CN112051565A - 具有多个雷达芯片的雷达系统 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了一种雷达系统以及一种用于雷达系统的方法。根据一个实施例，该方法包括：在第一雷达芯片中产生本地振荡器信号，借助于布置在第一雷达芯片中的分频器从本地振荡器信号中产生分频后的信号，将分频后的信号传输给第二雷达芯片，以及将本地振荡器信号传输给第二雷达芯片。在第二雷达芯片中接收的本地振荡器信号被输送给第二雷达芯片的输出信道，该输出信道基于所接收的本地振荡器信号产生输出信号。该方法还包括——基于输出信道的输出信号和由第二雷达芯片接收的分频后的信号——产生指示输出信号相对于所接收的分频后的信号的相位状态的信号。

Description

具有多个雷达芯片的雷达系统
技术领域
本发明涉及高频(HF)电路领域。一些实施例涉及具有级联的两个或更多个单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)的装置，该装置例如可以应用在雷达传感器/雷达传感器系统中。本发明还涉及用于测量所发送的HF信号的相位的方法。
背景技术
高频(HF)发送器和高频(HF)接收器具有多种应用，特别是在无线通信领域和雷达传感器领域中。在汽车领域中存在对如下的雷达传感器的不断增长的需求，这样的雷达传感器尤其可以用于驾驶辅助系统(Advanced driver assistance systems,ADAS)中，例如用于自适应巡航(ACC,Adaptive Cruise Control或Radar Cruise Control)系统中。这样的系统可以自动地调整汽车的速度，以便保持与在前面行驶的其它汽车(以及与其它物体和与行人)的安全距离。汽车领域中的其它应用是例如盲区探测(blind spot detection)、变道辅助(lane change assist)以及类似的应用。在自动驾驶领域中，雷达传感器以及具有多个传感器的系统对于控制自动行驶的车辆具有重要的作用。
现代的雷达系统使用高度集成的HF电路，该高度集成的HF电路可以将雷达收发器的HF前端的所有核心功能结合在一个壳体(Single-Chip-Radar-Transceiver)中。这种高度集成的HF电路通常被称为MMIC。HF前端通常(但并不是必须)尤其包含连接在锁相环中的压控振荡器(VCO，Voltage Controlled Oscillator)、功率放大器(PA，Power Amplifier)、定向耦合器、混频器以及相应的用于控制和监视HF前端的控制电路组件。MMIC还可以具有用于基带(或中频带)中的模拟信号处理的电路以及模拟数字转换器(ADC，Analog-to-Digital-Converters)，以实现数字信号处理。
在传感器应用中还可以将多个MMIC连接在一起(级联)，以便例如通过多个天线发射和/或接收HF雷达信号。例如，具有多个MMIC的这种类型的组件和多个天线可以用于波束成形技术。尤其是在应当获得所接收的雷达回波的入射角(DoA，Direction of Arrival)时，需要多个发送天线和接收天线。为了实现可靠的测量，所发射的HF雷达信号的相位必须相对于彼此处于限定的关系中。需要测量相位以校准相位，这在EHF(Extremely HighFrequency)范围中的频率下在一定程度上是一项挑战。
发明内容
描述了一种雷达系统以及一种用于雷达系统的方法。根据一个实施例，该方法包括：在第一雷达芯片中产生本地振荡器信号，借助于布置在第一雷达芯片中的分频器从本地振荡器信号中产生分频后的信号，将分频后的信号传输给第二雷达芯片，以及将本地振荡器信号传输给第二雷达芯片。在第二雷达芯片中接收的本地振荡器信号被输送给第二雷达芯片的输出信道，该输出信道基于所接收的本地振荡器信号产生输出信号。该方法还包括——基于输出信道的输出信号和由第二雷达芯片接收的分频后的信号——产生指示输出信号相对于所接收的分频后的信号的相位状态的信号。
根据另一实施例，方法包括：在第一雷达芯片中产生本地振荡器信号，以及将本地振荡器信号传输给第二雷达芯片，其中将在第二雷达芯片中接收的本地振荡器信号输送给第二雷达芯片的输出信道，输出信道基于所接收的本地振荡器信号产生输出信号。方法还包括，借助于布置在第二雷达芯片中的分频器基于输出信道的输出信号产生分频后的信号，将分频后的信号传输给第一雷达芯片，以及——基于在第一雷达芯片中接收的分频后的信号和本地振荡器信号——产生指示所接收的分频后的信号相对于本地振荡器信号的相位状态的信号。
根据一个实施例，雷达系统包括具有本地振荡器的第一雷达芯片，该本地振荡器被设计为在本地振荡器的输出部处提供本地振荡器信号。第一雷达芯片包含第一分频器，该第一分频器与本地振荡器的输出部耦合并且被设计为基于本地振荡器信号在第一分频器的输出部处提供分频后的信号。系统还包括第二雷达芯片，该第二雷达芯片具有用于从第一雷达芯片接收本地振荡器信号的第一输入部和用于从第一雷达芯片接收分频后的信号的第二输入部。第二雷达芯片包括输出信道和电路，在第一输入部处接收的本地振荡器信号被输送给该输出信道，以产生对应的输出信号，该电路被设计为基于输出信道的输出信号和所接收的分频后的信号产生指示输出信号相对于所接收的分频后的信号的相位状态的信号。
