳ６の処理を実行する（ステップＳ７、ＹＥＳ）。受信利得を計測する全ての周波数について計測処理が終了（ステップＳ７、ＮＯ）したら、スイッチ１０の接点状態を開状態とし、“受信モード”に移行する（ステップＳ８）。ＤＳＰ６は、“受信モード”への移行と共にＶＣＯ７への制御電圧入力切替を行い、レーダ送信波に用いられる三角波電圧をＶＣＯ７に出力させる。それにより、ＶＣＯ７は三角波電圧によって周波数変調され、三角波状に周波数が変化するレーダ送信波が出力される。

このような利得調整機能を有することにより、例えば温度変動のように運用環境の変化に伴う一過性の利得変動を調整することが可能となり、受信機性能の安定性が確保できる。また、同じ手順で、受信機１に生じた故障を利得変動として検知できるため、受信機としての信頼性が向上する。さらに、定期的に実行される受信利得計測結果を一定の期間、記録・保持させることで整備性の向上が期待できる。

＜変形例＞
本実施形態では、ダイレクトコンバージョン式による周波数変換を採用したが、単一のＶＣＯ出力信号に同期させて、受信機の性能測定を行う計測信号を生成することによる効果は、複数の周波数変換を行うヘテロダイン式やスーパヘテロダイン式の信号検波を採用した受信機であっても同等の効果が得られる。

＜第二の実施形態＞
＜レーダ装置＞
図４は、本発明の第一の実施の形態である受信機１を受信ＩＣ２３ｂとして集積化させ、送信ＩＣ２３ａと組合せてＭＭＩＣ化したミリ波送受信ＩＣ２３を搭載したＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置２０の構成を説明する図である。

本実施形態でのＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置（以下、レーダ装置と称す）２０は、レドーム２１、アンテナ部２２、ミリ波送受信ＩＣ２３、信号処理ＩＣ２４から構成される。レドーム２１は、ミリ波周波数帯域（７６ＧＨｚ〜７７ＧＨｚ）で、電波透過な保護カバーである。アンテナ部２２は、ミリ波送受信ＩＣ２３とミリ波帯の導波管変換部（２５ａ、２５ｂ、２５ｃ）を介して、電気的に接続される。アンテナ部２２は、ＦＭ−ＣＷ変調されたミリ波帯のレーダ送信波を目標物体に送信する送信アンテナ素子ＡＮＴ１と、目標物体からのドップラシフトが重畳されたレーダ反射波を受信する受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）とから構成される。レーダ反射波は、受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）に入力し、導波管変換部（２５ａ、２５ｂ、２５ｃ）を介し、受信信号Ｓｒとしてミリ波送受信ＩＣ２３に入力する。

ミリ波送受信ＩＣ２３は、三角波によるＦＭ変調されたＣＷミリ波帯のレーダ送信波である送信信号Ｓｔを生成する送信ＩＣ２３ａと、アンテナ素子で受信された受信信号Ｓｒから目標物体との相対距離Ｒや相対速度Ｖに関する周波数成分を抽出するための周波数変換処理を行う受信ＩＣ２３ｂと、を含んで構成される。尚、ミリ波送受信ＩＣ２３は、同一回路で構成される２系統の受信処理回路を備える。

送信ＩＣ２３ａはレーダ送信波である送信信号Ｓｔおよび基準信号Ｓ０を生成する信号発生部を備える。信号発生部には、ＶＣＯ７に三角波電圧を入力する三角波生成部、一定電圧を入力する一定電圧生成部、およびＶＣＯ７が含まれる。三角波と一定電圧との切り替えは、信号処理ＩＣ２４によって制御される。送信信号Ｓｔは、目標物体の探知のための電力増幅を受けて導波管変換部２５ａに出力される。導波管変換部２５ａは、送信Ｉｃ２３ａから出力された送信信号Ｓｔを低損失で送信アンテナ素子ＡＮＴ１へ導通する。アンテナ素子ＡＮＴ１に導通された送信信号Ｓｔは、レーダ送信波としてレドーム２１を介して該アンテナ素子が備える放射パターン（アンテナパターン）に沿って放射され、目標物体に到達する。