根据另一实施例，雷达系统包括：具有本地振荡器的第一雷达芯片，该本地振荡器被设计为，在输出部处提供本地振荡器信号；以及第二雷达芯片，第二雷达芯片具有用于从第一雷达芯片接收本地振荡器信号的输入部；第二雷达芯片具有输出信道，在第一输入部处接收的本地振荡器信号被输送给该输出信道，以产生对应的输出信号；第二雷达芯片具有被设计为基于输出信道的输出信号产生分频后的信号的分频器；并且第二雷达芯片具有用于将分频后的信号传输给第一雷达芯片的输出部。第一雷达芯片具有输入部以及电路，该输入部用于从第二雷达芯片接收分频后的信号，该电路被设计为基于本地振荡器信号和所接收的分频后的信号产生指示所接收的分频后的信号相对于本地振荡器信号的相位状态的信号。
附图说明
接下来根据附图详细解释实施例。附图并不一定是按比例绘制，并且实施例并不仅限于所示出的方面。相反地，重要的是展现实施例所基于的原理。其中：
图1示出了用于说明用于测量距离和/或测量速度的FMCW雷达系统的功能原理的示意图。
图2包括用于说明由FMCW系统产生的HF信号的频率调制的时间图。
图3示出了用于说明FMCW雷达系统的基本结构的框图。
图4是用于说明雷达系统的发送信道和接收信道的示例性实现方案的简化框图。
图5是用于说明具有多个级联的MMIC的系统的框图，其中本地振荡器信号由主MMIC产生并且被分配给从MMIC。
图6至图9示出了在具有主MMIC和(至少)一个从MMIC的雷达系统中的相位测量的不同示例。
图10和图11示意性地示出了相位测量的示例。
具体实施方式
图1示出了FMCW雷达系统作为用于测量对象的距离和速度的传感器的应用，该对象通常被称为雷达目标(Radar-Targets)。在该示例中，雷达装置1具有单独的发送(TX)天线5和接收(RX)天线6(双基地或伪单基地雷达配置)。然而应当注意的是，还可以使用同时用作发送天线和接收天线的天线(单基地雷达配置)。发送天线5发射HF信号sRF(t)，该HF信号例如利用线性啁啾信号(周期性的线性的频率斜坡)进行频率调制。所发射的信号sRF(t)在雷达目标T处被反向散射，并且反向散射的(反射的)信号yRF(t)由接收天线6接收。图1示出了简化的示例；在实践中，雷达传感器是具有多个发送(TX)信道和接收(RX)信道的系统，并且HF信号sRF(t)包含啁啾的序列。稍后参考图5至图9讨论用于MIMO(multiple-input/multiple-output)雷达系统的示例。
图2示例性地示出了信号sRF(t)的上述频率调制。如在图2中所示，信号sRF(t)由多个“啁啾”构成，即信号sRF(t)包括具有上升(上啁啾)或下降(下啁啾)的频率的正弦状信号波形(waveforms)的序列(参见图2中的上图)。在该示例中，啁啾的瞬时频率f(t)从起始频率fSTART开始在时间段TRAMP内线性地上升到停止频率fSTOP(参见图2中的下图)。这种类型的啁啾也被称为线性频率斜坡。在图2中示出了三个相同的线性频率斜坡。然而应当注意的是，参数fSTART、fSTOP、TRAMP以及各个频率斜坡之间的间隔可以变化。频率变化也不必一定必须是线性的。
图3是示例性地示出了雷达装置1(雷达传感器)的可能结构的框图。因此，至少一个发送天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线)与集成在MMIC中的HF前端10连接，该HF前端可以包含HF信号处理所需的所有电路组件。这些电路组件包括例如本地振荡器(LO)、HF功率放大器、移相器、低噪声放大器(LNA，low-noise amplifier)、定向耦合器(例如环形耦合器、环形器(Zirkulator)等)、以及用于将HF信号向下混频(Heruntermischen)到基带或中频带(ZF频带)中的混频器。HF前端10可以——必要时与其它电路组件一起——集成在MMIC(雷达芯片)中。所示的示例示出了具有单独的RX天线和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，单个天线用于发射和接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如环形器)可以用于将待发射的HF信号与所接收的HF信号(雷达回波)分离。如上所述，在实践中，雷达系统通常具有带有多个发送或接收天线的多个发送和接收信道，这尤其使得能够测量接收雷达回波的方向(DoA，direction ofarrival)。该方向通常由角度(方位角)表示。在这种类型的MIMO系统中，单个TX信道和RX信道通常分别被构造为相同的或相似的。也就是说，雷达前端10可具有可以分布在多个雷达芯片上的多个发送和接收信道。
在调频连续波雷达系统(FMCW雷达系统)的情况下，通过TX天线5发射的HF信号可以在例如约20GHz至100GHz的范围中(例如在一些应用中约77GHz)。如上所述，由RX天线6接收的HF信号包含雷达回波，即在一个或多个雷达目标处反向散射的信号分量。例如，所接收的HF信号yRF(t)被向下混频到基带中，并且在基带中借助于模拟信号处理进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所述模拟信号处理主要包括滤波和可能的基带信号的放大。最后，基带信号被数字化(参见图3，模拟数字转换器30)并且在数字域中进一步被处理。数字信号处理链可以至少部分地实现为软件，该软件可以在处理器上被执行，该处理器例如是微控制器或数字信号处理器(参见图3，DSP 40)。整个系统通常借助于系统控制器50控制，该系统控制器同样可以至少部分地实现为软件，该软件在诸如微控制器的处理器上被执行。HF前端10和模拟基带信号处理链20(并且可选地还有模拟数字转换器30以及数字信号处理的部件)可以共同集成在单个MMIC(即HF半导体芯片)中。备选地，各个组件还可以被分布到多个集成电路上。
图4示出了具有连接在下游的基带信号处理链20的前端10的示例性实现方案，该基带信号处理链20可以是图3中的雷达传感器的一部分。应当注意的是，图4示出了简化的电路图，以示出具有发送信道(TX信道TX01)和接收信道(RX信道RX01)的HF前端的基本结构。在很大程度上取决于具体应用的实际实现方案当然可能会较复杂，并且通常具有多个TX信道和/或RX信道。HF前端10包括产生HF振荡信号sLO(t)的本地振荡器101(LO)。如上面参考图2所描述的，HF振荡器信号sLO(t)是频率调制的，并且还被称为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常在SHF(超高频Super High Frequency，厘米波)频带或EHF(极高频ExtremelyHigh Frequency，毫米波)频带中，例如在一些汽车应用中在76GHz至81GHz的区间中或者在24GHz的ISM频带(Industrial,Scientific and Medical Band)中。
在发送信号路径中(在TX信道中)和在接收信号路径中(在RX信道中)处理LO信号sLO(t)。由TX天线5发射的发送信号sRF(t)(参见图2)通过例如借助于HF功率放大器102放大LO信号sLO(t)来产生，并且因此仅是LO信号sLO(t)的放大版本。可选地，移相器103可以使得以相移ΔφTX01附加地调整发送信号sRF(t)的相位。放大器102的输出可以与TX天线5耦合(在双基地或伪单基地雷达配置的情况下)。由RX天线6接收的接收信号yRF(t)被输送给RX信道中的接收器电路，并且因此直接或间接地被输送给混频器104的HF端口。在该示例中，借助于放大器105(增益g)预放大HF接收信号yRF(t)(天线信号)。因此，向混频器104输送放大的HF接收信号g·yRF(t)。放大器103例如可以是LNA。向混频器104的参考端口输送LO信号sLO(t)，使得混频器104将(预放大的)HF接收信号yRF(t)向下混频到基带中。以yBB(t)表示经向下混频的基带信号(混频器输出信号)。首先，以模拟方式进一步处理该基带信号yBB(t)，其中模拟基带信号处理链20主要引起放大(放大器22)和滤波(例如带通滤波器21)，以抑制不期望有的边带和镜像频率。以y(t)表示所得到的模拟输出信号，该模拟输出信号被输送给模拟数字转换器(参见图3，ADC 30)。用于以数字方式进一步处理输出信号(数字雷达信号y[n])的方法是本身已知的(例如距离多普勒分析)，并且因此在这里不进一步讨论。
在该示例中，混频器104将预放大的HF接收信号g·yRF(t)(即放大的天线信号)向下混频到基带中。该混频可以在一个级中进行(即从HF频带直接到基带中)或者通过一个或多个中间级(即从HF频带到中频带中并进一步到基带中)。在这种情况下，接收混频器104实际上包括多个串联连接的单个混频器级。鉴于图4中示出的示例，明显的是，雷达测量的质量在很大程度上取决于LO信号sLO(t)的质量，例如取决于包含在LO信号sLO(t)中的噪声，该噪声由本地振荡器101的相位噪声定量地确定。
图5是示例性地示出具有多个耦合(级联)MMIC的MIMO雷达系统的框图。在所示出的示例中，四个MMIC被布置在载体PCB，例如电路板(印刷电路板printed circuit board，PCB)上。每个MMIC 1、2、3和4可以具有多个发送信道TX01、TX02等和多个接收信道RX01、RX02等。该系统还可以具有包含多个发送信道但不包含接收信道的MMIC。对于雷达系统的运行而言重要的是，由MMIC使用的LO信号是连贯的。因此，LO信号仅在一个MMIC——主MMIC1——中产生，并且被分配到从MMIC 2、3和4上。为此，在所示的示例中，LO信号sLO(t)从主MMIC 1的LO输出部LOout被引导到功率分配器(power splitter)8的输入部；功率分配器的输出部与相应的从MMIC 2、3和4的LO输入部LOin连接。根据芯片封装，LO输出部LOout和LO输入部LOin可以实现为引脚、焊珠等。在一些实施例中，可以通过专用外部触点(例如引脚、焊珠等)来实现LO输出部LOout和/或LO输入部LOin。为了保持MMIC的外部触点数目较少，发送信道(例如信道TX03)的输出部也可以被配置为LO输出部或者备选地被配置为LO输入部。然而，配置为LO输出部或LO输入部的发送信道不再可供用作用于连接到(发送)天线的天线端口。根据图5中示出的示例，在主MMIC 1中，发送信道TX03的HF输出部可以被配置为LO输出部，为此只需调整HF放大器(参见图4，放大器102)的增益。由此引起的信号功率调整(减小)可以是必要的或合理的，以便保持接收信道RX01、RX02等(参见图5)上的串扰低并且节省能量。在从MMIC 2、3和4中，相应的发送信道TX03的HF输出部被配置为LO输入部，这可以借助于耦合器和/或开关实现。
在所示的示例中，以TX01和TX02表示的输出部与(发送)天线连接，并且以RX01、RX02、RX03和RX04表示的输入部与(接收)天线连接。MMIC和功率分配器8之间的连接例如可以借助于载体电路板PCB上的(例如差分)带状传输线(strip line)实现。功率分配器8还可以借助于载体电路板PCB上的带状传输线实现(例如作为威尔金森分配器(Wilkinson-Teiler))。在这点上应当指出的是，所有MMIC可以具有本地振荡器101(例如PLL)，然而在配置为从属的MMIC 2至4中通常不使用本地振荡器。对于正常的雷达运行，LO信号sLO(t)在主MMIC中集中产生，并且被分配给从MMIC。以这种方式实现MMIC中处理的LO信号是连贯的。