目標物体から反射されたレーダ反射波は、レドーム２１を介して受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）に受信される。尚、受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）が備える受信パターン（アンテナパターン）は、送信アンテナＡＮＴ１が備える放射パターンと同じであっても良く、目標物体の検知領域に合わせて異なるものであっても良い。さらに、受信アンテナ素子ＡＮＴ２と受信アンテナ素子ＡＮＴ３とが備えるアンテナパターンは同じパターンを持つものでも良く、異なるパターンを持つものでも良い。

受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）で受信された目標物体からの反射信号であるレーダ反射波は、挿入損失が低損失の導波管変換部（２５ｂ、２５ｃ）を介し、受信信号Ｓｒとして受信ＩＣ２３ｂに入力される。受信ＩＣ２３ｂは、受信アンテナ素子毎に２系統の受信機を備えて構成されている。そして利得調整のための可変利得調整増幅器（ＶＧＡ４）を備え、受信信号Ｓｒからビート信号Ｓｂを抽出し信号処理ＩＣ２４に出力する。

信号処理ＩＣ２４では、Ａ／Ｄ変換器により、受信ＩＣ２３ｂから出力された２系統のビート信号Ｓｂを夫々に、デジタルデータ信号に変換する。信号処理ＩＣ２４は、ビート信号Ｓｂの信号強度に応じたデジタルデータ信号に基づいてＦＦＴ処理を行う。また、Ｆ
ＦＴ処理によって特定された周波数スペクトラムからビート信号Ｓｂの信号強度を特定し、受信利得制御等の制御ロジックを実行する。これらの機能は、信号処理ＩＣ２４に含まれる処理ＬＳＩ２４ａによって実行される。さらに、信号処理ＩＣ２４は、図示されない構成として、各種演算処理を行うＣＰＵ、ＣＰＵが実行する処理手順が記述されたプログラムを格納するＲＯＭ、作業領域としてのＲＡＭ等を備える。

本実施形態では、送信ＩＣ２３ａがレーダ装置の送信機の一例である。そして、受信ＩＣ２３ｂがレーダ装置の受信機の一例である。また、信号処理ＩＣ２４がレーダ装置の検出部の一例である。レーダ装置２０は、２つの受信系統毎に第一実施形態に示す受信機１を回路構成に備えた受信ＩＣ２３ｂを有する。以下、受信機１系統を例として、受信処理を説明する。

＜運用モード時の受信処理＞
受信アンテナ素子（ＡＮＴ２、ＡＮＴ３）で受信された目標物体からの反射信号であるレーダ反射波は、導波管変換部２５ｂを介し、受信信号Ｓｒとして受信ＩＣ２３ｂに入力される。目標物体からの反射信号特性を備える受信信号Ｓｒは微弱なため、低雑音増幅器（ＬＮＡ２）による信号利得の増幅をうけ、ミキサ３に入力される。ミキサ３に入力された受信信号Ｓｒは、同じくミキサ３に入力されたレーダ送信波に用いられる送信信号Ｓｔと周波数混合され、目標物体との相対距離Ｒと相対速度Ｖに応じた周波数を備えるビート信号Ｓｂを生成する。周波数混合によってダウンコンバートされたビート信号Ｓｂは、ベースバンド帯域の周波数である。ビート信号Ｓｂは、ＶＧＡ４を介して所定の利得調整を受け、信号処理ＩＣ２４に出力される。

信号処理ＩＣ２４では、ビート信号Ｓｂは、Ａ／Ｄ変換器により、信号強度に応じたデジタルデータ信号に変換されてＦＦＴ処理機能を備える処理ＬＳＩ２４ａに出力される。処理ＬＳＩ２４ａは、デジタルデータ信号に対してＦＦＴ処理を行うことにより、デジタルデータ信号が有するビート信号周波数を特定し、目標物体との相対距離Ｒと相対速度Ｖを検出する。なお、運用モードがレーダ装置の第１の測定手段の一例である。