在图5中示出的示例中，主MMIC 1产生LO信号sLO(t)，并且通过主MMIC 1的LO输出部将LO信号分配给从MMIC 2、3和4，由此可以串联连接(级联)多个MMIC。(系统)时钟信号sCLK(t)同样可以由主MMIC 1产生，并且被分配给从MMIC 2、3和4。然而，在所示出的示例中，时钟信号sCLK(t)由系统控制器50提供，并且被分配给MMIC 1至5。时钟信号sCLK(t)可以具有几MHz的时钟频率(例如200MHz)，而LO信号具有几GHz的LO频率fLO(例如76GHz至81GHz)。备选地，还可以例如包含石英振荡器的单独的时钟发生芯片中产生时钟信号。在这种情况下，由时钟发生器芯片产生的时钟信号sCLK(t)被输送给所有MMIC(主MMIC 1和从MMIC 2至4)。在一些实施例中，主MMIC 1还可以被配置为使得主MMIC仅产生用于从MMIC 2至4的LO信号sLO(t)，并且发送和接收信道TX01、TX02、RX01、RX02等保持未被使用(即发送信道都用作LO输出部)。如果主MMIC 1对于每个从MMIC都具有相关联的LO输出部，则不一定需要功率分配器8。
系统控制器50被设计为与MMIC 1至5通信。为此，控制器50和MMIC 1至5借助于一个或多个通信连接耦合，例如借助于SPI总线(Serial Peripheral Interface Bus)和/或借助于LVDS(Low Voltage Differential Signalling)。如所提及的，数字信号处理(参见图3，方框40)被部分地实现在控制器中并且被部分地实现在MMIC 1至5中。
如所提及的，在许多应用中重要的是，在不同MMIC中使用的LO信号是连贯的，即彼此之间具有限定的相位关系。虽然，具有例如77GHz的(平均)频率的LO信号可以从主MMIC 1传输到从MMIC 2至4，但是由从MMIC的TX信道发送的雷达信号sRF(t)的相位相对于主MMIC 1中的本地振荡器101的输出部处的LO信号sLO(t)的相位不一定是恒定且稳定的。如所提及的，所发送的雷达信号基本上是LO信号sLO(t)的放大和移相后的版本，其中所发送的雷达信号的相位特别地取决于温度。LO信号sLO(t)在毫米波的范围中，因此，从主MMIC到从MMIC的信号路径的由温度引起的长度变化就已经可以引起由从MMIC接收的LO信号的相位的显著变化。在77GHz的频率(即约3.9mm的波长)下，信号路径的长度变化仅1μm就导致约0.1度的相位变化。此外，特别是诸如放大器和移相器的有源元件可以引起与温度相关的相位漂移。在2.4GHz的频率下，对于每μm长度变化，相位变化仅大于约0.003度。这些数值示例仅用于说明，并且假设信号以光速(c≈3×109m/s)传播；实际上，通过载体电路板上的带状传输线(或在其它波导中)的传播速度可能会明显较小。
规避相位变化的一个可行方案是，测量并随后校准TX信道的输出部处的HF雷达信号的相位。然而，对于相位的测量需要相位相对稳定的参考信号。然而在已知的系统中，在从MMIC中无法提供这种参考信号，这使得相位测量具有挑战性。
图6示出了具有主MMIC 1和从MMIC的系统的示例，其中为了简单起见，仅示出了对于随后的讨论重要的组件。根据图6，主MMIC 1包括本地振荡器101，该本地振荡器例如借助于锁相环基于时钟信号sCLK(t)产生LO信号sLO(t)。在所示出的示例中，LO信号sLO(t)是具有例如76.8GHz的频率fLO的连续波信号(continuous wave signal，CW信号)。LO信号sLO(t)例如通过主MMIC 1的TX信道TX1在配置为LO输出部的HF触点LOout上输出，并且借助于波导(例如借助于带状导体实现)被传输到从MMIC 2的对应的LO输入部LOin(直接或间接地通过分配器)。由从MMIC 2接收的LO信号以sLO‘(t)表示。信号sLO(t)和sLO‘(t)不同之处主要在于它们的相位，这尤其与主MMIC 1和从MMIC 2之间的信号路径的长度相关。由于在传输中信号衰减，所接收的信号sLO‘(t)的振幅小于信号sLO(t)的振幅，然而这对于进一步的讨论来说并不重要。
根据图6，主MMIC 1还包含分频器106，该分频器的输入部与本地振荡器101的输出部连接。为此，分频器106被设计为将LO信号sLO(t)的频率除以固定的除数k，即分频器106基于LO信号sLO(t)产生具有频率fREF的信号sREF(t)，频率fREF是LO信号sLO(t)的频率fLO的一部分(fREF＝fLO/k)。除数k通常是整数，并且可以在约4至512、特别地约16至128的范围中。在图6中的示例中，除数k等于32，使得LO频率从76.8GHz减小到2.4GHz。在许多实施例中，选择除数k，使得频率fLO/k仅为较小的几GHz，例如小于10GHz。具有例如2.4GHz的减小的频率的参考信号sREF(t)在参考信号输出部REFout处输出，并且通过线路被传输到从MMIC 2的对应的参考信号输入部REFin。
从MMIC 2包含多个发送信道TX1、TX2、TX3、TX4，在从MMIC 2的LO输入部LOin处接收的LO信号sLO‘(t)被输送给这些发送信道，并且这些发送信道基于LO信号sLO‘(t)产生发送信号sRF,1(t)、sRF,2(t)、sRF,3(t)、和sRF,4(t)。发送信道TX1、TX2、TX3、TX4可以与在图4中示出的示例中的发送信道相似地构造，其中发送信道分别附加地具有耦合器，通过该耦合器将相应的发送信号sRF,1(t)、sRF,2(t)、sRF,3(t)、和sRF,4(t)引导到天线端口。耦合器被设计为分支(abzweigen)出发送信号sRF,1(t)、sRF,2(t)、sRF,3(t)、和sRF,4(t)的功率的一部分并且作为反馈信号a·sRF,1(t)、a·sRF,2(t)、a·sRF,3(t)、和a·sRF,4(t)提供。因子a表示耦合器的直通衰减。
根据图6，反馈信号a·sRF,1(t)、a·sRF,2(t)、a·sRF,3(t)、和a·sRF,4(t)被输送给多路选择器单元301，在该多路选择器单元的输出部处提供反馈信号a·sRF,1(t)、a·sRF,2(t)、a·sRF,3(t)、和a·sRF,4(t)中的选定的反馈信号。在图6中以sFB(t)表示该选定的反馈信号。多路选择器单元301可以不同的方式实现，例如借助于电子开关。在一个简单的示例中，所述耦合器的输出部连接在电路节点上，并且在该电路节点上的信号sFB(t)表示相应的活跃的发送信道的发送信号，其中，总是只有发送信道TX1、TX2、TX3、TX4中的选定的发送信道是活跃的。剩余的发送信道在此期间是不活跃的(例如通过禁用包含在相应的发送信道中的放大器)。在从MMIC 2仅使用一个发送信道TX1的非常简单的示例中，可以省去多路选择器单元301。
在图6的示例中，从MMIC 2还具有分频器302，该分频器的输入部与多路选择器单元301的输出部连接。分频器302被设计为将反馈信号sFB(t)的频率除以预设的除数，即分频器302基于反馈信号sFB(t)产生信号sFB‘(t)(修改后的反馈信号)，该信号sFB‘(t)具有如下频率，这样的频率是反馈信号sFB(t)的频率的一部分。在这里所描述的示例中，分频器302的除数与主MMIC 1的分频器106的除数k相同。反馈信号sFB(t)的频率对应于LO频率fLO，并且修改后的反馈信号sFB‘(t)的频率对应于参考信号sREF(t)的频率fREF＝fLO/k。
修改后的反馈信号sFB‘(t)和输送给从MMIC 2的参考信号sREF(t)被输送给混频器303的输入部，该混频器将两个信号混频。借助于滤波器304滤波混频器输出信号sφ，以抑制不期望有的镜像频率。滤波器304可以主要具有低通特性。由于混频器303的两个输入信号(sREF(t)和sFB‘(t))具有相同的频率fREF，经滤波的混频器输出信号基本上是直流电压信号，该直流电压信号的电平取决于修改后的反馈信号sFB‘(t)的相对于参考信号sREF(t)的相位的相位φFB(并且因此取决于反馈信号sFB(t)的相对于参考信号sREF(t)的相位的相位)。电路组件301、302、303和304(多路选择器单元、混频器、分频器和滤波器)可以被视为测量电路300的部件，该测量电路300被设计为——基于发送信道TX1的输出信号sRF,1(t)(其通过反馈信号sFB‘(t)表示)和所接收的分频后的参考信号sREF(t)——产生指示发送信道TX1的输出信号sRF,1(t)相对于所接收的参考信号sREF(t)的相位状态(Phasenlage)的信号sφ。
为了计算反馈信号sFB(t)的相位φFB，可以将经滤波的混频器输出信号数字化(模拟数字转换器305)并且数字地计算相位。如果选择从发送信道TX1中分支出的信号a·sRF,1(t)作为反馈信号，相位φFB基本上对应于发送信道TX1的发送信号sRF,1(t)的相位φ1。用于数字地计算相位的方法是本身已知的，并且在这里不再进一步解释。例如，一种合适的算法使用快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)。对于发送信道TX1、TX2、TX3、TX4中的每一个信道，可以在从MMIC 2中重复所描述的过程，并且基于计算得到的相位φ1、φ2、φ3和φ4可以进行相位的校准，例如通过使用TX信道TX1、TX2、TX3、TX4中的移相器(参见图4，移相器103)，以将相位φ1、φ2、φ3和φ4设置为期望值。
在图6的示例中，混频器303利用信号sREF(t)和sFB‘(t)工作，这两个信号均具有降低的频率fLO/k(例如2.4GHz)。备选地，混频器也可以以完整的LO频率fLO(例如76.8GHz)工作。在这种情况下，不是借助于分频器降低反馈信号sFB(t)的频率，而是借助于倍频器302‘再次将主MMIC 1中的参考信号sREF(t)的频率fREF提高k倍。在图7中示出了一个对此的示例。
在图7中示出的示例中，主MMIC 1与在图6的上述示例中的主MMIC 1相同。LO信号sLO(t)(频率fLO)和参考信号sREF(t)(频率fREF＝fLO/k)被传输给从MMIC 2。图7中的从MMIC 2与图6的示例中的从MMIC 2非常相似地构造。唯一的区别在于——如上面所提及的——使用倍频器302‘代替分频器302，该倍频器基于在从MMIC 2中接收的参考信号sREF(t)产生修改后的参考信号sREF‘(t)，该修改后的参考信号sREF‘(t)的频率比频率fREF高k倍。因此，修改后的参考信号sREF‘(t)具有频率fLO＝fREF·k，因此具有与反馈信号sFB(t)相同的频率。
利用混频器303对信号sREF‘(t)和sFB(t)的混频和随后的对相位φ1、φ2、φ3和φ4的确定以与图6中的上述示例相同的方式进行，并请参考上面的描述。唯一的区别在于，混频器303以较高的频率工作。在该示例中，测量电路300也被设计为——基于发送信道TX1的输出信号sRF,1(t)(其通过选定的反馈信号sFB(t)表示)和所接收的倍频后的参考信号sREF‘(t)——产生指示发送信道TX1的输出信号sRF,1(t)相对于所接收的参考信号sREF(t)的相位状态的信号sφ。