＜検査モード時の受信処理＞
図２および図３に示される＜受信利得制御＞の処理に基づき、レーダ装置２０は、レーダ運用時の受信処理診断を実行する。尚、“検査モード”および“運用モード”の切り替えは、例えば、信号処理ＩＣ２４にタイマ管理機能を持たせ、予め定められた時間間隔で実行される受信機（受信ＩＣ２３ａ）の定期的な性能診断の起動に基づく切り替えが例示できる。また、レーダ装置２０が搭載される車両等に設けられた操作部品（ボタン、スイッチ等）による操作切替であっても良い。尚、以下の説明においては、信号処理ＩＣ２４による制御形態で説明を行う。

まず、信号処理ＩＣ２４は“検査モード”の起動に合わせ、スイッチ１０の接点状態を切り替えて、受信処理経路上（例えば、受信信号入力端）に計測用信号が出力可能な状態とする。そして、送受信共用に設けられたＶＣＯ７の電圧制御入力を三角波から一定電圧に切り替えることによりＶＣＯ７の信号出力を無変調の定周波数を有する連続波信号出力に切り替え、基準信号Ｓ０として出力する。同時に、信号処理ＩＣ２４は、送信ＩＣ２３ａに対して送信信号Ｓｔを停止させるため、例えば、導波管変換部２５ａに向かう送信経路上に設けられた増幅器３１１の電源をオフにし、増幅器３１１出力を遮断する。増幅器３１１出力が遮断された送信ＩＣ２３ａからは、送信信号Ｓｔに基づくレーダ送信波が出力されることはない。

信号処理ＩＣ２４はさらに、受信ＩＣ２３ｂに含まれる分周器８の分周比率（１／Ｍ）の設定を実行する。計測用信号に重畳させるための分周信号の周波数を、設定するためで
ある。受信利得計測時のビート信号Ｓｂが有する周波数は、分周信号の周波数であるから、この分周信号周波数を重畳させた計測用信号を生成すれば、目標物体からの反射信号を模擬した疑似的な受信信号を得ることができる。計測用信号の生成に使用する基準信号Ｓ０は、レーダ送信波に用いられる信号発生部から分配されることが望ましいが、２系統の受信ＩＣ２３ｂに共通して設けられた信号発生部とは独立して設けられた発振器からの信号としてもよい。

基準信号Ｓ０は、受信ＩＣ２３ｂに含まれる分周器８によって周波数分周が行われ、計測用信号の周波数混合を行うミキサ９に分周信号として入力される。分周器８の分周比率（１／Ｍ）の設定は信号処理ＩＣ２４によって行われ、分周信号の周波数は設定された分周比率（１／Ｍ）に従う。ミキサ９では、基準信号Ｓ０の周波数と分周信号の周波数との周波数混合を行い、計測用信号周波数を生成する。計測用信号周波数には、既に述べたように、基準信号Ｓ０と、基準信号Ｓ０を中心に両側波帯に分周信号周波数をシフトさせた周波数成分が重畳されている。計測用信号周波数には、ビート信号Ｓｂの備える信号周波数成分が含まれる。

周波数の混合例として、基準信号Ｓ０の周波数が７７ＧＨｚ、分周信号の周波数が１ＭＨｚの場合、基準信号Ｓ０の周波数を中心周波数として、両側波帯に分周信号の周波数量だけシフトした７７．０ＧＨｚ±１ＭＨｚとなる周波数を有する計測用信号が出力される。ミキサ９で生成された計測用信号は、受信ＩＣ２３ｂの信号処理経路に出力され、ミキサ３でベースバンド帯の周波数を備えるビート信号Ｓｂに周波数変換される。ビート信号Ｓｂが備える周波数は、信号処理ＩＣ２４で設定された分周比率（１／Ｍ）に従って基準信号Ｓ０が分周された、分周信号の周波数である。