即使在图6和图7的示例中仅示出了一个从MMIC 2，系统可以——与图5的示例中相似的——具有多个从MMIC，其中参考信号sREF(t)被传输给所有从MMIC，并且所有从MMIC具有分频器(如在图6中那样)或者倍频器(如在图7中那样)。在相应的从MMIC中进行分频后的反馈信号sFB‘(t)与参考信号sREF(t)的混频或者反馈信号sFB(t)与倍频后的参考信号sREF‘(t)的混频。
图8示出了一个备选示例，其中混频器303集成在主MMIC 1中，并且在主MMIC 1中将分频后的反馈信号sFB‘(t)与参考信号sREF(t)混频。如在图6的上述示例中一样，借助于主MMIC 1中的本地振荡器101产生LO信号sLO(t)，并且通过发送/输出信道在主MMIC的LO输出部LOout处输出，并且被传输给从MMIC 2的对应的LO输入部LOin(直接或间接地通过分配器)。如在图6和图7中一样，以sLO‘(t)表示由从MMIC 2接收的LO信号。信号sLO(t)和sLO‘(t)不同之处主要在于它们的相位，这尤其与主MMIC 1和从MMIC 2之间的信号路径的长度相关。由于在传输中信号衰减，所接收的信号sLO‘(t)的振幅小于信号sLO(t)的振幅，然而这对于进一步的讨论来说并不重要。根据图8，主MMIC 1还包含分频器106，该分频器的输入部与本地振荡器101的输出部连接。分频器106被设计为将LO信号sLO(t)的频率除以固定的除数k，即分频器106基于LO信号sLO(t)产生具有频率fREF的信号sREF(t)，频率fREF是LO信号sLO(t)的频率fLO的一部分(fREF＝fLO/k)。关于参考信号方面请参考涉及图6和图7的以上说明。
从MMIC 2具有多路选择器单元301，在该多路选择器单元的输出部处提供发送信道TX1、TX2、TX3和TX4的反馈信号a·sRF,1(t)、a·sRF,2(t)、a·sRF,3(t)、和a·sRF,4(t)中的选定的反馈信号。在图8中以sFB(t)表示该选定的反馈信号。关于发送信道TX1、TX2、TX3和TX4的反馈信号a·sRF,1(t)、a·sRF,2(t)、a·sRF,3(t)、和a·sRF,4(t)请同样参考以上对于图6和图7的描述。由多路选择器单元输出的反馈信号sFB(t)被输送给分频器302，该分频器输出相应的修改后(分频后)的反馈信号sFB‘(t)。就这方面而言，图8中的示例与上述示例没有区别。然而，与在上述示例中不同的是，在图8的示例中，不是将参考信号sREF(t)从主MMIC 1传输给从MMIC 2，而是将具有频率fREF＝fLO/k的分频后的反馈信号sFB‘(t)由从MMIC 2在输出部FBout处输出，并且被传输给主MMIC 1的对应的输入部FBin。
在主MMIC 1中，将所接收的分频后的反馈信号sFB‘(t)和参考信号sREF(t)混频(参见图8，混频器303)，并且将混频输出信号sφ输送给滤波器304，该滤波器主要进行低通滤波，以抑制镜像频率。如在图6和图7中的上述示例中一样，经滤波的混频器输出信号被数字化，并且借助于数字信号处理获得相位。由于混频器303的两个输入信号(sREF(t)和sFB‘(t))具有相同的频率fREF，经滤波的混频器输出信号基本上是直流电压信号，该直流电压信号的电平取决于修改后的反馈信号sFB‘(t)的相对于参考信号sREF(t)的相位的相位φFB(并且因此取决于反馈信号sFB(t)的相对于参考信号sREF(t)的相位的相位)。关于相位φ1、φ2、φ3和φ4的计算和随后的借助于布置在TX信道TX1、TX2、TX3、TX4中的移相器(参见图4，移相器103)对相位的校准请参考对于图6和图7的上述说明。
电路组件106、303和304(混频器，分频器和滤波器)可以被视为测量电路300‘的部件，该测量电路300‘被设计为——基于(在图8的示例中分频后的)本地振荡器信号sLO(t)和所接收的分频后的反馈信号sFB‘(t)——产生指示所接收的分频后的反馈信号sFB‘(t)相对于本地振荡器信号sLO(t)的相位状态的信号sφ。
在图9的示例中，混频器303——如在图7的示例中一样——以高的频率fLO工作，而不是在较低的频率fLO/k上工作。因此，根据图9，在主MMIC 2中省去(在图8的示例中使用的)分频器106，并且取而代之使用倍频器106‘，以将由主MMIC 1接收的反馈信号sFB‘(t)的频率重新提高到原来的LO频率fLO。也就是说，倍频器106‘被设计为基于主MMIC 1中所接收的分频后的反馈信号sFB‘(t)恢复具有原来的频率fLO的反馈信号。以sFB“(t)表示倍频器106‘的输出信号。
在这种情况下，混频器303将同时用作参考信号的LO信号sLO(t)与倍频器106‘的输出信号sFB“(t)混频。以与上述示例中相同的方式处理混频器输出信号sφ，并且请参考以上与此相关的解释。在该示例中，测量电路300‘被设计为——基于本地振荡器信号sLO(t)和所接收的倍频后的反馈信号sFB“(t)——产生指示所接收的分频后的反馈信号sFB‘(t)相对于本地振荡器信号sLO(t)的相位状态的信号sφ。
所有示例的共同之处是，在主MMIC 1和从MMIC 2之间不仅传输LO信号sLO(t)(频率fLO)，而且传输如下的另一信号(sREF(t)或sFB‘(t))，这样的另一信号与LO信号sLO(t)相关，然而具有借助于分频器产生的较低的频率fLO/k。由于该较低的频率fLO/k，沿着从主MMIC 1到从MMIC 2的信号路径(或者相反)的相移以及特别是该相移的变化/漂移显著较低，并且具有较低的频率fLO/k的所传输的信号可以用于相对准确的相位测量。此外，在分频器106和混频器303(参见图6)之间、在分频器302和混频器303(参见图8)之间、以及在分频器106和倍频器302‘(参见图7)之间、或者在分频器302和倍频器106‘(参见图9)之间，仅存在很少的、在理想情况下不存在可能会引起与温度相关的显著的相位漂移的有源元件。
在具有多个从MMIC的系统中，必须使在各个从MMIC中使用的分频器302同步。用于同步的合适措施是本身已知的。在图7的系统中，在从MMIC中不使用分频器，因为取而代之借助于倍频器将所接收的参考信号sREF(t)的频率再次提高到值fLO。在这种情况下，不需要同步。
在这里所描述的示例中，因为混频器303的两个HF输入信号具有相同的频率，所以混频器303的输出信号是DC(direct current)信号，因此测量电路300(参见图6至图8)或测量电路300‘(参见图9-10)的(模拟)输出信号也是DC信号。测量电路300、300‘的输出信号被数字化，并且基于数字信号可以计算表示混频器303的两个HF输入信号之间的相位差的相位。在理想的元件中，对于相位测量而言，测量电路300、300‘的输出信号的单个样本就足够了。图10和图11示出了用于基于测量电路300、300‘的输出信号测量相位的较鲁棒的方案。
图10示出了具有附加的移相器306的来自上述示例的测量电路300、300‘，该附加的移相器连接在混频器303的HF输入部中的一个HF输出部之前，以将相应的HF输入信号303移动附加的相移ΔφROT。例如，移相器306可以借助于IQ调制器来实现。现在，不是接收单个测量值(如所提及的，该单个测量值在理想的电路组件中对于相位计算是足够的)，而是接收测量值的序列M[k]，例如k＝8，测量值M[0]、M[1]、M[2]、M[3]、M[4]、M[5]、M[6]、M[7]，其中在单个测量值M[k]的获取之间逐步提高相移ΔφROT，而除此之外情况不变。在八个测量值M[k]的序列的情况下，这意味着ΔφROT＝kπ/4rad＝360°·k/8。图11示例性地示出了测量值M[0]至M[7]，这些测量值理论上位于正弦曲线上，即使在存在噪声的情况下也可以相对简单地借助于数字信号处理确定该正弦曲线的相位状态。对此，一种高效的数值方法例如是快速傅里变换(FFT)。选择的序列越长(例如不是8个而是128个测量值)，则信噪比越好。
对于相位的计算不重要的是，移相器306被布置在电路的哪个位置。但是，对于FFT的应用有利的是，逐步地将相位ΔφROT增加一个或多个完整的“圈(Umdrehung)”。此外，对于高效地实现FFT有利的是，如果序列的测量值的数目是2的幂，即k＝2p(其中p＝1、2、…)。最后，还应当指出的是，从测量电路的数字化输出信号中计算相位的具体方法对于在这里描述的实施例而言并不重要，并且说明书并不限于计算相位的特定方法。

Claims (10)

1.一种雷达系统，所述雷达系统具有：
第一雷达芯片(1)，具有本地振荡器(101)，所述本地振荡器被设计为在所述本地振荡器的输出部处提供本地振荡器信号(sLO(t))；
第一分频器(106)，被包含在所述第一雷达芯片(1)中，所述第一分频器与所述本地振荡器(101)的输出部耦合，并且所述第一分频器被设计为基于所述本地振荡器信号(sLO(t))在所述第一分频器的输出部处提供分频后的信号(sREF(t))；
第二雷达芯片(2)，所述第二雷达芯片具有：
第一输入部(LOin)，用于从所述第一雷达芯片(1)接收所述本地振荡器信号(sLO‘(t))；
第二输入部(REFin)，用于从所述第一雷达芯片(1)接收所述分频后的信号(sREF(t))；
输出信道(TX1)，在所述第一输入部(LOin)处接收的本地振荡器信号(sLO‘(t))被输送给所述输出信道，以产生对应的输出信号(sRF(t))；以及
电路(300)，被设计为基于所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF,1(t))和所接收的所述分频后的信号(sREF(t))产生指示所述输出信号(sRF,1(t))相对于所接收的所述分频后的信号(sREF(t))的相位状态的信号(sφ)。
2.根据权利要求1所述的雷达系统，其中所述电路(300)还具有：
另一分频器(302)，被设计为基于表示所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF,1(t))的反馈信号(sFB(t))产生分频后的反馈信号(sFB‘(t))；以及
混频器(303)，被设计为将所述分频后的反馈信号(sFB‘(t))与所接收的所述分频后的信号(sREF(t))混频，其中在所述混频器(303)的输出部处提供指示所述输出信号(sRF,1(t))相对于所接收的所述分频后的信号(sREF(t))的相位状态的信号(sφ)。
3.根据权利要求1所述的雷达系统，其中，所述电路(300)还具有：
倍频器(302‘)，被设计为基于所接收的所述分频后的信号(sREF(t))产生修改后的信号(sREF‘(t))；以及
混频器(303)，被设计为将表示所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF,1(t))的反馈信号(sFB(t))与所述修改后的信号(sREF‘(t))混频，其中在所述混频器(303)的输出部处提供指示所述输出信号(sRF,1(t))相对于所接收的所述分频后的信号(sREF(t))的相位状态的信号(sφ)。