信号処理ＩＣ２４は、受信ＩＣ２３ｂ毎に出力される信号をＡ／Ｄ変換し、ビート信号Ｓｂの信号強度に応じたデジタルデータ信号に変換する。信号処理ＩＣ２４は、デジタルデータ信号に対してＦＦＴ処理を行い、ビート信号Ｓｂの周波数を特定する。従って、信号処理ＩＣ２４は、ビート信号Ｓｂの周波数に応じた受信ＩＣ２３ｂ毎の利得差が検出できる。

例えば、信号発生部から分配された信号を基準信号Ｓ０とした場合、各受信ＩＣ２３ｂに対して同じ分周比率を設定すれば、各受信ＩＣ２３ｂから得られるビート信号Ｓｂは共通の周波数を有することとなる。従って、このビート信号Ｓｂの周波数に対する各受信ＩＣ２３ｂの信号強度を比較することにより、受信系統間の相対的な利得差が特定できる。

信号処理ＩＣ２４は、この受信系統間の相対的な利得差に基づいてＶＧＡへの利得調整制御を行うことにより、受信系統間の利得差が調整でき、均質な受信特性を備えることができる。例えば、車載用レーダ装置としての性能および品質の確保に効果がある。ここで、検査モードがレーダ装置の第２の測定手段の一例である。尚、本実施形態では２つの受信系統で利得調整を説明したが、利得調整を行う受信系統は２系統に限定されない。

信号処理ＩＣ２４は、受信ＩＣ２３ｂに含まれる利得計測回路を用いて所定の検査を実行した後で、送信ＩＣ２３ａに対して増幅器３１１の電源をオンに切り替え、切替スイッチ１０の接点を計測用信号入力から導波管変換部２５ｂ、２５ｃ経由の受信信号Ｓｒ入力に切り替える。そして、送受信共用に設けられたＶＣＯ７の電圧制御入力を一定電圧から三角波に切り替えることにより、ＶＣＯ７の信号出力として、三角波状に周波数が連続して変化する連続波信号出力に切り替わり、レーダ送信波としての送信信号Ｓｔが出力される。送信信号Ｓｔが出力されるレーダ装置２０は、運用モードに戻り、受信信号Ｓｒから目標物体との相対距離Ｒと相対速度Ｖに応じたビート信号Ｓｂの周波数解析を行うことによって、目標物体との相対距離Ｒと相対速度Ｖを検出する。

本実施形態において、受信ＩＣ２３ｂには、第一実施形態の受信機１がＭＭＩＣとして含まれるため、第一実施形態と同等の効果が得られる。そして、レーダ装置２０が運用中であっても、第一実施形態で説明したように、検査モードと運用モードとを切替えることで、運用中の利得調整が可能であるから、運用環境に左右されず安定した受信性能を有するＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置が提供できる。さらに、受信ＩＣ２３ｂ内に予め利得計測回路を含むので、レーダ装置の性能確認のための外部測定装置を必要としない。レーダ装置の製造出荷時や、車両に搭載した車両出荷時、定期的な点検時においてレーダ装置の検査時間短縮、検査工程の簡易化や短縮化が図れ、検査コストの削減が実現できる。

図４に示す実施例では複数の受信アンテナに対し同じ受信ＩＣ２３ｂを設けているが、分周器８、ミキサ９、スイッチ１０を送信ＩＣ２３ａに１組だけ設け、スイッチ１０から出力される共通の計測用信号を各受信アンテナに供給するようにしてもよい。そうすれば、分周器８、ミキサ９、スイッチ１０を各受信アンテナで兼用することができ、コストダウンと共にレーダ装置全体の構成が簡略化される。

１ 受信機、 ２ ＬＮＡ、 ３ ミキサ（第一のミキサ）、 ４ ＶＧＡ、
５ Ａ／Ｄ変換器、 ６ ＤＳＰ、 ７ ＶＣＯ、 ８ 分周器、
９ ミキサ（第二のミキサ）、 １０ スイッチ、
２０ ＦＭ-ＣＷミリ波レーダ装置、 ２１ レドーム、 ２２ アンテナ部、
２３ ミリ波送受信ＩＣ、 ２４ 信号処理ＩＣ、 ２５ 導波管変換部、
３０ ミリ波レーダ装置、 ３１ レーダ送受信機、 ３２ 信号処理装置

Claims (7)

1. 受信モードのとき、レーダ装置の信号発生器で生成されるレーダ送信信号が物体から反射されて受信アンテナに受信された受信信号と、前記レーダ送信信号とを混合し周波数差信号を生成すると共に、検査モードのとき、計測用信号と前記信号発生器で生成される基準信号とを混合し周波数差信号を生成する第１のミキサと、
   前記信号発生器で生成される基準信号に基づき前記計測用信号を生成し、前記受信信号として入力する計測用信号生成部と、
   を備える受信機。
2. 受信モードのとき、レーダの信号発生器で生成されるレーダ送信信号が物体から反射されて受信アンテナに受信された受信信号と、前記レーダ送信信号とを混合し周波数差信号を生成すると共に、検査モードのとき、計測用信号と前記信号発生器で生成される基準信号とを混合し周波数差信号を生成する第１のミキサと、
   前記信号発生器で生成される基準信号に基づき前記計測用信号を生成し、前記受信信号としてレーダの受信回路に入力する計測用信号生成部と、
   前記検査モードのとき、前記計測用信号と前記第１のミキサで生成された周波数差信号との関係から前記受信回路の利得を算出する手段と、
   を含むレーダの受信回路の利得測定回路。
3. 前記計測用信号生成部は、
   前記基準信号を分周する分周器と、
   前記基準信号と前記分周された基準信号の周波数とを混合し計測用信号を生成する第２のミキサと、
   前記計測用信号を前記受信信号として入力するための接点スイッチと、
   を備える請求項２に記載の利得計測回路。
4. 前記レーダの受信回路は可変利得増幅器を備え、前記利得算出手段で算出された利得に応じて該可変利得増幅器の利得を調整する手段を含む請求項３に記載の利得計測回路。
5. 可変分周器で複数の周波数にビート周波数を設定し、各周波数で前記増幅器の利得を調整する手段を含む請求項４に記載の利得計測回路。
6. 受信モードのとき、レーダの信号発生器で生成されるレーダ送信信号が物体から反射されて受信アンテナに受信された受信信号と、前記レーダ送信信号とを第１のミキサで混合し周波数差信号を生成するステップと、
   検査モードのとき、計測用信号と前記信号発生器で生成される基準信号とを前記第１のミキサで混合し周波数差信号を生成するステップと、
   前記信号発生器で生成される基準信号に基づき前記計測用信号を生成し、前記受信信号としてレーダの受信回路に入力するステップと、
   前記検査モードのとき、前記計測用信号と前記第１のミキサで生成された周波数差信号との関係から前記受信回路の利得を算出するステップと、
   を含むレーダの受信回路の利得測定方法。
7. 受信モードのとき信号発生器でレーダ送信信号を生成し、検査モードのとき前記信号発生器で基準信号を生成する信号発生部と、
   前記レーダ送信信号を送信する送信アンテナと、
   前記レーダ送信信号が物体から反射された反射波を受信する受信アンテナと、
   前記基準信号に基づき計測用信号を生成する計測用信号生成部と、
   ミキサと、
   前記受信モードのとき、前記ミキサに前記レーダ送信信号を供給し、前記受信アンテナに受信された受信信号と前記レーダ送信信号とを混合して生成された周波数差信号に基づき前記物体の距離、相対速度を検出する第１の測定手段と、
   前記検査モードのとき、前記計測用信号を前記受信信号として入力すると共に、前記ミキサに前記基準信号を供給し、前記計測用信号と前記基準信号とを混合して生成された周波数差信号に基づき前記周波数差信号の周波数および信号強度を検出する第２の測定手段と、
   を含むレーダ装置。

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