4.根据权利要求2或3所述的雷达系统，其中所述输出信道(TX1)具有耦合器，所述耦合器被设计为提供所述输出信号(sRF,1(t))的功率的一部分作为反馈信号(sFB(t))。
5.一种雷达系统，所述雷达系统具有：
第一雷达芯片(1)，具有本地振荡器(101)，所述本地振荡器被设计为在输出部(LOout)处提供本地振荡器信号(sLO(t))；
第二雷达芯片(2)，所述第二雷达芯片具有：
输入部(LOin)，用于从所述第一雷达芯片(1)接收所述本地振荡器信号(sLO‘(t))；
输出信道(TX1)，在第一输入部(LOin)处接收的本地振荡器信号(sLO‘(t))被输送给所述输出信道，以产生对应的输出信号(sRF(t))；以及
分频器(302)，被设计为基于所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF(t))产生分频后的信号(sFB‘(t))；
输出部(FBout)，用于将所述分频后的信号(sFB‘(t))传输给所述第一雷达芯片(1)；
其中所述第一雷达芯片(1)具有输入部(FBin)以及电路(300‘)，所述输入部(FBin)用于接收来自所述第二雷达芯片(2)的所述分频后的信号(sFB‘(t))，所述电路(300‘)被设计为基于所述本地振荡器信号(sLO(t))和所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))产生指示所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))相对于所述本地振荡器信号(sLO(t))的相位状态的信号(sφ)。
6.根据权利要求5所述的雷达系统，其中所述电路(300‘)还具有：
另一分频器(106)，被设计为基于所述本地振荡器信号(sLO(t))产生分频后的本地振荡器信号(sREF(t))；以及
混频器(303)，被设计为将所述分频后的本地振荡器信号(sREF(t))与所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))混频，其中在所述混频器(303)的输出部处提供指示所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))相对于所述本地振荡器信号(sLO(t))的相位状态的信号(sφ)。
7.根据权利要求5所述的雷达系统，其中所述电路(300‘)还具有：
倍频器(302‘)，被设计为基于所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))产生修改后的信号(sFB“(t))；以及
混频器(303)，被设计为将反馈信号(sFB(t))、所述本地振荡器信号(sLO(t))与所述修改后的信号(sFB“(t))混频，其中在所述混频器(303)的输出部处提供指示所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))相对于所述本地振荡器信号(sLO(t))的相位状态的信号(sφ)。
8.根据权利要求6或7所述的雷达系统，其中所述输出信道(TX1)具有耦合器，所述耦合器被设计为提供所述输出信号(sRF,1(t))的功率的一部分作为反馈信号(sFB(t))，所述反馈信号被输送给所述分频器(302)的输入部。
9.一种方法，所述方法具有：
在第一雷达芯片(1)中产生本地振荡器信号(sLO(t))；
借助于布置在所述第一雷达芯片(1)中的分频器(106)从所述本地振荡器信号(sLO(t))中产生分频后的信号(sREF(t))；
将所述分频后的信号(sREF(t))传输给第二雷达芯片(2)；
将所述本地振荡器信号(sLO(t))传输给所述第二雷达芯片(2)，其中将在所述第二雷达芯片(2)中接收的本地振荡器信号(sLO‘(t))输送给所述第二雷达芯片(2)的输出信道(TX1)，所述输出信道基于所接收的本地振荡器信号产生输出信号(sRF,1(t))；
基于所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF,1(t))和由所述第二雷达芯片(2)接收的分频后的信号(sREF(t))产生指示所述输出信号(sRF,1(t))相对于所接收的所述分频后的信号(sREF(t))的相位状态的信号(sφ)。
10.一种方法，所述方法具有：
在第一雷达芯片(1)中产生本地振荡器信号(sLO(t))；
将所述本地振荡器信号(sLO(t))传输给第二雷达芯片(2)，其中将在所述第二雷达芯片(2)中接收的本地振荡器信号(sLO‘(t))输送给所述第二雷达芯片(2)的输出信道(TX1)，所述输出信道基于所接收的本地振荡器信号产生输出信号(sRF,1(t))；
借助于布置在所述第二雷达芯片(2)中的分频器(302)基于所述输出信道(TX1)的输出信号(sRF,1(t))产生分频后的信号(sFB‘(t))；
将所述分频后的信号(sFB‘(t))传输给所述第一雷达芯片(1)；
基于在所述第一雷达芯片(1)中接收的分频后信号(sFB‘(t))和本地振荡器信号(sLO(t))产生指示所接收的所述分频后的信号(sFB‘(t))相对于所述本地振荡器信号(sLO(t))的相位状态的信号(sφ)。
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